JP2007500472A - Ｏｆｄｍ通信システム - Google Patents

Abstract

ジグザグ状にずれる構成の拡散ＯＦＤＭ方式を利用してチャネル推定精度を向上させる。第１の実施形態では、各チップ・ストリームを所定の量だけタイム・シフトさせ（図５のユニット３０５）、次に所定のサブキャリアで送信する。これによって、複数のシンボルが異なるサブキャリア上でジグザグ状にずれる形で時間拡散するため（図４）、チャネルを更に高い頻度でサンプリングすることができる。第２の実施形態では、ジグザグ状にずらす構成の拡散手法を周波数次元において適用して（図７）、周波数次元で拡散を行なうシステムの性能を向上させる。

Description

本発明は通信システムに関し、より詳細には、送信及び受信をマルチキャリア通信システム内で行なう方法及び装置に関する。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）は、幾つかの無線システム規格において使用される公知のマルチキャリア変調方式である。ＯＦＤＭを使用するシステムの幾つかには、５ＧＨｚの高データ・レート無線ＬＡＮ（ＩＥＥＥ８０２．１１ａ， ＨｉｐｅｒＬａｎ２， ＭＭＡＣ）、欧州におけるデジタル・オーディオ放送及びデジタル・ビデオ放送（それぞれＤＡＢ及びＤＶＢ−Ｔ）、及びＩＥＥＥ８０２．１６ａのような広帯域固定無線システムが含まれる。ＯＦＤＭシステムでは、利用可能帯域が非常に狭い周波数帯域（サブキャリア）に分割され、この場合、データはそのサブキャリアで並列送信される。各サブキャリアは占有周波数帯域の異なる部分を利用する。

拡散をＯＦＤＭシステムのデータに適用して種々のマルチキャリア・スペクトル拡散方式を実現することもできる。このような拡散ＯＦＤＭシステムは通常、拡散ＯＦＤＭ（ＳＯＦＤＭ：Spread OFDM ）、マルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ：Multicarrier CDMA ）、または直交周波数符号分割多重（ＯＦＣＤＭ：Orthogonal Frequency Code Division Multiplexing ）と呼ばれる。ＭＣ−ＣＤＭＡを用いるシステムの場合、拡散は周波数次元で適用され、複数信号（ユーザ）は同じサブキャリア・セットを異なる拡散符号を使用することにより占有することができる。ＯＦＣＤＭの場合、異なるユーザには互いに直交する、異なる拡散符号が割り当てられ、拡散信号は下りリンクでの送信の前に合成される。拡散は周波数次元または時間次元で適用することができるし、あるいは時間拡散及び周波数拡散の組み合わせを使用することもできる。いずれにしても、Ｗａｌｓｈ符号のような直交符号が拡散関数に使用され、複数のデータ・シンボルを異なるＷａｌｓｈ符号により符号多重することができる（すなわちマルチコード送信）。

ＯＦＣＤＭシステムに注目すると、複数のＷａｌｓｈ符号の直交性は、チャネルが、Ｗａｌｓｈ符号が適用される時間／周波数リソースの全てに渡って一定である場合にのみ維持される。これによって、異なるシステム・パラメータ（例えば、サブキャリアとＯＦＤＭシンボルとの間隔）及び異なるチャネル状態（例えば、遅延拡散及びドップラー拡散）に関して時間拡散と周波数拡散との間に異なるトレードオフが発生する。

時間次元でＳＦの拡散率を有し、かつ各シンボルがＳＦ個のチップによって表わされるＯＦＣＤＭシステムの場合、最大ＳＦ個のＷａｌｓｈ符号を各サブキャリアでアクティブにすることができる。チャネル推定を行なう場合、これらのＷａｌｓｈ符号のうちの一つをパイロット信号として割り当てることができる（すなわち、パイロット信号がＩＳ−９５のような従来のシングルキャリアＣＤＭＡシステムにおいて生成される方法と同じ方法で）。しかしながら、この方法の問題は、例えば車両の移動性に起因して時間変動が大きい場合に、Ｗａｌｓｈ符号の直交性が失われることである。これによってパイロット・チャネルは他のＷａｌｓｈ符号による干渉を受ける。チャネル推定はこの干渉によって悪くなる。更に、パイロット・チャネルを逆拡散させる場合、シングル・チャネル推定は、ＳＦ個の「チップ」の拡散ブロック全体に関する結果となる。このシングル・チャネル推定は、チャネルがブロック（ＳＦ個のチップ）に渡って大きく変動する場合には正確ではない。従って、一層正確なチャネル推定を実現し、かつ時間変動するチャネルのパイロット・チャネル劣化の大きさを低減する形で、ＯＦＤＭシステム内部において送信及び受信を行なう方法及び装置が必要になる。

上記の必要性を満たすために、データを拡散ＯＦＤＭシステムにおいて送信及び受信する方法及び装置が本明細書において提供される。特に、チャネル推定の精度を向上させ、かつジグザグ状の時間ずれを用いる拡散（staggered time-spread ）ＯＦＣＤＭ方式を採用する。第１の実施形態では、各チップ・ストリームを所定の量だけタイム・シフトさせ、次に所定のサブキャリアで送信する。これにより、時間拡散シンボルを異なるサブキャリア上でジグザグ状（時間ずれ（time-offset ））にしてチャネルの更に高い頻度でのサンプリングを可能にして、チャネル推定の精度を向上させる。第２の実施形態では、ジグザグ状のずれを用いる拡散手法を周波数次元において適用して、周波数次元で拡散を行なうシステムの性能を向上させる。

