CN1525768A

CN1525768A - 移动通信系统中的传播路径推断方法

Info

Publication number: CN1525768A
Application number: CNA031307108A
Authority: CN
Inventors: 花冈诚之; 矢野隆
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Maxell Ltd
Priority date: 2003-02-28
Filing date: 2003-05-07
Publication date: 2004-09-01
Anticipated expiration: 2023-05-07
Also published as: JP2004260774A; EP1453261B1; JP4470377B2; US20040171398A1; EP1453261A1; CN100340122C; US7158770B2

Abstract

本发明的课题是提供一种传播路径推断方法，伴随着无线通信系统中的信息传输速度的高速化，为了提高频率利用率，在适用QAM作为调制方式的系统不断增加的情况下，本传播路径推断方法用于高效且高精度地推断传播路径，按良好的质量即良好的误码率特性进行通信。为了解决上述课题，本发明利用对于数据信号的每一个符号计算出不同的传播路径推断值用于解调，来实现特性改善。此外，为了解决上述课题，以无线传播路径中的衰减具有的频率特性为着眼点，使用去除使推断误差增大的热噪声的限频滤波器来提高传播路径推断值的计算精度。

Description

移动通信系统中的传播路径推断方法

技术领域

本发明涉及特别适用于在无线通信系统中使用的接收侧通信设备的传播路径推断方法。

背景技术

图2中示出适用本发明的无线通信设备和无线通信系统的结构。无线通信系统由发送侧无线通信设备201和接收侧无线通信设备202构成，通过无线传播路径203进行通话和数据传输。图2之后所有的图以单向线路(例如下行线路)为例进行了记述，在上行线路也同样能适用。

在发送侧无线通信设备201中，首先，应发送的数据由发送部205内的传输路径编码部207被进行编码。在无线通信中，作为编码方法，一般使用着卷积编码和Turbo编码。编码后的代码被输入到QAM(Quadrature Amplitude Modulation即，正交调振幅制)调制部206中进行调制，由无线部208将调制后的基带信号变换成无线频带进行传输。另一方面，在接收侧无线通信设备202中，由无线部215将通过天线从无线传播路径203接收到的无线信号变换成基带。基带信号首先在接收部211中用QAM解调部213进行解调处理之后，用传输路径译码部214进行译码。再有，在QAM解调部213中，使用传播路径推断部212中的无线传播路径的推断结果进行解调处理。

且说，作为发送侧无线通信设备中的传输路径编码方法，在此，如图3所示，假设编码率R＝1/3，约束长K＝4的Turbo代码。该代码是作为第三代移动通信的方式在3GPP(3^rd Generation Partnership Project)方式TS25.212中规定的，被广泛使用的代码之一。

此外，在发送侧无线通信设备的QAM调制部中，为了提高传输效率，进行很早就研究出的多值调制(QAM调制)。在64QAM的情况下，每1个符号能传输6位，如图4中401所示，将6位{S5，S4，S3，S2，S1，S0}分成3位{S2，S1，S0}同相成分(I成分：In-phase成分)和3位{S5，S4，S3}正交成分(Q成分：Quadrature成分)，对各自相邻的符号施行产生1位差别的格雷编码，配置在如图4中示出的信号点上进行传输。

由于已被QAM调制的发送信号在无线传播路径中受称为衰减的无线传播路径特有的振幅变动和相位旋转的影响，因此，在接收侧无线通信设备中，为了正确地解调和译码，有必要正确地推断这些变动。图5中示出该情况。首先，假设发送信号点配置为501形状的QAM信号，该信号在传播路径中受到了振幅变动G和相位旋转θ的衰减502。这时信号点配置如503所示。在接收侧，通过利用发送中的传播路径推断用引导信号等，来推断传播路径中的振幅变动G和相位旋转θ，另外，通过将该传播路径推断值的复数共轭相乘，实现(-θ)旋转并补偿相位旋转505。再有，在象QAM这样地在振幅方向上也载有信息的信号的情况下，为了解调，有必要也正确地推断振幅变动G的值。

