JP4635750B2

JP4635750B2 - 等化装置および等化方法

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Publication number: JP4635750B2
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Inventors: 昌幸木全; 尚正吉田
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Description

本発明は等化装置および等化方法に関し、特に周波数領域の信号処理を用いて、最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ）あるいはＺｅｒｏＦｏｒｃｉｎｇ法により、受信信号の等化を行う等化装置および等化方法に関する。

次世代移動通信の無線通信方式では、高速データ伝送を実現することが重要であるが、データ速度が速くなるとマルチパス信号によるシンボル間干渉（マルチパス干渉）が問題となる。このマルチパス干渉を抑圧する方法には種々の方法があるが、比較的簡易な方法に線形等化器があり、この等化処理を周波数領域で行う周波数イコライザが提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

図８は、非特許文献１に記載された周波数イコライザを用いた等化装置の構成の一例を示す。この従来例等化装置は、受信アンテナ１、フィルタリング処理部１００、伝送路推定部１１０およびウエイト計算部６で構成される。受信アンテナ１は、ディジタル変調されたシングルキャリア信号を受信する。フィルタリング処理部１００は、所定のオーバサンプル数でサンプルされた受信信号を入力とし、フィルタリング処理を行う。伝送路推定部１１０は、所定のオーバサンプル数でサンプルされた受信信号を入力とし、パスタイミング検出を行い、各パスタイミングにおける伝送路応答を周波数領域に変換し、周波数領域における受信信号の各サブキャリアに対応する伝送路推定値を計算する。ウエイト計算部６は、伝送路推定部１１０の出力である周波数領域の伝送路推定値を入力とし、フィルタリング処理部１００で用いる等化フィルタのウエイトを計算する。従来の等化装置では、フィルタリング処理部１００、伝送路推定部１１０およびウエイト計算部６の全ての処理は、同一のオーバサンプル数で動作する。

フィルタリング処理部１００は、ガードインターバル（ＧＩ）除去部７、直並列（Ｓ／Ｐ）変換部８、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）部９、等化フィルタ１０、高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）部１１、並直列（Ｐ／Ｓ）変換部１２で構成される。ＧＩ除去部７は、オーバサンプル数Ｎ_OSでサンプルされた受信信号を入力とし、ＧＩに相当する部分の受信信号を除去する。Ｓ／Ｐ変換部８は、ＧＩ除去部７でＧＩを除去した受信信号をＳ／Ｐ変換する。ＦＦＴ部９は、Ｓ／Ｐ変換部８で変換した受信信号を入力とし、Ｎ_OS×Ｎ_FFTポイント（Ｎ_FFT：ＦＦＴブロック長）のＦＦＴを用いて、周波数領域に変換する。等化フィルタ１０は、ウエイト計算部６で計算したウエイトおよびＦＦＴ部９で周波数変換した受信信号を入力とし、周波数領域で受信信号のフィルタリング（等化）を行う。ＦＦＴ部９で受信信号を周波数領域に変換した受信信号をＸ(f)（１≦ｆ≦Ｎ_OS×Ｎ_FFT）、ウエイト計算部６で計算したウエイトをＷ(f)とすると、等化フィルタ１０でフィルタリングされた等化信号Ｙ(f)は、
Ｙ(f)＝Ｗ(f)Ｘ(f)
と表される。ここで、ｆはサブキャリアポイントを表す。ＩＦＦＴ部１１は、等化フィルタ１０の出力である周波数領域の等化信号を入力とし、Ｎ_OS×Ｎ_FFTポイントのＩＦＦＴを用いて、時間領域に変換する。Ｐ／Ｓ変換部１２は、時間領域に変換した信号をＰ／Ｓ変換し、復調信号を出力する。

伝送路推定部１１０は、タイミング検出部２、伝送路応答推定部３、Ｓ／Ｐ変換部４、ＦＦＴ部５で構成される。タイミング検出部２は、オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号を入力とし、受信信号に含まれるパイロット信号を用いて、複数のパスのタイミングを検出する。タイミングを検出する方法としては、受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、レベルの大きい複数のパスのタイミングを検出する方法などが用いられる。伝送路応答推定部３は、オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号およびタイミング検出部２で検出したパスタイミングを入力とし、受信信号に含まれるパイロット信号を用いて、タイミング点における伝送路推定値を推定し、インパルス応答を求める。Ｓ／Ｐ変換部４は、伝送路応答推定部３で推定した伝送路のインパルス応答をＳ／Ｐ変換する。ＦＦＴ部５は、Ｓ／Ｐ変換部４で変換した伝送路のインパルス応答を入力とし、Ｎ_OS×Ｎ_FFTポイントのＦＦＴを用いて、周波数領域に変換した伝送路推定値を出力する。