本発明は、個々のユーザからのデータが複数のサブキャリアで送信されるマルチキャリア・システムにおいてデータを送信する方法を含む。本方法は、データ・ストリームを逆多重化して複数の逆多重化データ・ストリームを生成するステップと、次にこれらの逆多重化データ・ストリームを拡散符号で拡散して複数のチップ・ストリームを生成するステップとを含む。各チップ・ストリームを所定の量だけタイム・シフトさせて、所定のサブキャリアで送信する。

本発明は更に、データを送信する方法を含む。本方法は、シンボル・ストリームを逆多重化して複数の逆多重化シンボルを生成するステップと、各シンボルを拡散符号で拡散して複数の拡散シンボルを生成するステップであって、各拡散シンボルが所定数のチップを含む構成のステップとを含む。第１送信区間の間に、拡散シンボルの第１チップを所定のサブキャリアにマッピングし、第２送信区間の間に、拡散シンボルの第１チップを第１のサブキャリアとは異なる第２のサブキャリアにマッピングする。

本発明は更に、複数のサブキャリアを含むマルチキャリア信号を受信するステップと、マルチキャリア信号を復調してチップ・ストリームを生成するステップと、第１シンボル区間にチップ・ストリームをパイロット符号で逆拡散して第１シンボル区間の第１チャネル推定値を生成するステップと、第２シンボル区間にチップ・ストリームをパイロット符号で逆拡散して第２シンボル区間の第２チャネル推定値を生成するステップと、第１シンボル区間の一部のみに関する第３チャネル推定値を、第１及び第２チャネル推定値に基づいて生成するステップと、第１シンボル区間の第２の部分に関する第４チャネル推定値を、第１及び第２チャネル推定値に基づいて生成するステップとを含む方法を含む。

本発明は更に、データ・ストリームを逆多重化して複数の逆多重化データ・ストリームを生成するデマルチプレクサと、これらの逆多重化データ・ストリームを拡散符号で拡散して複数のチップ・ストリームを生成する拡散器と、各チップ・ストリームを所定の量だけタイム・シフトさせるタイム・シフターと、タイム・シフトされた各チップ・ストリームを所定のサブキャリアで送信する送信機とを備える装置を含む。

本発明は更に、シンボル・ストリームを逆多重化して複数の逆多重化シンボルを生成するデマルチプレクサと、各シンボルを拡散符号で拡散して複数の拡散シンボルを生成する拡散器であって、各拡散シンボルは所定数のチップを含む、拡散器と、第１送信区間の間に、拡散シンボルの第１チップを所定のサブキャリアにマッピングするとともに、第２送信区間の間に、拡散シンボルの第１チップを第１のサブキャリアとは異なる第２のサブキャリアにマッピングするマッパーとを備える装置を含む。

本発明は更に、複数のサブキャリアを含むマルチキャリア信号を受信するとともに、マルチキャリア信号を復調してチップ・ストリームを生成する受信機と、第１シンボル区間にチップ・ストリームをパイロット符号で逆拡散して第１シンボル区間の第１チャネル推定値を生成するとともに、第２シンボル区間にチップ・ストリームをパイロット符号で逆拡散して第２シンボル区間の第２チャネル推定値を生成するチャネル推定器と、第１シンボル区間の一部のみに関する第３チャネル推定値を、第１及び第２チャネル推定値に基づいて生成するとともに、第１シンボル区間の第２の部分に関する第４チャネル推定値を、第１及び第２チャネル推定値に基づいて生成する補間器とを備える装置を含む。

以下、同様の番号が同様の構成要素を指す図を参照する。図１及び図２は、パイロット・シンボルをＯＦＤＭシステムに取り入れる従来技術による方法の例を示している。ここで、これらの従来技術による方法は、通常のＯＦＤＭデータ、または拡散データ（ＭＣ−ＣＤＭＡ，ＯＦＣＤＭのような）を送信するシステムに使用することができることに注目されたい。しかしながら、各個々のパイロット・シンボルは、「１つのＯＦＤＭシンボル区間に対して１つのサブキャリア」しか占有しないことに注目されたく、更にパイロット及びデータは符号多重されないことにも注目されたい。その代わりに、複数のパイロット・シンボルは時間軸及び／又は周波数軸でデータから分離される。これらの従来技術による方法では、チャネル推定値は各パイロット・シンボル位置で得ることができ、この位置はデータ位置または拡散データ位置から分離されている。従って、チャネルは時間−周波数グリッドの他の位置、特にデータまたは拡散データが位置する位置において推定することができるので、データを逆拡散し、検出することができる。

図１及び図２の従来技術による方法とは異なり、本発明の好適な実施形態では、拡散データと符号多重される拡散パイロットを使用する。
図３は、従来技術による拡散ＯＦＤＭチャネル構造を示している。特に、図３は、時間次元の拡散を用いるＯＦＣＤＭシステムを示している。ＳＦ＝８であるこのタイプのシステムに関する時間−周波数グリッドが示され、このグリッドでは、各シンボルは８チップに拡散される。次に、８チップを特定の周波数（サブキャリア）で送信する。図３に示すように、第１シンボルを表わす８チップをサブキャリア１で送信し、この後、別のシンボルを表わす別の８チップが続く。同様の送信がサブキャリア２〜４で行なわれる。最大ＳＦのシンボルを同じ時間／周波数空間で符号多重することができる。例えば、最大ＳＦのシンボルを１個の拡散ブロック区間ｂの同じサブキャリアに符号多重することができる。符号多重パイロットを用いるシステムでは、複数のＷａｌｓｈ符号のうちの少なくとも一つをパイロット・チャネルとして使用する。