且说，为了进行上述中的传播路径推断，一般地，所述载有信息的数据信号另外准备用于推断传播路径状况的引导信号。引导信号的特征为是即使在接收侧正发送何种状态的信号是已知的，因此，引导信号的接收信号本身表现传播路径的状况。例如，在引导信号的信号点配置＝(1，0)，即为以1×exp(j0)表现的信号的情况下，就成为接收信号＝G×exp(jθ)，的确，接收信号表现着传播路径的状况。由于从接收信号生成仅正负倒转了正交成分信号，则该信号成为G×exp(-jθ)，因此，也能容易地得到使其进行解调所需的(-θ)旋转所必要的信号。

再有，引导信号的发送方法大致有两种，一种如图6所示，是与数据信号并行使用各自的通信信道同时发送的方法，另一种如图8所示，代之与数据信号使用相同的通信信道，在一个时间上定期地插入引导信号的方法。

以下，具体说明使用哪个时刻中的引导信号的值进行传播路径推断。

如图6所示，在并行地发送第一个引导信号的情况下，通常，由于数据信号的传输速度相对快，因此，在同一时间接收的数据个数不同。在图6的例子中，一个四角相当于各个信号的1个符号，在接收601的引导信号P₃的1个符号之时，602的数据信号则接收d1，d2，d3，d4-4个符号。因此，用于d1，d2，d3，d4-4个符号的解调的传播路径推断值，使用在同时刻接收到的引导信号P₃，将接收到的P3作为传播路径推断值。

在图6的传播路径推断方法中，在P3时刻传播路径受到衰减和噪声等的影响的情况下，有可能不能正确地进行传播路径推断而通信质量劣化。为了回避该问题，如图7所示，可以考虑使用推断时刻前后时刻中的多个引导信号，在分别如701所示的加权之后将其相加702，将它作为传播路径推断值的方法。但在该情况下也使用W1∶W2∶W3∶W4∶W5＝1∶2∶3∶2∶1这样的简单的加权系数，对接近数据信号的信号给予更大的加权系数703。

另一方面，如图8所示的一种简单方法，在使用同一信道周期性地插入引导信号的情况下，由于在数据信号802的前后存在引导信号801、803，因此，计算引导信号801和803的平均值805，将其作为传播路径推断值，适用于引导信号801、803之间的所有的数据信号802。

即使在图8的传播路径推断方法中，在引导信号受到衰减和噪声等影响的情况下，也有可能不能正确地进行传播路径推断而通信质量劣化。为了回避该问题，如图9所示，可以考虑使用推断时刻前后的时刻中的多个引导信号，在分别如901所示的加权之后将其相加902，将它作为传播路径推断值的方法。但是，在该情况下也使用W1∶W2∶W3∶W4＝1∶2∶2∶1这样的简单的加权系数，对接近数据信号的信号给予更大的加权系数903。例如，在非特许文献1中实际介绍了W1∶W2∶W3∶W4＝1∶2∶2∶1的例子。

以上所述的传播路径推断方法的特征在于，将从一个或多个引导信号的信息得到的传播路径推断值适用于多个多数据信号(符号)的解调。在现有的传播路径推断方法中，在适用在象QAM这样在振幅和相位上载有信息的调制方式的情况下，由于在解调中也需要精度高的传播路径推断结果，因此，对于多个数据信号(符号)，若使用同一传播路径推断值，存在有由于没正确推断传播路径变动，而反过来通信质量大幅劣化的问题。

此外，即使在由多个时刻的引导信号的加权来推断传播路径的情况下，在现有的方法中，也存在没有加权系数的定量的计算根据，若没有正确地设定系数就转换，则通信质量就大幅劣化的情况。

非特许文献1：“DS-CDMA中使用多个领示块的高精度信道推断法”安藤他，(电子信息通信学会技术报告：RCS96-72)。

发明内容

本发明的目的是提供一种传播路径推断方法，伴随着无线通信系统中的信息传输速度的高速化，为了提高频率利用率，在适用QAM作为调制方式的系统不断增加的情况下，本传播路径推断方法用于高效且高精度地推断传播路径，以良好的质量即良好的误码率特性进行通信。

