CN1826737A - Ofdm通信系统 - Google Patents

Abstract

利用了一种错列的扩频OFCDM方案，其改善了信道估计。在第一实施例中，使每个码片流时移预定量(图5的单元305)，然后在预定的子载波上将其发射。这导致了不同子载波(图4)上的时间扩展的符号是错列的(时间偏移)，其允许更加频繁的信道采样。在第二实施例中，将错列扩频方法应用于频率维度(图4)，以通过频率维度中的扩频改善系统的性能。

Description

OFDM通信系统

技术领域

本发明通常涉及通信系统，特别地，涉及一种用于多载波通信系统中发射和接收的方法和装置。

背景技术

正交频分复用(OFDM)是公知的多载波调制方法，用于数种无线系统标准中。某些使用OFDM的系统包括5GHz高数据速率无线LAN(IEEE802.11a，HiperLan2，MMAC)、欧洲数字音频和数字视频广播(分别是DAB和DVB-T)、以及宽带固定无线系统，诸如IEEE802.16a。OFDM系统将可用带宽分为很多个窄的频带(子载波)，数据在子载波上并行发射。每个子载波利用所占用的频带的不同部分。

也可以将扩频应用于OFDM系统中的数据，以提供多种形式的多载波扩谱。该扩频OFDM系统通常指扩频OFDM(SOFDM)，多载波CDMA(MC-CDMA)，或者正交频分码分复用(OFCDM：Orthogonal Frequency Code Division Multiplexing)。对于使用MC-CDMA的系统，在频率维度中应用扩频，并且通过使用不同的扩频码，多个信号(用户)可以占用相同的子载波组。对于OFCDM，向不同的用户指派互不相同的正交扩频码，并且在下行链路上发射之前，组合扩频信号。可以在频率维度或时间维度中应用扩频，或者可以使用时间和频率扩频的组合。在任何情况中，正交码，诸如Walsh码被用于扩频功能，并且多个数据符号可以码复用到不同的Walsh码上(即，多码传输)。

对于OFCDM系统，仅当信道在Walsh码所跨越所有时间/频率资源上恒定时，保持Walsh码之间的正交性。这导致了关于不同的系统参数(例如，子载波和OFDM符号间隔)和不同的信道条件(例如，延迟扩频和多普勒(Doppler)扩频)的时间和频率之间的不同的折衷。

对于在时间维度中具有扩频因子SF的OFCDM系统，其中由SF个码片表示每个符号，在每个子载波上高达SF个Walsh码可以是活跃的。对于信道估计，可以将这些Walsh码中的一个指派为导频信号(即，同传统的单载波CDMA系统，诸如IS-95中产生导频信号的方式相同)。然而，关于该方法的问题在于，当时间变化是显著的时候，例如由车辆的移动性所引起，丧失了Walsh码的正交性。这使得导频信道受到来自其他的Walsh码的干扰。信道估计由于该干扰而恶化。此外，在解扩导频信道时，对于整个SF个“码片”的扩频块，得到单一的信道估计。当信道在该块上显著变化时，该单一的信道估计是不准确的。因此，需要一种方法和装置，用于OFDM通信系统中的发射和接收，其提供了更准确的信道估计，并且减少了时变信道的导频信道的恶化量。

附图说明

图1～图3示出了用于在基于OFDM的系统中引入导频符号的现有技术的示例。

图4说明了根据本发明的优选实施例的扩频OFDM信道的结构。

图5是根据本发明的优选实施例的扩频OFDM通信系统中的发射机的框图。

图6是示出了根据本发明的优选实施例的图4的发射机的操作的流程图。

图7说明了根据本发明的替换实施例的扩频OFDM信道的结构。

图8是根据本发明的替换实施例的扩频OFDM通信系统中的发射机的框图。

图9是示出了根据本发明的替换实施例的图7的发射机的操作的流程图。

图10说明了根据本发明的优选实施例的信道估计。

图11是根据本发明的优选实施例的接收机的框图。

图12是示出了根据本发明的优选实施例的信道估计的流程图。

具体实施方式

为了满足上文提及的需要，此处提供了一种用于在扩频OFDM系统中发射和接收数据的方法和装置。特别地，利用了错列时间扩展OFCDM方案，其改善了信道估计。在第一实施例中，使每个码片流时移预定量，然后在预定的子载波上发射。这导致了时间扩展符号在不同的子载波上是错列的(时间偏移)，其允许更加频繁的信道采样，改善了信道估计。在第二实施例中，将错列扩展方法应用于频率维度，以改善系统在频率维度中扩频的性能。