時間−周波数グリッドの特定位置の複合信号（composite signal）は、次式のように表わされる。

上式の記号は次の意味を有する。
ｂは拡散ブロック区間インデックスである（ｂはＳＦのＯＦＤＭシンボル区間毎に１増える）。
ｎはｂ番目の拡散ブロック区間のチップのインデックスである。ｎは各拡散ブロック区間ｂ内で１からＳＦまで１づつ増えることに注目されたい。
ｋはサブキャリアインデックスであり、１≦ｋ≦Ｋである。
ｃはスクランブル符号を表す。
ｉはＷａｌｓｈ符号インデックスであり、１≦ｉ≦ＳＦである。
ｐは、パイロット・チャネルに使用されるＷａｌｓｈ符号インデックスを表す。
Ｗ_ｉはｉ番目のＷａｌｓｈ符号を表す。
Ａ_ｉは、ｉ番目のＷａｌｓｈ符号チャネルに適用される（実）利得を表す（例えば、あるとすれば電力制御設定に基づく）。
ｄ_ｉは、ｉ番目のＷａｌｓｈ符号を変調する複素データ・シンボルを表す。ｄ_ｐは、ｐ番目のＷａｌｓｈ符号チャネルを変調するパイロット・シンボルを表す（すなわち、パイロット・チャネル）。

ここで、ＯＦＣＤＭシステムは従来のシングルキャリアＣＤＭ／ＣＤＭＡシステムとは異なる特徴を有することに注目されたい。シングルキャリアＣＤＭＡシステムでは、信号歪の共通の原因はマルチパス遅延拡散に起因するチップ間干渉である。このチップ間干渉によって、チャネルが拡散ブロック内で変化しない場合でも、異なる直交拡散符号の間の直交性が崩れる。ＯＦＣＤＭのようなＯＦＤＭマルチキャリア拡散システムを利用することによりチップ間干渉問題を無くすことができる。何故なら、このシステムのチップレートが小さくなるとともにＯＦＤＭシステムにおいて普通に使用されるサイクリック・プレフィックスが短くなるからである。しかしながら、ＯＦＣＤＭを利用する場合、新たな問題が生じる。ＯＦＣＤＭでは、チップ区間は同程度の帯域のシングルキャリア・システムにおけるものよりもはるかに長い。その結果、拡散ブロック区間がＯＦＣＤＭシステムにおいて非常に長くなり、これによって拡散ブロックにおけるチャネル変動に対して感度が高くなるという特有の問題が生じる。拡散ブロック内でのチャネル変動によって、干渉が直交拡散符号の間で生じ、更には符号多重パイロットを用いる場合にチャネル推定精度劣化の問題が生じる。

上述したように、従来技術による拡散ＯＦＤＭシステムでは、時間軸での変動が拡散ブロック内で生じる場合に直交性が崩れ得る。これによって、パイロット・チャネルが他のＷａｌｓｈ符号から干渉を受ける。チャネル推定精度はこの干渉によって劣化する。更に、パイロット・チャネルを逆拡散させる場合、シングル・チャネル推定値がＳＦ個の「チップ」から成る拡散ブロック全体に対して生じることになる。このシングル・チャネル推定値は、チャネルがブロックで大きく変動する場合には正確ではなくなる。これらの問題を解決するために、本発明の好適な実施形態では、チャネル推定精度を上げるためにジグザグ状の時間ずれを用いる拡散ＯＦＣＤＭ方式を利用する。詳細には、各チップ・ストリームを所定の量だけタイム・シフトさせ、次に所定のサブキャリアで送信する。これにより時間拡散シンボルが異なるサブキャリアでジグザグ状（時間ずれ）になり、チャネルのサンプリングの頻度を高くすることができる。チャネルのサンプリング・レートが高くなることにより、チャネル推定器の性能が向上し、かつ高速ドップラー（例えば、高速の車両速度または移動体通信システムにおける高いチャネル周波数）に関するチャネル・トラッキング機能が向上する。更に、本発明によって、ＯＦＣＤＭシステムのパラメータ（ＳＦ、チップ区間、サブキャリア数のような）を選択する際の柔軟性を高くすることができる。何故なら、結果として得られるシステムがチャネル変動に対してより堅牢になるからである。

図４は、本発明の好適な実施形態によるこのような拡散ＯＦＤＭチャネル構造を示している。図から分かるように、一つのサブキャリアから別のサブキャリアに向かって、各シンボルの第１チップは時間軸でジグザグ状になっている。この特定の例では、「ジグザグ状のずれ」（ＳＯ：Stagger Offset）は４に等しいので、一つのサブキャリアから次のサブキャリアに向かって、各シンボル（ＳＦ個のチップを含む）は４チップ区間だけずれる。この例の場合、図３に関してＳＦ＝８として記載した例と同じように、各シンボルは８チップで拡散されている。次に８チップを特定の周波数（サブキャリア）で送信する。図４に示すように、最大ＳＦ^＊２のシンボルを表わす１６チップがサブキャリア１で送信され、最大ＳＦ^＊２の別のシンボルを表わす１６チップがサブキャリア２で送信される。しかしながら、サブキャリア２の第１チップの送信がサブキャリア１の４番目のチップの送信と同じ時間区間において行われるように、サブキャリア２で送信される１６チップをタイム・シフトさせる。同様の送信パターンがサブキャリア３及び４に関して繰り返される。