为了达到上述目的，本发明利用对数据信号的每一个符号计算出不同的传播路径推断值用于解调，来实现特性改善。

此外，为了达到上述目的，以无线传播路径中的衰减具有的频率特性为着眼点，利用去除使推断误差增大的热噪声来提高传播路径推断值的计算精度。

附图说明

图1是示出本发明涉及的实施例4的传播路径推断方法的框图。

图2是示出本发明中的系统结构的图。

图3是示出传播路径编码方法之一的Turbo编码的生成器的框图。

图4是示出QAM之一的64QAM的信号点配置的图。

图5是示出QAM发送信号由衰减和检波推移成何种状态的图。

图6是示出引导信号与数据信号并行地发送的情况下的现有的传播路径推断方法的图。

图7是在引导信号与数据信号并行地发送的情况下，使用了多个时刻中的引导信号的现有的传播路径推断方法的图。

图8是示出引导信号与数据信号分时地发送的情况下的现有的传播路径推断方法的图。

图9是示出在引导信号与数据信号分时地发送的情况下，使用了更宽范围的时刻中的多个引导信号的现有的传播路径推断方法的图。

图10是示出本发明的实施例1中的传播路径推断方法的图。

图11是表示了传播路径中的衰减的频谱的图。

图12是说明使用本发明的实施例2中的低通滤波器来高精度地推断衰减的情况的图。

图13是实现本发明的实施例3中的传播路径推断方法的框图。

图14是示出本发明的实施例3、4中的加权系数的值的图。

图15是示出本发明的实施例3中的引导信号的采样间隔与传播路径推断周期的关系的图。

图16是示出本发明的实施例4中的引导信号的采样间隔与传播路径推断周期的关系的图。

图17是示出使用了本发明的实施例4的模拟试验结果的图。

图18是说明使用了本发明的实施例5的传播路径推断方法的图。

图中

101…本发明涉及的传播路径推断部

102…本发明涉及的引导信号和“0”数据切换开关

103…本发明涉及的构成FIR的延迟元件

104…本发明涉及的构成FIR的乘法器

105…本发明涉及的构成FIR的加法器

106…本发明涉及的传播路径推断值

107…检波部

108…解调部

201…发送侧无线通信设备

202…接收侧无线通信设备

203…无线传播路径

204…发送侧无线通信设备的天线

205…发送侧无线通信设备的发送部

206…发送侧无线通信设备的QAM调制部

207…发送侧无线通信设备的传输路径编码部

208…发送侧无线通信设备的无线部

209…发送侧无线通信设备的接收部

210…接收侧无线通信设备的天线

211…接收侧无线通信设备的接收部

212…接收侧无线通信设备的传播路径推断部

213…接收侧无线通信设备的QAM解调部

214…接收侧无线通信设备的传输路径解码部

215…接收侧无线通信设备的无线部

216…接收侧无线通信设备的发送部

301…向Turbo编码器的输入位

302…Turbo编码器的编码后的输出位

401…64QAM中的符号和位配置

501…QAM发送信号的信号点配置

502…传播路径变动

503…QAM接收信号的信号点配置

504…检波解调处理

505…解调后QAM信号的信号点配置

601…引导信号

602…数据信号

701…现有的传播路径推断方法中的乘法器

702…现有的传播路径推断方法中的加法器

703…现有的传播路径推断方法中的加权系数的分布

801…在注目时刻的数据信号之前的某个引导信号

802…数据信号

803…在注目时刻的数据信号之后的某个引导信号

804…现有的传播路径推断方法中的乘法器

805…现有的传播路径推断方法中的加法器

901…现有的传播路径推断方法中的乘法器

902…现有的传播路径推断方法中的加法器

903…现有的传播路径推断方法中的加权系数的分布

1001…本发明涉及的引导信号

1002…本发明涉及的用于数据符号d₁的传播路径推断的引导信号

1003…本发明的传播路径推断方法中的乘法器

1004…本发明的传播路径推断方法中的加法器

1005…数据信号