本发明包括一种方法，用于在多载波系统中发射数据，其中来自独立用户的数据在多个子载波上发射。该方法包括步骤，解复用数据流，以产生多个解复用数据流，然后通过扩频码对解复用数据流扩频，以产生多个码片流。使每个码片流时移预定量，并且在预定的子载波上将其发射。

此外，本发明包括一种发射数据的方法。该方法包括步骤，解复用符号流，以产生多个解复用符号，以及通过扩频码对每个符号扩频，以产生多个扩频符号，每个扩频符号包括预定数目的码片。对于第一发射间隔，扩频符号的第一码片映射到预定的子载波，并且对于第二发射间隔，扩频符号的第一码片映射到第二子载波，其中第二子载波不同于第一子载波。

此外，本发明包括一种方法，其包括步骤，接收包括多个子载波的多载波信号，解调该多载波信号以产生码片流，在第一符号周期中通过导频码解扩该码片流，以产生关于第一符号周期的第一信道估计，在第二符号周期中通过导频码解扩该码片流，以产生关于第二符号周期的第二信道估计，基于第一和第二信道估计生成仅关于一部分第一符号周期的第三信道估计，以及基于第一和第二信道估计生成关于第一符号周期的第二部分的第四信道估计。

此外，本发明包括一种装置，其包括，解复用器，其解复用数据流，以产生多个解复用数据流；扩频器，其通过扩频码对解复用数据流扩频，以产生多个码片流；时移器，其使每个码片流时移预定量；和发射机，其在预定的子载波上发射每个时移的码片流。

此外，本发明包括一种装置，其包括，解复用器，其解复用符号流，以产生多个解复用符号；扩频器，其通过扩频码对每个符号扩频，以产生多个扩频符号，每个扩频符号包括预定数目的码片；和映射器，对于第一发射间隔，其使扩频符号的第一码片映射到预定的子载波，并且对于第二发射间隔，其使扩频符号的第一码片映射到第二子载波，其中第二子载波不同于第一子载波。

此外，本发明包括一种装置，其包括，接收机，其接收包括多个子载波的多载波信号，并且解调该多载波信号以产生码片流；信道估计器，其在第一符号周期中通过导频码解扩该码片流，以产生关于第一符号周期的第一信道估计，并且在第二符号周期中通过导频码解扩该码片流，以产生关于第二符号周期的第二信道估计；和插值器，其基于第一和第二信道估计生成仅关于第一符号周期的一部分的第三信道估计，并且基于第一和第二信道估计生成关于第一符号周期的第二部分的第四信道估计。

现在回到附图，其中相同的数字指明了相同的部件，图1和图2示出了用于在基于OFDM的系统中引入导频符号的现有技术的方法的示例。应当注意，这些现有技术的方法可用于发射常规OFDM数据或者扩频数据的系统(诸如MC-CDMA、OFCDM)。然而，应当注意每个独立的导频符号仅“在一个OFDM符号周期中占用一个子载波”，并且还应当注意到，导频和数据不是码复用的。反之，导频符号在时间和/或频率上分立于数据。在这些现有技术的方法中，可以在分立于数据或扩频数据位置的每个导频符号位置获得信道估计。这样，可以在时间-频率栅格中的其他的位置，特别是其中安置有数据或扩频数据的位置，对信道进行估计，因此可以解扩并检测数据。