図５は、本発明の好適な実施形態によるＯＦＤＭ通信システムにおける送信機３００のブロック図である。図示されているように、送信機３００は、デマルチプレクサ３０１と、拡散器３０２及び３０４と、タイム・シフター３０５と、ＯＦＤＭ変調器／送信機３０６とを備える。説明を簡単にするために、１人のユーザからのデータ（例えば上りリンク）または１人のユーザ向けのデータ（例えば下りリンク）を図５に示すが、この技術分野の当業者であれば、通常のＯＦＣＤＭ送信機では、複数のユーザが同時に、同じ時間／周波数空間を占有する、最大ＳＦのシンボルで送信を行なう（または複数のユーザに向けて送信が行われる）ことが分かるであろう。動作状態では、ユーザからの／ユーザに向かうデータ・ストリームがデマルチプレクサ３０１に入り、このデマルチプレクサにおいて、データ・ストリームを逆多重化して複数のデータ・ストリームとする。通常の逆多重化によって、所定のデータ・レート（Ｒ）のデータ・ストリームをＮ個のデータ・ストリームに変換し、この場合、各データ・ストリームはＲ／Ｎのデータ・レートを有する。

続いて、逆多重化されたデータ・ストリームが拡散器３０２に入り、この拡散器では標準の拡散が行われ、複数のチップ・ストリームが生成される。詳細には、データ及び拡散符号が２進数で表わされる例示としてのシナリオでは、２を法とする拡散器３０２は、直交符号（例えば８チップＷａｌｓｈ符号）をデータ・シンボルに加算する。例えば、８チップ拡散では、複数のデータ・シンボルはそれぞれ、８チップ拡散符号またはその逆数によって置き換えられ、いずれによって置き換えられるかは、データ・シンボルが０または１であったかどうかによって変わる。更に一般的には、拡散符号は複素データ・シンボル、例えば前出の式のｄ_ｉによって変調する。この複素データ・シンボルは、例えばＭ相ＱＡＭまたはＭ相ＰＳＫ信号点配置から選択することができる。拡散符号は、８行８列のＨａｄａｍａｒｄ行列のＷａｌｓｈ符号に対応することが好ましく、Ｈａｄａｍａｒｄ行列では、Ｗａｌｓｈ符号は行列の１行または１列である。従って、各データ・ストリームに関して、拡散器３０２は、現在の入力データ・シンボル値によって変調したＷａｌｓｈ符号を繰り返し出力する。ここで、本発明の別の実施形態では、追加の拡散または他の操作を拡散器３０２によって行なうことができることに留意されたい。例えば、電力制御及び／又はデータ・スクランブルを前出の式に示すように行なうことができる。

本発明の好適な実施形態では、サブチャネル当たり１つのパイロットを各シンボル・ストリームと一緒にブロードキャストして、送信信号の次の復調に役立つチャネル推定を実現する。１つのパイロット・チャネルは、データを特定の周波数／時間区間で受信する全てのユーザが利用する。本発明の別の実施形態では、パイロット・チャネルの送信を種々の時間区間／サブキャリアで「スキップして」、チャネル状態が良ければ更に多くのデータを送信することができる。順番及び時間区間を認識する受信機は、この情報を利用して、パイロットとは異なる拡散符号に対して行なうことが好ましいパイロット以外のブロードキャスト信号の復調／復号化を行なう。従って、本発明の好適な実施形態では、パイロット・ストリーム（既知のシンボル・パターンを含む）は拡散器３０４に入り、この拡散器において、パイロット・ストリームを８つの直交符号のうちの１つの符号を利用して適切に拡散させる。次に、パイロット・チップ・ストリームに各データ・チップ・ストリームを加算器３０３によって加算する。ここで、１つよりも多くのデータ・ストリームのデータは加算器３０３によって加算することができることに注目されたい。別の表現をすると、特定の周波数／時間区間で送信される各ユーザのデータは、加算器３０３で加算される複数の拡散符号から成るチップを有することになる。結果として得られる加算済みのチップ・ストリームはタイム・シフター３０５に出力される。

上述したように、タイム・シフター３０５は異なるサブキャリア（周波数）の特定のチップ・ストリームを時間軸でシフトして、チャネルのサンプリングの頻度を高くすることができる。詳細には、隣接チャネルは開始シンボル区間（例えば、各Ｗａｌｓｈ符号の開始）がジグザグ状にずれるので、第１サブキャリアの第１シンボル区間の開始が第２サブキャリアの第２シンボル区間での送信の間に（好適には送信区間の中央付近）生じる。従って、全てのチップ・ストリームはタイム・シフトしているか否かに関係なく、ＯＦＤＭ変調器３０６に入り、この変調器において、標準のＯＦＤＭ変調が行なわれる。

図６は、本発明の好適な実施形態による図５の送信機の動作を示すフローチャートである。論理フローはステップ４０１で始まり、このステップでは、ユーザからの／ユーザに向かうデータ・ストリームを逆多重化して複数のデータ・ストリームとする。ステップ４０３では、各データ・ストリームを特定のＷａｌｓｈ符号で拡散し、次いで、拡散パイロット符号を加算する（ステップ４０５）。加算済みチップ・ストリームはタイム・シフター３０５に入り、このタイム・シフターにおいて、これらのストリームを適切にタイム・シフトするが、どのようにタイム・シフトするかは、これらのストリームが送信されるサブキャリアによって変わる（ステップ４０７）。最後に、ステップ４０９では、ＯＦＤＭ変調及び送信が行なわれる。

上の記述では、異なるサブキャリアでの送信が所定数のチップだけタイム・シフトさせたシステムについて説明した。これにより、時間軸で拡散させたシンボルが異なるサブキャリアでジグザグ状にずれるので（時間ずれ）、チャネルのサンプリングの頻度を時間次元で高くすることができ、時間変動するチャネルに関して高精度の推定値が得られる。