1006…本发明涉及的使用传播路径推断结果的数据符号d₁

1007…本发明涉及的用于数据符号d₂的传播路径推断的引导信号

1008…本发明的传播路径推断方法中的乘法器

1009…本发明的传播路径推断方法中的加法器

1010…本发明涉及的使用传播路径推断结果的数据符号d₂

1101…衰减的频谱

1102…最大多普勒频率的2倍的频率

1103…数据传输速度

1104…使衰减的频谱范围通过的低通滤波器

1201…传播路径中的热噪声

1202…在传播路径中衰减和热噪声增加的状态

1203…在低通滤波器通过后残留的热噪声

1301…实现本发明涉及的传播路径推断方法的FIR

1302…输入到本发明涉及的FIR中的引导信号

1303…构成本发明涉及的FIR的延迟元件

1304…构成本发明涉及的FIR的乘法器

1305…构成本发明涉及的FIR的加法器

1306…本发明涉及的传播路径推断值

1401…傅立叶变换运算

1402…理想低通滤波器的脉冲响应

1403…理想低通滤波器中的波形间隔

1404…设定成本发明涉及的FIR的各系数的加权系数的值

1501…引导信号的时间波形

1502…本发明涉及的已被采样的引导信号

1503…本发明涉及的传播路径推断值

1601…打开本发明涉及的采样间隔来采样引导信号，在之间插入了“0”的信号

1602…本发明涉及的传播路径推断值

1801…本发明涉及的传播路径推断装置

1802…本发明涉及的加权系数的分布

1803…本发明涉及的传播路径推断装置

1804…本发明涉及的加权系数的分布

具体实施方式

实施例1

在本发明中，为了达到上述目的，如图10所示，使引导信号的采样周期与数据信号的传输速度(符号率)相同，使用一个引导信号，或使用加权了多个引导信号的信号，对数据信号的每个符号推断传播路径。具体地说，推断该数据信号的传播路径中的振幅变动或相位旋转。

引导信号1001按与数据信号1005相同的传输速度(符号率)发送P0，P1，P2，P3，P4，…或采样。在图10中，通过使用4个符号间隔的引导信号p0，p4，p8，p12，p16-1002，对各个引导信号乘以加权系数1003并相加1004，从而计算出数据信号1005中的某一个符号d1-1006中的传播路径推断值。或者，也可以仅使用按同定时或最近的定时接收的引导信号p8，计算出传播路径推断值。作为用于传播路径推断的引导信号，一般地，考虑经过与检波对象数据信号的符号一样的传播路径，按大致相同的定时接收的引导信号较理想。此外，利用使用其定时前后的多个符号的引导信号，就能进行高精度的传播路径推断。使1个数据符号与用于该数据符号传播路径推断的引导信号的时间关系固定，d1-1006的下一个数据符号d2-1010的传播路径推断值，则利用使用偏移1个符号时间的引导信号p1，p5，p9，p13，p17-1007，同样地乘以加权系数1008后相加1009来计算出。

由于使用上述的传播路径推断方法能对于数据信号的每一个符号计算出不同的传播路径推断值，因此，能改善通信质量特性(误码率特性)。

实施例2

在本实施例中，利用使接收到的引导信号作为输入来通过低通滤波器(LPF：Low Pass Filter)，提高传播路径的推断精度。

以下对此具体地进行说明。

在无线传播路径中产生所谓衰减的振幅和相位的急剧变动(一种噪声)。将其表现在频域中的情况下，没有超过最大多普勒频率(＝f_d)的频率成分。在此，所述最大多普勒频率是与载波频率和移动台的移动速度成比例的频率。例如，假设载波频率＝800MHz，移动台的移动速度为时速120km的情况下，最大多普勒频率大致为f_d＝240Hz(相当于240bit/s)，频谱密度大致如图11的1101所示。

对此，数据传输速度例如在现在的第三代便携式电话中为384kb/s，在实际的无线传播路径中进行更高速的传输，在位顺序中更是非常地高速。在图11的例子中，在模拟试验时，设数据传输速度为289.5kHz(1103)，但该情况下在f_d＝240Hz和289.5kb/s时也有1200倍以上的速度差。