同图1和图2的现有技术的方法相反，本发明的优选实施例包括使用具有扩频数据码复用的扩频导频。

图3说明了现有技术的OFDM信道结构。特别地，图3说明了在时间维度中扩频的OFCDM系统。示出了关于该类型的系统的SF＝8的时间-频率栅格，其中每个符号通过8个码片扩频。然后在特定的频率(子载波)上发射这8个码片。如图3所示，在子载波1上发射表示第一符号的8个码片，其后面是表示另一符号的另外8个码片。在子载波2～4上发生了相似的发射。高达SF个符号可以码复用到相同的时间/频率空间上。例如，在单一的扩频块间隔b中，高达SF个符号可以码复用到同一子载波上。在具有码复用导频的系统中，至少一个Walsh码用作导频信道。

时间-频率栅格中的特定位置处的复合信号被描述为(其中，pilotchannel为导频信道，data channels为数据信道)：

其中

b是扩频块间隔索引(应当注意每经过一个SF OFDM符号周期，b加1)；

n是第b个扩频块间隔中的码片索引。应当注意，在每个扩频块间隔b中n从1增加到SF；

k是子载波索引，1≤k≤K；

c表示扰码；

i是Walsh码索引，1≤i≤SF；

p表示用于导频信道的Walsh码索引；

W_i表示第i个Walsh码；

A_i表示施加到第i个Walsh码信道的(实际)增益(例如，基于功率控制设置)；并且

d_i表示调制第i个Walsh码的复数符号。d_p表示调制第p个Walsh码信道(即导频信道)的导频符号。

应当注意，OFCDM系统具有不同于传统的单载波CDM/CDMA系统的特征。在单载波CDMA系统中，共同的信号失真源是由于多路径延迟扩展引起的码片间的干扰。该码片间的干扰破坏了不同的正交扩频码之间的正交性，即使信道在扩频块中未变化。基于OFDM的多载波扩频系统，诸如OFCDM的使用消除了码片间干扰的问题，这是因为其码片速率降低和循环前缀，该循环前缀常用于基于OFDM的系统中。然而，通过使用OFCDM，出现了新的问题。相比于带宽可比的单载波系统，在OFCDM中，码片时长大出很多。结果，在OFCDM系统中，极大地扩展了扩频块的时长，并且这造成了对扩频块上的信道变化的敏感性的固有问题。扩频块中的信道变化引起了正交扩频码之间的干扰，此外，如果使用了码复用导频，则导致了信道估计问题。

如上文所讨论的，当在扩频块中发生时间变化时，现有技术的扩频OFDM系统可能丧失正交性。这使得导频信道受到来自其他Walsh码的干扰。由于该干扰使信道估计恶化。此外，在解扩导频信道时，对于整个SF个“码片”的扩频块，得到了单一的信道估计。当信道在该块上显著变化时，该单一的信道估计是不准确的。为了解决这些问题，在本发明的优选实施例中，利用了错列时间扩展OFCDM方案，其改善了信道估计。特别地，使每个码片流时移预定量，然后在预定的子载波上发射。这导致了时间扩展符号在不同的子载波上是错列的(时间偏移)，其允许更加频繁的信道采样。增加的信道采样速率导致了改善的信道估计器性能和针对较高多普勒效应(例如，移动无线系统中的较高的车辆速度或者较高的信道频率)的改善的跟踪能力。而且，由于得到的系统对于信道变化具有更高的鲁棒性，因此本发明在选择OFCDM系统的参数时允许更大的灵活性(诸如，SF、码片时长、子载波数目)。

图4说明了根据本发明的优选实施例的该扩频OFDM的信道结构。显而易见，关于每个符号的第一码片，从一个子载波到另一个子载波，在时间上是错列的。在该特定示例中，“错列偏移”(SO)等于4，因此从一个子载波到下一子载波，使每个符号(包括SF个码片)偏移4个码片周期。对于该示例，如图3中描述的示例，SF＝8，每个符号通过8个码片扩频。然后在特定的频率(子载波)上发射这8个码片。如图4所示，在子载波1上发射表示高达SF*2个符号的16个码片，在子载波2上发射表示另外的高达SF*2个符号的16个码片。然而，使在子载波2上发射的16个码片时移，由此第一码片的发射在与子载波1上的第4码片的发射相同的时间周期中发生。对于子载波3和4，出现了相似的发射模式。