本発明の別の実施形態では、拡散は時間次元ではなく（または時間次元と組み合わせる形で）周波数次元で行なわれる。本実施形態では、チャネル変動は、マルチパス遅延拡散に起因してサブキャリア全体に渡って生じるので、パイロット拡散符号とデータ拡散符号との間の直交性が崩れ、サブキャリア全体に渡るチャネル変動を推定することが困難になる。本発明によるジグザグ状にずらした拡散手法を周波数次元において適用して、図７に示すように、周波数次元において拡散を行なうことによりシステムの性能を向上させる。

図７に示すように、第１時間区間では、各シンボルの第１チップを第１の所定サブキャリア（周波数）セットで送信する。第２時間区間では、各シンボルの第１チップを第１の所定サブキャリア・セットとは異なる第２の所定サブキャリア・セットで送信する。特定のユーザの場合、拡散シンボルの第１チップを所定のサブキャリアに第１送信区間においてマッピングし、次に第２のサブキャリアに第２送信区間においてマッピングする。本発明の好適な実施形態では、拡散シンボルをサブキャリアｋ〜ｋ＋ＳＦ−１に第１送信区間においてマッピングし、サブキャリアｍ〜ｍ＋ＳＦ−１に第２送信区間においてマッピングする。図７では、複数のデータ・シンボル区間または複数の拡散ブロック区間を１つの時間区間において表現することができることにも注目されたい（例えば、ｂ＝１及びｂ＝２）。何故なら、１拡散ブロックの複数チップは、周波数次元の拡散を行なうので複数の時間区間にまたがる必要がないからである。

図８は、本発明の別の実施形態による拡散ＯＦＤＭ通信システムにおける送信機６００のブロック図である。図から明らかなように、送信機６００は、タイム・シフター３０５が周波数／サブキャリア・マッパー６０５によって置き換えられる点を除いて送信機３００と同様である。送信機６００の動作は、加算器６０３から出て行く加算済みチップ・ストリームがマッパー６０５に入り、このマッパーにおいて、これらのストリームが上述したように異なるサブキャリアにマッピングされる点を除いて、図５を参照しながら上述したように行なわれる。詳細には、第１送信区間において、マッパー６０５は拡散シンボルの第１チップを所定のサブキャリアにマッピングし、第２送信区間において、マッパー６０５は拡散シンボルの第１チップを第１のサブキャリアとは異なる第２のサブキャリアにマッピングする。

ここで、図４及び図７の両方において、送信がジグザグ状に行われることに起因して、空いたままの周波数／チップ位置が生じることに注目されたい。これらの位置は空いたままである必要はない。例えば、これらの空間を使用して、小さい拡散率で拡散させたユーザ・データまたは制御情報（符号多重化パイロット付きで、または符号多重化パイロット無しで）を送信することができる、または同様の大きさの拡散率を使用し、そして複数のギャップをユーザ・データ（符号多重化パイロット付きで、または符号多重化パイロット無しで）で埋めるか、あるいは単純に、受信機でのチャネル推定を更に容易にする追加のパイロット・チップ及び／又はパイロット・シンボルを送信することができる。

更に、拡散シンボルをサブキャリア／ＯＦＤＭシンボル・グリッドに拡散させて、マッピングするという観点から、図４及び図７の変形が可能である。一つの別の実施形態では、データ・シンボル及びパイロット・シンボル（群）は、好適には直交可変拡散率（ＯＶＳＦ：Orthogonal Variable Spreading Factor）符号に基づいて、異なる拡散率で拡散させることができる。例えば図４では、パイロット・チップ・ストリームはＳＦ＿ｐｉｌｏｔ＝８の拡散率をもつことができ、データはＳＦ＿ｄａｔａ＝１６の拡散率をもつことができる。この場合、長さが１６の１つの拡散データ・ブロック（図４のｂ＝１及びｂ＝２のようなＳＦ＝８の２つの拡散ブロックを統合することにより得られる）は、各シンボルがＳＦ＿ｐｉｌｏｔ＝８となる構成の２つの拡散パイロット・シンボルを含むことになるので、パイロット・チャネルの受信処理は図４を参照する好適な実施形態とほぼ同様となる。従って、本実施形態によって、データに使用する拡散率を選択する際において、あるいは動的に調整する際においても柔軟性が増す。しかしながら、この例に関しては、ＳＦ＿ｐｉｌｏｔ＝８を使用すると、ＯＶＳＦ符号に関してこの技術分野で公知のように、データチャネルの１６個の符号のうちの２個の符号が使用できなくなることに留意されたい。この別の実施形態の更に別の例では、拡散率が１６の拡散データを２つの異なるサブキャリアにマッピングしてデータを２次元に拡散させることができ、この操作は、この技術分野では周波数を加える形の周波数ダイバーシチを実現する手法として知られている。この例では、１６チップの拡散ブロックの中の８チップを拡散ブロック区間ｂ＝１のサブキャリアｋ＝１にマッピングすることができ、そして残りの８チップは異なるサブキャリア（例えば、拡散ブロック区間ｂ＝１のサブキャリアｋ＝２、拡散ブロック区間ｂ＝１またはｂ＝２のサブキャリアｋ＝３、あるいは他の種々の所定の組み合わせ）にマッピングすることができる。