但是，在传播路径中加以上述衰减，增加与在无线传播路径传输的带宽成比例的热噪声(白色噪声)。图12的1201示出该情况。由于在现有的传播路径推断中，理应在因衰减而产生的振幅变动和相位旋转中增加宽带的噪声成分1201的状态1202下，推断传播路径，但由于衰减不具有如上所述的最大多普勒频率以上的成分，因此，利用使引导信号在低通滤波器上通过，衰减信号就照原样通过，能去除存在于残留频带中的很多热噪声。上述低通滤波器具有通过1104示出的最大多普勒频率以下成分的通频带。当然，存在于衰减的频域中的热噪声没能去除而残留1203，但若与在原传播路径中增加的热噪声的总计相比，因为数据传输速度快，衰减按位顺序慢，所以，可以认为极少(若是刚才的fd＝240Hz和传输速度289.5kb/s的例子，使其通过该滤波器，则使热噪声减少到1/600左右)。这样，利用使在用于传播路径推断中的引导信号，通过配合了在传播路径上产生的衰减的最大多普勒频率的低通滤波器，从而去除不需要的噪声，高精度地进行传播路径推断。

实施例3

在本实施例中提到了实施例2中的低通滤波器的具体的构成方法。如实施例1所述的，由于对数据信号的每一个符号计算出不同的传播路径推断值，因此，引导信号的发送或采样间隔也与数据信号一致，在实施例1中，将多个时刻中的引导信号数据加权之后相加，但实现它的更简单的方法是图13的1301中示出的FIR滤波器。即，由多个延迟元件1303和对各个数据乘以加权系数的乘法器1304及相加这些相乘结果的加法器1305构成。再有，FIR滤波器的各系数如图14所示，配合由期望的低通特性1104的傅立叶变换求得的脉冲响应1402，设定作为加权系数1404。这也可以说是用1301的FIR构成具有1104的频率特性的低通滤波器。在本发明中的特征在于，将加权系数设定为具有配合传播路径变动的低通滤波器的特性。此外，在注目于加权系数的值本身的情况下，本发明的特征在于，如图14的1404所示作为加权系数的值而具有负值。

实施例4

在本实施例中，即使利用奈奎斯特定理使引导信号的采样速度(速率)比数据传输速度(数据信号的符号率)慢，也能进行与使采样间隔与数据传输速度相同时同样的高精度的传播路径推断值的计算。以下详细地进行叙述。

根据奈奎斯特定理，由于若有信号所具有的最大频率的2倍以上的采样频率，就能再现原来的信号，因此，在图11的f_d＝240Hz的衰减的情况下，若按480Hz(相当于480bit/s)1102以上进行采样，则理论上就能再现该衰减。在图11的情况下，由于数据传输速度是289.5kb/s(1103)，因此，满足该奈奎斯特定理的条件。即使在先前所述的第三实施例中，通过使引导信号的采样间隔与数据传输速度相同，也满足该奈奎斯特定理。图15中示出该情况。通过使引导信号1501按与数据传输速度相同的采样频率进行采样1502，并使FIR滤波器1301动作，该FIR滤波器1301使1501与衰减合并了的频域通过，按与数据传输速度相同的间隔计算出传播路径推断值1503。

该实施例3的动作在衰减的最大多普勒频率f_d＝240Hz的情况下，进行的，若按480Hz以上进行采样，则相对于信号能够再现，数据传输速度为289.5bk/s，非常高速。在该情况下，能不损伤通信质量而使引导信号的采样率降低到最大多普勒频率的2倍左右。