图5是根据本发明的优选实施例的扩频OFDM通信系统中的发射机300的框图。如图所示，发射机300包括解复用器301、扩频器302和304、时移器305和OFDM调制器/发射机306。为了简化，在图5中示出了来自单一用户(例如，上行链路)或者去往单一用户(例如，下行链路)的数据，然而本领域的普通技术人员应认识到，在典型的OFCDM发射机中，多个用户同时发射(或者向其发射)高达SF个符号，其占用相同的时间/频率空间。在操作过程中，来自/去往用户的数据流进入解复用器301，其中将数据流解复用为多个数据流。典型的解复用操作在给定的数据速率(R)下将数据流转化为N个数据流，每个数据流具有R/N的数据速率。

接着，解复用的数据流进入扩频器302，其中发生了标准的扩频，产生了多个码片流。特别地，对于其中数据和扩频码是二进制的示例情况，扩频器302将正交码(例如，8个码片的Walsh码)和数据符号模2相加。例如，在8个码片的扩频中，依赖于数据符号是0或1，数据符号均由8个码片的扩频码或其反码替换。更一般地，通过复数符号调制扩频码，例如前面式中的di；该复数符号可以选自例如，M-元QAM或者M-元PSK星座图。扩频码优选地对应于来自8×8Hadamard矩阵的Walsh码，其中Walsh码是该矩阵的单一的行或列。这样，对于每个数据流，扩频器302重复地输出由当前的输入数据符号值调制的Walsh码。应当注意，在本发明的替换实施例中，通过扩频器302，可能出现额外的扩频或者其他的操作。例如，可以进行功率控制和数据加扰，如前面的式所示。

在本发明的优选实施例中，连同每个符号流广播每个子信道的单一的导频，提供信道估计，以协助发射信号的后继解调。在特定的频率/时间周期中，接收数据的所有用户利用该单一的导频。在本发明的替换实施例中，可以在多种时间周期/子载波处“跳过”导频信道的发射，以便于在信道条件允许时发射更多的数据。接收机，其了解次序和时间间隔，在对非导频广播解调/解码时利用该信息，其中非导频广播优选地出现在不同于导频的扩频码上。这样，在本发明的优选实施例中，导频流(包括已知的符号模式)进入扩频器304，其中利用来自8个正交码的码对其进行适当的扩频。然后，经由求和器303，使导频码片流同每个数据码片流求和。应当注意，不止一个数据流的数据可以在求和器303处求和。换言之，在特定的频率/时间周期中发射的每个用户的数据将使多个扩频码的码片在求和器303处求和。得到的求和码片流被输出到时移器305。

如上文所讨论的，时移器305使不同的子载波(频率)上的特定的码片流在时间上移位，允许更加频繁的信道采样。特别地，相邻的信道具有错列的开始符号周期(即，每个Walsh码的开始)，由此在第二子载波上的第二符号的发射周期中(优选地是中间)出现了第一子载波上的一个符号周期的开始。然后，所有的码片流，无论是否时移，进入OFDM调制器306，其中发生了标准的OFDM调制。

图6是示出了根据本发明的优选实施例的图5的发射机的操作的流程图。逻辑流程开始于步骤401，其中来自/去往用户的数据流被解复用为多个数据流。在步骤403中，通过特定的Walsh码使每个数据流扩频，并且同扩频导频码求和(步骤405)。求和码片流进入时移器305，其中依赖于在其上发射它们的子载波，适当地使它们时移(步骤407)。最后，在步骤409中，发生了OFDM调制和发射。

上文描述了一种系统，其中使不同子载波上的发射时移预定数目的码片。这导致了时间扩展符号在不同的子载波上是错列的(时间偏移)，允许时间维度中的更加频繁的信道采样，由此获得了较好的时变信道的估计。

在本发明的替换实施例中，在频率维度而非时间维度(或者两者的组合)中执行扩展。在该实施例中，由于多路径延迟扩展，在子载波上出现了信道变化，导致了导频和数据扩频码之间的正交性的丧失，以及估计子载波上的信道变化的困难。本发明的错列扩展方法应用于频率维度中，以通过频率维度中的扩展改善系统的性能，如图7所示。