図９は、本発明の別の実施形態による図８の送信機の動作を示すフローチャートである。論理フローはステップ７０１で始まり、このステップでは、ユーザからの／ユーザに向かうデータ・ストリームを逆多重化して複数のデータ・ストリームとする。ステップ７０３では、各データ・ストリームを特定のＷａｌｓｈ符号で拡散し、次いで拡散パイロット符号を加算する（ステップ７０５）。加算済みチップ・ストリームは周波数マッパー６０５に入り、この周波数マッパーにおいて、これらのストリームを適切に特定のサブキャリアにマッピングする（ステップ７０７）。最後に、ステップ７０９では、ＯＦＤＭ変調及び送信が行なわれる。上述したように、第１送信区間では、送信対象の全てのシンボルは、これらのシンボルの第１チップが第１の所定サブキャリア・セットで送信される。次の時間区間（チップ区間）では、送信対象の全てのシンボルは、これらのシンボルの第１チップが第２の所定サブキャリア・セットで送信される。本発明の別の実施形態では、第１及び第２のサブキャリア・セットは互いに重複しない。

上述した送信方式を利用することにより、受信機はチャネルを更に高い頻度でサンプリングすることができる。受信を行っている間、基本チャネル推定値が拡散ブロックに関して、受信信号をパイロットのＷａｌｓｈ符号によって逆拡散することにより得られることが好ましい。受信信号は次式のようにモデル化することができる。

上式において、ｈ（ｂ，ｎ，ｋ）はチャネルであり、η（ｂ，ｎ，ｋ）はｂ番目のブロック、ｎ番目のＯＦＤＭシンボル、ｋ番目のサブキャリアの熱雑音及び／又は他の雑音、及び干渉である。パイロット・チャネルは、受信信号に、パイロットのＷａｌｓｈ符号及びスクランブル符号を乗じた値の共役を乗じ、これらの要素を合計することにより逆拡散させることが好ましい。次に、逆拡散したパイロット・チャネルを次式のように、利得及びパイロット・シンボルで割ることにより復調することが好ましい。

この逆拡散チャネル推定値は３項の和であり、１つの項はチャネルの定数部分を表わし、１つの項は熱雑音を表わし、１つの項は、拡散ブロック全体のチャネル変動から生じる、複数のデータ・ユーザによる符号間干渉（ＩＣＩ：Inter-Code Interference ）を表わす。詳細には、上の式は次式のように表わされる。

上式において、

は逆拡散ノイズ（despread noise）の影響を表わし、そしてη''（ｂ，ｋ）はＩＣＩを表わす項である。

チャネル推定精度を上げるために、拡散ブロック及びサブキャリアに関して１回だけ利用することができる複数の基本チャネル推定値

を合成して複数のサブキャリアの間に存在する相関を全て有効に活用し、拡散ブロック内のチップに関するチャネル推定値を得る。フィルタ処理及び補間について次に説明する。合成チャネル推定値

は、絶対シンボル・インデックスｌ＝１，２，３，．．．のインデックスが付されたｌ番目のＯＦＤＭシンボルのｋ番目のサブキャリアの最終推定チャネルである。

は、拡散ブロック・チャネル推定値

を補間し、フィルタ処理することにより得られるが、これについては以下に詳細を示す。一つの実施形態では、チャネル推定値は拡散ブロック全体に渡って一定に保持され、周波数フィルタ処理が適用される。別の実施形態では、チップ・レベルのチャネル推定値は、拡散ブロック・チャネル推定値を補間することにより得られる。

チャネル推定値はまず、ＳＯ ＯＦＤＭシンボルに関して一定に保持され、この場合、ＳＯは「ジグザグ状のずれ（stagger offset）」であり、そして「ジグザグ状のずれ区間（stagger period）」は次式のように定義される。

ずれをジグザグ状にしない特殊なケースは、ＳＯ＝ＳＦ及びＳＰ＝１を設定することにより得られる。絶対時間のインデックスが付された保持チャネル推定値

は、逆拡散パイロットによって「埋められ（filled in ）」（すなわち、サンプル・アンド・ホールドされる）て、次式のように表わされる。

上式において、

はシンボルｌ及びサブキャリアｋに関するブロック・インデックスを与える。ここで、所定のＯＦＤＭシンボルｌに関して、異なるサブキャリアが、ジグザグ状のずれが生じるように拡散を行なう（staggered spreading ）場合において、異なる拡散ブロックに関わるものであり得ることに留意されたい。

補間、例えば線形補間を時間次元で行なう場合、保持チャネル推定値を合成して、チップ・インデックスとともに変化するチャネル推定値を次式のように得ることができる。

この手順を図１０に示す。

本発明の好適な実施形態では、

を次に、各ＯＦＤＭシンボルｌの複数のサブキャリアに渡ってフィルタ処理する。フィルタ処理は幾つかの方法により行なうことができる。一つの方法では、ＩＦＦＴを行ない、ウィンドウを指数的に増加させる手法を時間領域チャネルに適用して期待最大遅延拡散よりも大きい遅延拡散に対応する部分をゼロ設定する。次に、チャネルはＦＦＴを行なうことにより得られる。フィルタ処理を行なうための別のアプローチは、周波数領域で直接行なわれる。いずれの場合においても、チャネルは、低域フィルタ処理を全てのサブキャリアに適用することにより次式のように数学的に得られる。

上式において、ｇ（ｋ，ｋ_１），１≦ｋ_１≦Ｋは、ｋ番目のサブキャリアのチャネル推定フィルタ係数である。ここで、ｇ（ｋ，ｋ_１）のうちの幾つかはゼロとすることができることに注目されたい。