因此，例如图16这样地，设采样频率为数据传输速度的1/4，即每4个数据符号进行1回采样，在与剩下的3个采样对应的时刻则生成插入“0”的信号1601并内插，使其输入到在实施例3中使用的FIR滤波器中。由于数据传输速度对于衰减的最大多普勒频率十分高速，因此，即使设定引导信号的采样间隔为数据传输速度的1/4，奈奎斯特定理也成立，且由于使用与实施例3中说明的相同的FIR滤波器，衰减具有的频域全部通过，因此，使其这样地动作并输出的传播路径推断值1602，就与图15中的传播路径推断值1503大致相同。图1示出该传播路径推断方法。将引导信号1001按某个采样频率(但是，设定为衰减的最大多普勒频率的2倍以上)进行采样1002，将其作为传播路径推断中使用的输入信号。接着，由开关102的切换来实现配合传播路径推断值的输出间隔(＝数据传输速度)插入“0”的信号1601，使具备拥有1404所示低通特性的加权系数的FIR滤波器动作。FIR滤波器由多个延迟器103和进行与各个加权系数进行相乘的乘法器104及相加这些相乘结果的加法器105构成，按数据符号率动作的FIR滤波器的输出106成为数据信号某个时刻中的1个符号部分的传播路径推断值。之后，在检波部107中，使用传播路径推断值进行数据信号的检波(相位旋转的补偿等)，在解调部108中利用多值调制等进行已被调制的数据信号的解调。

利用计算机模拟试验来评价使用了该实施例4中的传播路径推断方法时的误码率特性。作为模拟试验的条件，传输路径编码使用图3中示出的编码率R＝1/3，约束长K＝4的Turbo编码，多值调制适用16QAM，进行20kb/s传输(再有，该时的QAM的符号传输速度等于16k symbol/s)。此外，引导信号按1600Hz(1.6kb/s)进行发送，假定引导信号的功率为数据信号的功率的10倍强。传播路径推断按数据信号的10个符号上一次比例来采样引导信号，在插入9个“0”后与数据传输速度合并之后，以240Hz以下作为通频带宽的低通滤波器安装在100个分支的FIR上。图17中示出fd＝240Hz时的误码率特性。

实线为在理想地没有错误地推断传播路径的情况下可能达到的误码率特性的限定值。此外，在存在用FIR滤波器不能去除的残留噪声1203的情况下，由于由该噪声产生的传播路径推断误差而导致误码率特性劣化，用虚线示出该特性。该特性也可以解释为示出了将配合衰减特性的低通特性通过FIR实现时的界限。另外，为了进行比较，用三角标记(▲)示出使用了NTT-TOCOMO在1996年发表的现有的传播路径推断方法时的特性。由图17可知，使用具有配合衰减特性的低通特性的本实施例中的FIR，与现有方式相比，能改善大约0.2dB特性。

实施例5

在本实施例中，由于在多值调制适用时高效且高精度地进行传播路径推断，因此，数据信号的每个符号使用不同的传播路径推断值，但在本实施例中，将几个符号作为传播路径推断的更新单位，每几个符号就适用从实施例1～4中示出的传播路径推断方法。由于原来的传播路径推断值的每一个数据符号不同，因此，将几个符号的部分设定同一传播路径推断值，就产生或多或少的特性劣化，但能够减少传播路径推断的计算频率，此外，由FIR构成滤波器的情况下，从装置结构的观点来看可知，由于能使分支数减少(等价于使乘法器的数目减少)，因此有简略化的优点。图18示出该情况。在图18的例子中，假设在每个符号就更新传播路径推断值之时，构成的FIR滤波器1801的分支数是6，其加权系数的分布假定为是1802。另外，若假定为2个数据符号之间也可以使用同一传播路径推断值，则2个符号之间就成为相同的加权系数的乘法，因此，乘法器可以是3个，其分布成为如1804那样的分布(再有，1804的虚线表示与分支数是3个的情况的特性等价的、在与1801同样分支数为6的情况下实现的加权系数)。由于加权系数不同，因此产生或多或少的特性劣化，但在该例子中也可以设定乘法器的数目为1/2。

用于本发明的引导信号可以是从发送侧通信设备向多个接收侧通信设备发送的共用的引导信号，也可以是从发送侧通信设备向特定的接收侧通信设备发送的个别引导信号。此外，在如实施例4那样，在按比数据信号的符号率低的速率来采样引导信号的情况下，也可以是用与数据信号相同的信道，周期地插入到数据信号之间之后再发送的引导信号。