如图7所示，在第一时间周期中，每个符号的第一码片在第一子载波(频率)预定集合上发射。在第二时间周期中，每个符号的第一码片在第二子载波预定集合上发射，其中第二子载波预定集合不同于第一子载波预定集合。对于特定的用户，扩频符号的第一码片在第一发射间隔中映射到预定的子载波，并且然后在第二发射间隔中映射到第二子载波。在本发明的优选实施例中，扩频符号在第一发射间隔中映射到子载波k～k+SF-1，并且在第二发射间隔中映射到m～m+SF-1。在图7中，还应当注意，由于通过频率维度扩频，扩频块的码片不需要跨越多个时间周期，因此可以在单一的时间间隔(例如，b＝1和b＝2)中表示多个数据符号或者扩频块周期。

图8是根据本发明的替换实施例的扩频OFDM通信系统中的发射机600的框图。显而易见，发射机600同发射机300相似，不同之处在于，时移器305由频率/子载波映射器605替换。如上文参考图5描述的，发生了发射机600的操作，不同之处在于，离开求和器603的求和码片流进入映射器605，其中它们映射到不同的子载波，如上文所述。特别地，对于第一发射间隔，映射器605将扩频符号的第一码片映射到预定的子载波，并且对于第二发射间隔，映射器605将扩频符号的第一码片映射到第二子载波，其中第二子载波不同于第一子载波。

应当注意，在图4和图7中，存在由于发射的错列而保持为空的频率/码片位置。这些位置不需要保持为空。例如，可以使用这些空间发射通过较小的扩频因子扩频的用户数据或者控制信息(具有或不具有码复用导频)，或者使用相似长度的扩频因子并且跨越具有用户数据的多个间隙(具有或不具有码复用导频)，或者简单的发射额外的导频码片和/或导频符号，其将协助接收机处的信道估计。

此外，图4和图7在扩频以及将扩频符号映射到子载波/OFDM符号栅格的方面的变化是可行的。在一个替换实施例中，可以通过使扩频因子不同，优选地基于正交可变扩频因子(OVSF)码，对数据符号和导频符号扩频。例如，在图4中，导频码片流可以具有扩频因子SF_pilot＝8，而数据可以具有扩频因子SF_data＝16。在该情况中，长度为16的单一的扩频数据块(如通过连接两个SF＝8的扩频块，诸如图4中的b＝1和b＝2而获得的)将包含两个扩频导频符号，每个有SF_pilot＝8，由此关于导频信道的接收处理基本上同关于图4的优选实施例相似。因此，本实施例提供了选择或者甚至动态调节用户数据的扩频因子的额外的灵活性。然而，对于该示例，应当注意SF_pilot＝8的使用阻碍了来自数据信道的16个码中的2个码的使用，如关于OVSF码的技术中所知的。在该替换实施例的额外的示例中，具有扩频因子16的扩频数据可以映射到两个不同的子载波，以提供对数据的二维扩频，其在本领域中已知用于提供额外的频率分集。在该示例中，16个码片的扩频块中的8个码片对于扩频块间隔b＝1可以映射到子载波k＝1，并且剩余的8个码片可以映射到不同的子载波(例如，对于扩频块间隔b＝1，k＝2；对于于扩频块间隔b＝1或b＝2，k＝3；或者多种其他的预定组合)。

图9是示出了根据本发明的替换实施例的图8的发射机的操作的流程图。逻辑流程开始于步骤701，其中来自/去往用户的数据流被解复用为多个数据流。在步骤703中，通过特定的Walsh码使每个数据流扩频，并且同扩频导频码求和(步骤705)。求和码片流进入频率映射器605，其中它们适当地映射到特定的子载波(步骤707)。最后，在步骤709中，发生了OFDM调制和发射。如上文所述，在第一发射周期中，所有待发射的符号使它们的第一码片在第一预定子载波集合上发射。在下一时间周期(码片周期)中，所有待发射的符号使它们的第一码片在第二预定子载波集合上发射。在本发明的替换实施例中，第一和第二预定子载波集合是互斥的。