次に、ｂ番目の拡散ブロック及びｋ番目のサブキャリアのｎ番目のチップの推定チャネルは次式に示すように、適切な時間及び周波数インデックスの

で与えられ、特にジグザグ状のずれを持たない。

ジグザグ状にずれる形で拡散するブロックの場合、次式が得られる。

受信信号に対して等化処理を行ない、スクランブル符号の除去を行ない、逆拡散処理を行なって送信データ・シンボル

の推定値を得る。ｆ（ｂ，ｎ，ｋ）を、ｂ番目の拡散ブロック及びｋ番目のサブキャリアのｎ番目のチップの等化係数とする。従って、ｉ番目のＷａｌｓｈ符号で変調した送信データ・シンボルの推定値は次式により得られる。

等化係数は、等利得チップ合成（ＥＧＣ：Equal-gain chip combing ）またはＭＭＳＥ規範のような異なる基準に従って選択することができ、次式のように表わされる。

上式において、σ_ｎ ^２は、η（ｂ，ｎ，ｋ）の分散であり、σ_ｘ ^２は、ｘ（ｂ，ｎ，ｋ）の分散である。周波数選択性干渉が生じる場合、σ_ｎ ^２／σ_ｘ ^２は１／ＳＩＮＲ（ｂ，ｎ，ｋ）によって置き換えることができ、ＳＩＮＲは信号対干渉プラス雑音比である。ゲイン補正項を更に線形ＭＭＳＥ等化器に適用する。

図１１は、本発明の好適な実施形態による受信機９００のブロック図である。図示されているように、受信機９００は、受信／復調器９０１と、バッファ９０２と、逆拡散器９０３と、チャネル推定器９０４と、チップ・レベル補間器９０５と、マルチプレクサ９０６とを備える。動作状態では、復調器９０１は複数のサブキャリア（マルチキャリア信号）を受信し、これらのサブキャリアを復調して複数のチップ・ストリームを生成する。これらのチップ・ストリームはバッファ９０２に渡され、このバッファにこれらのストリームが保存される。バッファ９０２は復調済みチップ・ストリームを所定時間に渡って保存し、この間、チャネル推定が行なわれる。各チップ・ストリームに関して、チャネル推定器９０４はバッファ９０２との接続を行ない、第１シンボル区間においてチップ・ストリームをパイロット符号を用いて逆拡散して（すなわち、第１のＳＦ個のチップ）第１シンボル区間の第１チャネル推定値を生成する。同様にして、チャネル推定器９０４は第２シンボル区間においてチップ・ストリームをパイロット符号を用いて逆拡散して第２シンボル区間の第２チャネル推定値を生成する。これらのチャネル推定値をチップ・レベル補間器９０５に渡し、このチップ・レベル補間器において、第３チャネル推定値が生成される。図１１を参照しながら上述したように、第３チャネル推定値は、第１シンボル区間の一部分（すなわち、ＳＦ個のチップよりも短い部分）に関してのみ生成され、かつ第１及び第２チャネル推定値に基づく。同様にして、第４チャネル推定値は、第１シンボル区間の第２部分に関して、第１及び第２チャネル推定値に基づいて生成される。これらのチャネル推定値を逆拡散器９０３に渡し、この逆拡散器において、チャネル推定値を利用してチップ・ストリームを逆拡散して複数のデータ・ストリームとする。次に、マルチプレクサ９０６はこれらのデータ・ストリームを再合成する。

要約すると、マルチキャリア・システムにおける従来技術によるチャネル推定とは異なり、本発明の好適な実施形態では、チップ毎のチャネル推定値は逆拡散、符号多重パイロットから得られ、これらの推定値は、たとえ逆拡散パイロットによって拡散ブロック当たり１つのチャネル推定値しか提供されなくても、１つの拡散ブロック内のチャネル変動に追随することができる。その結果、一つのシンボル内の各チップは変化するチャネル推定値を有することができるので、高速ドップラーに関するチャネル・トラッキング特性及び逆拡散特性が著しく向上し、符号多重パイロットを更に広い範囲の潜在システム・パラメータに対して使用することができる。図１２は、本発明の好適な実施形態によるチャネル推定を示すフローチャートである。論理フローはステップ１００１から始まり、このステップでは、複数のサブキャリアを含むマルチキャリア信号を受信する。本発明の好適な実施形態では、受信信号は、少なくとも２つのサブキャリア上で非常に大きくタイム・シフトしたチップ・ストリームを有するマルチキャリア信号を含む。受信信号を復調して複数のチップ・ストリームを生成する（ステップ１００３）。ステップ１００５では、チップ・ストリームを第１シンボル区間に渡ってパイロット符号を用いて逆拡散して、第１シンボル区間の第１チャネル推定値を生成し、ステップ１００７では、チップ・ストリームを第２シンボル区間に渡ってパイロット符号を用いて逆拡散して、第２シンボル区間の第２チャネル推定値を生成する。本発明の好適な実施形態では、第１及び第２シンボル区間は時間軸で重複せず、かつ本発明の別の実施形態では、第１及び第２シンボル区間は周波数軸で重複しない。

プロセスを進めると、ステップ１００９では、第３チャネル推定値を第１シンボル区間の一部分に渡って、第１及び第２チャネル推定値に基づいて生成し、ステップ１０１１では、第４チャネル推定値を第１シンボル区間の第２部分に渡って、第１及び第２チャネル推定値に基づいて生成する。