根据本发明，在进行适用了多值调制的高速数据传输时，也能进行高效且高精度的传播路径推断，改善通信质量特性。

Claims

1.一种传播路径推断方法，该传播路径推断方法是移动通信系统中的接收设备求出用于从发送设备接收到的数据信号的检波的传播路径推断值，其特征在于，

上述接收设备从上述发送设备接收包含多个数据符号的数据信号，

对每个上述接收数据信号的数据符号推断该数据信号的传播路径，

使用该推断结果，对每个上述数据符号进行上述接收数据信号的检波。

2.如权利要求1所述的传播路径推断方法，其特征在于，

上述接收设备从上述发送设备接收引导信号，并使用上述引导信号推断上述传播路径。

3.如权利要求2所述的传播路径推断方法，其特征在于，

上述接收设备基于上述引导信号，推断上述接收数据信号的传播路径中的振幅变动或相位旋转。

4.如权利要求2所述的传播路径推断方法，其特征在于，

使用包含接收定时与上述被检波的数据信号的数据符号最近的符号的1个或多个引导信号的符号，推断上述传播路径。

5.如权利要求2所述的传播路径推断方法，其特征在于，

按比上述数据信号的符号率慢的速度进行采样上述引导信号，使用按上述数据信号的符号率动作的FIR滤波器，将被采样的引导信号内插到上述数据信号的符号率中，输入到FIR滤波器中，将滤波器输出作为传播路径推断值，进行传播路径推断。

6.如权利要求5所述的传播路径推断方法，其特征在于，

上述FIR滤波器的系数基于由规定的低通特性的傅立叶变换求得的脉冲响应进行设定。

7.如权利要求5所述的传播路径推断方法，其特征在于，

上述引导信号用与上述数据信号相同的信道，按规定的间隔插入到上述数据信号的符号之间后进行发送。

8.如权利要求2所述的传播路径推断方法，其特征在于，

上述引导信号的符号率与上述接收数据信号的符号率相等。

9.如权利要求2所述的传播路径推断方法，其特征在于，

使上述引导信号通过具有规定频率以下的通频带的低通滤波器，用于传播路径推断。

10.如权利要求1所述的传播路径推断方法，其特征在于，

上述接收数据信号是在上述发送设备中被多值调制的信号。

11.一种移动通信系统中的接收设备，其特征在于，

具有：基于接收信号，推断发送设备与该接收设备间的传播路径变动的传播路径推断部；

使用上述传播路径推断部中的推断结果，检波接收到的数据信号的检波部；

解调上述已检波的接收信号的解调部，

上述接收数据信号具有多个数据符号，

上述传播路径推断部按上述接收数据信号的数据符号率动作，对每个数据符号进行传播路径推断，

上述检波部对每个上述数据符号进行上述接收数据信号的检波。

12.如权利要求11所述的接收设备，其特征在于，

上述传播路径推断部使用从上述发送设备接收到的引导信号，推断上述传播路径变动。

13.如权利要求12所述的接收设备，其特征在于，

上述传播路径推断部基于上述引导信号，推断上述接收信号的传播路径中的振幅变动或相位旋转。

14.如权利要求12所述的接收设备，其特征在于，

上述传播路径推断部具有：使输入到的引导信号延迟的多个串联连接的延迟元件；

在上述多个延迟元件的输出上乘以规定的多个系数的多个乘法器；

相加上述多个乘法器的输出的加法器，

上述传播路径推断部按上述数据信号的符号率动作，使用上述加法器的输出，推断上述传播路径变动。

15.如权利要求14所述的接收设备，其特征在于，

向上述传播路径推断部中输入按比上述数据信号的符号率慢的速率采样到的上述引导信号，将输入到的上述引导信号按预先设定的值内插到上述数据信号的符号率中，并将该内插后的信号向多个延迟元件输入。

16.如权利要求15所述的接收设备，其特征在于，

上述多个乘法器的系数基于由规定的低通特性的傅立叶变换求得的脉冲响应进行设定。

17.如权利要求14所述的接收设备，其特征在于，

上述多个系数中至少一个是负值。

18.如权利要求14所述的接收设备，其特征在于，

在上述多个延迟元件的输出上乘以规定的多个系数的比延迟元件的数目少的多个乘法器；和

相加上述多个乘法器的输出的加法器，

19.如权利要求12所述的接收设备，其特征在于，

具有通过用于上述传播路径推断的引导信号的低通滤波器。