通过利用上文描述的发射方案，允许接收机更加频繁地对信道采样。在接收过程中，优选地，通过利用导频Walsh码对接收信号解扩，针对每个扩频块获得了基本信道估计。接收信号可被建模为：

r(b，n，k)＝h(b，n，k)x(b，n，k)+η(b，n，k)

其中h(b，n，k)是信道，并且η(b，n，k)是第b个块，第n个OFDM符号和第k个子载波处的热噪声和/或其他噪声以及干扰。优选地，通过使接收信号同导频Walsh码乘以扰频码的共轭相乘，并且对这些元素求和，对导频信道解扩；然后优选地通过除以增益和导频符号解调：

$\hat{h}(b,k)=\frac{1}{A_p(b,k)}\·\frac{1}{d_p(b,k)}\·\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{n=1}{\overset{\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{c}^{*}(b,n,k)W_p^{*}(b,n,k)r(b,n,k)$

该解扩信道估计是3个项的和，一个是由信道的恒定部分引起的，一个是由热噪声引起的，一个是由来自数据用户的码间干扰(ICI)引起的，其起因于扩频块上的信道变化；特别地，

$\hat{h}(b,k)=\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{n=1}{\overset{\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}h(b,n,k)+{\mathrm{\η}}^{\′}(b,k)+{\mathrm{\η}}^{\′\′}(b,k)$

其中

${\mathrm{\η}}^{\′}(b,k)=\frac{1}{A_p(b,k)}\·\frac{1}{d_p(b,k)}\·\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{n-1}{\overset{\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{c}^{*}(b,n,k)W_p^{*}(b,n,k)\mathrm{\η}(b,n,k)$

是解扩噪声贡献，而η″(b，k)是由于ICI引起的项。

为了改善信道估计，组合基本信道估计 其在每个扩频块和子载波可获得一次，以利用子载波上存在的任何相关性，并且获得扩频块中的每个码片信道估计。现描述滤波和插值。组合的信道估计是第l个OFDM符号的第k个子载波处的最终估计的信道，其由绝对符号索引l＝1，2，3，...标注索引。通过对扩频块信道估计 插值和滤波获得了 如下文详细描述的。在一个实施例中，信道估计在扩频块上保持恒定，并且应用频率滤波。在另一实施例中，通过对扩频块信道估计插值，获得了码片级的信道估计。

对于SO OFDM符号，信道估计首先保持恒定。其中SO是“错列偏移”，并且“错列周期”被定义为：

$\mathrm{SP}\≡\frac{\mathrm{SF}}{\mathrm{SO}}$

通过设置SO＝SF和SP＝1获得了没有错列的特殊情况。由绝对时间标注索引的保持信道估计

由解扩导频“填充”(即，采样和保持)，

${\hat{h}}_{a,\mathrm{held}}(l,k)=\hat{h}(b(l,k),k)$

其中

给出了关于符号l和子载波k的块索引。应当注意，对于给定的OFDM符号l，在错列扩频的情况中，不同的子载波来自可能不同的扩频块。

在时间维度中进行插值的情况中，例如线性插值，组合保持信道估计，以获得随码片索引变化的信道估计：

${\hat{h}}_{a,\mathrm{lin}}(l,k)=\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{l_1=1}{\overset{\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_{a,\mathrm{held}}(l+l_1-\frac{\mathrm{SF}}{2},k)$

在图10中示出了该过程。

在本发明的优选实施例中，然后针对每个OFDM符号l，在子载波上对

(或者用于插值信道估计的

滤波。该滤波可以通过数种方法实现。一种方法是采用IFFT，并且将相乘窗口应用到时域信道，以将对应于大于最大预期延迟扩展的延迟扩展的部分清零。然后通过采用FFT获得了信道。另一种方法是直接在频域中滤波。在任一情况中，通过向所有的子载波应用低通滤波器，在数学上获得信道，