本発明について特定の形で示し、かつ特定の実施形態を参照しながら説明してきたが、この技術分野の当業者であれば、形態及び詳細に関する種々の変更を本明細書において、本発明の技術思想及び技術範囲から逸脱しない範囲において加え得ることが理解できるであろう。例えば、上の説明は主としてＯＦＤＭ変調を行なう形で為されたが、この技術分野の当業者であれば、他のマルチキャリア変調方式も利用することができることが分かるであろう。更に、上述した実施形態では、時間拡散及び周波数拡散を別々に扱っているが、この技術分野の当業者であれば、上述した時間拡散及び周波数拡散の両方を同時に組み合わせて利用することもできることが分かるであろう。このような変更は次の請求項に係る技術範囲に含まれるものである。

パイロット・シンボルをＯＦＤＭシステムに取り入れる従来技術による方法の例。 パイロット・シンボルをＯＦＤＭシステムに取り入れる従来技術による方法の例。 パイロット・シンボルをＯＦＤＭシステムに取り入れる従来技術による方法の例。 本発明の好適な実施形態による拡散ＯＦＤＭチャネル構造。 本発明の好適な実施形態による拡散ＯＦＤＭ通信システムにおける送信機のブロック図。 本発明の好適な実施形態による、図４の送信機の動作を示すフローチャート。 本発明の別の実施形態による拡散ＯＦＤＭチャネル構造。 本発明の別の実施形態による拡散ＯＦＤＭ通信システムにおける送信機のブロック図。 本発明の別の実施形態による、図７の送信機の動作を示すフローチャート。 本発明の好適な実施形態によるチャネル推定。 本発明の好適な実施形態による受信機のブロック図。 本発明の好適な実施形態によるチャネル推定を示すフローチャート。

Claims (9)

1. 個々のユーザからのデータが複数のサブキャリアで送信されるマルチキャリア・システムにおいてデータを送信する方法であって、
   データ・ストリームを逆多重化して複数の逆多重化データ・ストリームを生成するステップと、
   前記複数の逆多重化データ・ストリームを拡散符号を用いて拡散して複数のチップ・ストリームを生成するステップと、
   前記複数のチップ・ストリームの各々を所定の量だけタイム・シフトさせるステップと、
   前記タイム・シフトされた各チップ・ストリームを所定のサブキャリアで送信するステップと、
   を備える方法。
2. 請求項１に記載の方法であって、更に、拡散パイロットを前記チップ・ストリームを用いて符号多重化するステップを備える方法。
3. 請求項１に記載の方法において、前記複数の逆多重化データ・ストリームのうちの少なくとも２つの逆多重化データ・ストリームに対して、異なる拡散符号が使用される、方法。
4. 請求項１に記載の方法であって、更に、
   パイロット・ストリームを拡散して拡散パイロット・ストリームを生成するステップと、
   前記パイロット・ストリームを所定の量だけタイム・シフトさせるステップと、
   前記パイロット・ストリームを所定のサブキャリアで送信するステップと、
   を備える方法。
5. 請求項１に記載の方法であって、更に、
   パイロット・ストリームを拡散して拡散パイロット・ストリームを生成するステップと、
   前記パイロット・ストリームを、前記複数のチップ・ストリームにおけるチップ・ストリームと合成するステップとを備え、
   前記複数のチップ・ストリームの各々をタイム・シフトさせるステップは、前記合成済みのパイロット・ストリーム及びチップ・ストリームをタイム・シフトさせるステップを含む、方法。
6. データを送信する方法であって、
   シンボル・ストリームを逆多重化して複数の逆多重化シンボルを生成するステップと、
   各シンボルを拡散符号を用いて拡散して複数の拡散シンボルを生成するステップであって、該複数の拡散シンボルの各々が所定数のチップを含む、ステップと、
   第１送信区間において、拡散シンボルの第１チップを所定のサブキャリアにマッピングするステップと、
   第２送信区間において、拡散シンボルの第１チップを、前記第１のサブキャリアとは異なる第２のサブキャリアにマッピングするステップと、
   を備える方法。
7. 請求項６に記載の方法であって、更に、
   パイロット・ストリームを拡散して複数のパイロット・チップを含む拡散パイロット・ストリームを生成するステップと、
   前記複数のパイロット・チップを前記複数の拡散シンボルのチップと合成して、前記複数のサブキャリアにマッピングされる複数のチップが、合成済みの拡散シンボル・チップ及びパイロット・チップを含むようにするステップと、
   を備える方法。
8. 装置であって、
   データ・ストリームを逆多重化して複数の逆多重化データ・ストリームを生成するデマルチプレクサと、
   前記複数の逆多重化データ・ストリームを拡散符号を用いて拡散して複数のチップ・ストリームを生成する拡散器と、
   前記複数のチップ・ストリームの各々を所定の量だけタイム・シフトさせるタイム・シフターと、
   前記タイム・シフトされた各チップ・ストリームを所定のサブキャリアで送信する送信機と、
   を備える装置。
9. 装置であって、
   複数のサブキャリアを含むマルチキャリア信号を受信するとともに、該マルチキャリア信号を復調してチップ・ストリームを生成する受信機と、
   第１シンボル区間において、前記チップ・ストリームをパイロット符号を用いて逆拡散して第１シンボル区間の第１チャネル推定値を生成するとともに、第２シンボル区間において、前記チップ・ストリームをパイロット符号を用いて逆拡散して第２シンボル区間の第２チャネル推定値を生成するチャネル推定器と、
   前記第１シンボル区間の一部のみに関する第３チャネル推定値を、前記第１及び第２チャネル推定値に基づいて生成するとともに、前記第１シンボル区間の第２の部分に関する第４チャネル推定値を、前記第１及び第２チャネル推定値に基づいて生成する補間器と、
   を備える装置。

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