${\hat{h}}_{a,\mathrm{filt}}(l,k)=\underset{k_1=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_{a,\mathrm{held}}(l.,k)g(k_1,k)$ 或者 ${\hat{h}}_{a,\mathrm{filt}}(l,k)=\underset{k_1=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_{a,\mathrm{lin}}(l,k)g(k_1,k)$

其中g(k，k₁)，1≤k₁≤K是关于第k个子载波的信道估计滤波系数。应当注意，某些g(k，k₁)可以是0。

然后，由适当的时间和频率索引处的

给出第b个扩频块的第n个码片和第k个子载波处的估计信道；具体地，不具有错列

$\hat{h}(b,n,k)={\hat{h}}_{a,\mathrm{filt}}(l,k)$ l＝(b-1)·SF+n

对于错列的扩频块的情况，

$\hat{h}(b,n,k)={\hat{h}}_{a,\mathrm{filt}}(l,k)$ l＝(b-1)·SF+n+SO·mod(k-1，SP)

针对接收信号执行均衡、扰码移除和解扩，以获得发射数据符号的估计 使f(b，n，k)作为第b个扩频块的第n个码片和第k个子载波处的均衡器系数。然后，通过下式获得了在第i个Walsh码上调制的发射数据符号的估计，

${\hat{d}}_i(b,k)=\frac{1}{A_i(b,k)}\·\frac{1}{\mathrm{SF}}\underset{n=1}{\overset{\mathrm{SF}}{\mathrm{\Σ}}}{c}^{*}(b,n,k)W_i^{*}(b,n,k)f^{*}(b,n,k)r(b,n,k)$

可以根据不同的标准，诸如EGC(等增益码片合并)或MMSE标准选择均衡器系数，

$f(b,n,k)=\frac{\hat{h}(b,n,k)}{\left|\hat{h}(b,n,k)\right|}\left(\mathrm{EGC}\right)$

$f(b,n,k)=\frac{\hat{h}(b,n,k)}{{\hat{h}}^{*}(b,n,k)\hat{h}(b,n,k)+{\mathrm{\σ}}_n^2/{\mathrm{\σ}}_x^2}\left(\mathrm{MMSE}\right)$

其中σ_n ²是η(b，n，k)的方差，σ_x ²是x(b，n，k)的方差。如果存在频率选择干扰，则σ_n ²/σ_x ²可由1/SINR(b，n，k)替换，其中SINR是信号与干扰及噪声比(Signal-to-Interference-plus-Noise Ratio)。进一步将增益修正项应用到线性MMSE均衡器。

图11是根据本发明的优选实施例的接收机900的框图。如图所示，接收机900包括接收机/解调器901、缓冲器902、解扩器903、信道估计器904、码片级插值器905和复用器906。在操作过程中，解调器901接收多个子载波(多载波信号)，并且将其解调，产生多个码片流。该码片流被传递到缓冲器902，它们存储在其中。缓冲器902在发生信道估计的预定的时间内存储解调的码片流。对于每个码片流，信道估计器904访问缓冲器902，并且在第一符号周期(即，第一个SF个码片)中通过导频码对码片流解扩，以产生关于第一符号周期的第一信道估计。相似地，信道估计器904在第二符号周期中通过导频码对码片流解扩，以产生关于第二符号周期的第二信道估计。该信道估计被传递到码片级插值器905，其中生成了第三信道估计。如上文所述，参考图11，第三信道估计仅被生成用于第一符号周期的一部分(即，小于SF个码片的部分)，并且其基于第一和第二信道估计。相似地，基于第一和第二信道估计，生成关于第一符号周期的第二部分的第四信道估计。该信道估计被传递到解扩器903，其中它们被用于将码片流解扩为多个数据流。复用器906随即重新组合该数据流。

简言之，与用于多载波系统的现有技术的信道估计不同，在本发明的优选实施例中，由解扩、码复用导频获得了每个码片的信道估计，并且即使解扩导频针对每个扩频块仅提供了单一的信道估计，这些估计仍可以跟随单一的扩频块中的信道变化。结果，符号中的每个码片潜在地具有变化的信道估计，这极大地改善了关于较高多普勒效应的情况的信道跟踪和解扩器性能，并且使码复用导频能够用于较大范围的潜在的系统参数。图12是示出了根据本发明的优选实施例的信道估计的流程图。逻辑流程开始于步骤1001，其中接收多载波信号，其包括多个子载波。在本发明的优选实施例中，接收信号包括多载波信号，其具有存在于至少两个子载波上的相对时移的码片流。解调接收信号，以产生多个码片流(步骤1003)。在步骤1005中，在第一符号周期中通过导频码对码片流解扩，以产生关于第一符号周期的第一信道估计，并且在步骤1007中，在第二符号周期中通过导频码对码片流解扩，以产生关于第二符号周期的第二信道估计。在本发明的优选实施例中，第一和第二符号周期在时间上是不重叠的，而在本发明的替换实施例中，第一和第二符号周期在频率上是不重叠的。

接着，在步骤1009中，基于第一和第二信道估计，生成关于第一符号周期的一部分的第三信道估计，并且在步骤1011中，基于第一和第二信道估计，生成关于第一符号周期的第二部分的第四信道估计。

尽管通过参考具体的实施例具体示出并描述了本发明，但是本领域的技术人员应理解，在不偏离本发明的精神和范围的前提下，可以进行形式和细节上的多种修改。例如，尽管上文所给出的描述主要涉及OFDM调制，但是本领域的普通技术人员应认识到，也可以利用其它的多载波调制技术。此外，尽管上文描述的实施例分别处理时间和频率扩频，但是本领域的普通技术人员应认识到，也可以利用如上文所述的同时的时间和频率的扩频的组合。该修改应涵盖在权利要求的范围中。

Claims (9)

1.一种用于在多载波系统中发射数据的方法，其中来自个体用户的数据在多个子载波上发射，该方法包括如下步骤：

解复用数据流，以产生多个解复用的数据流；

通过扩频码对解复用数据流扩频，以产生多个码片流；

使每个码片流时移预定量；以及

在预定的子载波上发射每个时移码片流。

2.权利要求1的方法，进一步包括使扩频导频同码片流码复用的步骤。

3.权利要求1的方法，其中，针对至少两个解复用数据流，使用不同的扩频码。

4.权利要求1的方法，进一步包括如下步骤：

对导频流扩频，以产生扩频导频流；

使导频流时移预定量；以及

在预定的子载波上发射上述导频流。

5.权利要求1的方法，进一步包括如下步骤：

对导频流扩频，以产生扩频导频流；

使导频流同来自多个码片流的码片流组合；并且

其中所述的使每个码片流时移的步骤包括使导频流和上述码片流的组合时移的步骤。

6.一种用于发射数据的方法，该方法包括如下步骤：

解复用符号流，以产生多个解复用的符号；

通过扩频码对每个符号扩频，以产生多个扩频符号，每个扩频符号包括预定数目的码片；

对于第一发射间隔，使扩频符号的第一码片映射到预定的子载波；以及

对于第二发射间隔，使扩频符号的第一码片映射到第二子载波，其中所述的第二子载波不同于上述的第一子载波。

7.权利要求6的方法，进一步包括如下步骤：

对导频流扩频，以产生包括导频码片的扩频导频流；以及

使导频码片同扩频符号的码片组合，由此使得映射到子载波的码片包括扩频符号码片和导频码片的组合。

8.一种装置，包括：

解复用器，其解复用数据流，以产生多个解复用的数据流；

扩频器，其通过扩频码对解复用数据流扩频，以产生多个码片流；

时移器，其使每个码片流时移预定量；和

发射机，其在预定的子载波上发射每个时移的码片流。

9.一种装置，包括：

接收机，其接收包括多个子载波的多载波信号，并且解调所述多载波信号以产生码片流；

信道估计器，其在第一符号周期中通过导频码解扩上述码片流，以产生关于第一符号周期的第一信道估计，并且在第二符号周期中通过导频码解扩上述码片流，以产生关于第二符号周期的第二信道估计；和

插值器，其基于第一和第二信道估计生成仅关于第一符号周期的一部分的第三信道估计，并且基于第一和第二信道估计生成关于第一符号周期的第二部分的第四信道估计。

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