ウエイト計算部６は、ＦＦＴ部５の出力である周波数領域の伝送路推定値を入力とし、等化フィルタ１０のウエイトを計算する。この計算には、最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ）あるいはＺｅｒｏＦｏｒｃｉｎｇ法などが用いられる。ＭＭＳＥを用いた場合、等化フィルタ１０のウエイトＷ(f)は、
Ｗ(f)＝Ｈ^*(f)／（｜Ｈ(f)｜²＋Ｎ₀）
で計算される。ここで、＊は複素共役、Ｎ₀は雑音電力を表す。

特開２００３−１０１５０３号公報Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ，Ｓ．Ｌ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ，Ａ．Ｂｅｎｙａｍｉｎ−Ｓｅｅｙａｒ，ａｎｄＢ．Ｅｉｄｓｏｎ， "ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｏｍａｉｎＥｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎｆｏｒＳｉｎｇｌｅ−ＣａｒｒｉｅｒＢｒｏａｄｂａｎｄＷｉｒｅｌｅｓｓＳｙｓｔｅｍｓ"，ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎ．Ｍａｇ．，ｖｏｌ．４０，ｎｏ．４，ｐｐ．５８−６６，Ａｐｒ．２００２

従来の等化装置では、タイミング検出部２、伝送路のインパルス応答のＦＦＴ部５、ウエイト計算部６、受信信号のＦＦＴ部９、等化フィルタ１０および等化信号のＩＦＦＴ部１１は、全てオーバサンプル数Ｎ_OSで動作する。したがって従来の等化装置で伝送路推定精度を向上させるためにはタイミング分解能、すなわちオーバサンプル数Ｎ_OSを上げる必要があり、オーバサンプル数Ｎ_OSの増加はＦＦＴ部５、９とＩＦＦＴ部１１の処理サイズの増加、ウエイト計算部６と等化フィルタ１０の演算量の増加を招くという問題がある。

本発明は、このような課題を解決し、周波数領域の信号処理により等化を行う周波数イコライザにおいて、ＦＦＴ部の処理サイズを小さく抑えながら、優れた等化特性を実現できる等化装置および等化方法を提供することにある。

本発明は、周波数領域の信号処理により等化を行う周波数イコライザにおいて、フィルタリング処理部と伝送路推定部の各処理を異なるオーバサンプル数で動作させることを最も主要な特徴とする。

すなわち、本発明の等化装置は、ディジタル変調されたシングルキャリア信号を受信し、周波数領域の信号処理により等化を行う等化装置において、所定のオーバサンプル数でサンプルされた受信信号を入力とし、この受信信号を周波数領域の折り返し雑音が生じない程度に小さいオーバサンプル数に変換してフィルタリング処理を行うフィルタリング処理部と、前記受信信号を十分なタイミング分解能が得られる程度に大きいオーバサンプル数に変換し、前記タイミング分解能でパスタイミング検出を行い、前記パスタイミングにおける伝送路応答を周波数領域に変換し、周波数領域における前記受信信号の各サブキャリアに対応する伝送路推定値を計算する伝送路推定部と、前記伝送路推定部の出力から前記フィルタリング処理部で用いる等化フィルタのウエイトを計算するウエイト計算部とを備えたことを特徴とする。

伝送路推定に関連してアップサンプリングを行う技術として、特許文献１に、周波数領域でチャネル推定を行なう場合の雑音パスの除去に関する技術が示されている。しかし、本発明は時間領域でチャネル推定を行うもので、特許文献１に記載の技術とは目的、構成および効果のいずれもが異なる。特許文献１に記載の技術では、その段落００１５に記載があるように周波数領域でチャネル推定を行う方式では雑音パスの影響があるため、周波数領域のチャネル推定値をＩＦＦＴして時間領域のチャネル推定値に一旦戻し、雑音パスを消去している。特許文献１におけるアップサンプリング処理は、周波数領域でチャネル推定を行なう場合の周波数領域のチャネル推定値の補間のために行なっているのであり、本発明のように、時間領域のチャネル推定値の分解能を向上させるためのものではない。本発明では、時間領域のチャネル推定を行う前にアップサンプリングを行うことで、時間領域のチャネル推定値の分解能を向上させている。この場合、タイミング点のみの伝送路推定値を求めているため、特許文献１のように周波数領域のチャネル推定を行なう場合と異なり、雑音パスの影響は全くない。

前記フィルタリング処理部は、オーバサンプル数Ｎ_OSでサンプルされた受信信号をオーバサンプル数Ｎ'_OS（Ｎ'_OS＝Ｎ_OS／ｎ、ｎは１以上かつ２のべき乗の整数）にダウンサンプリングするダウンサンプリング処理部と、このダウンサンプリング処理部の出力をＮ'_OS×Ｎ_FFTポイント（Ｎ_FFTは高速フーリエ変換ブロック長）で高速フーリエ変換（ＦＦＴ：ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）する第一のＦＦＴ部と、この第一のＦＦＴ部の出力を前記ウエイトでフィルタリングする等化フィルタと、この等化フィルタの出力をＮ'_OS×Ｎ_FFTポイントで高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）するＩＦＦＴ部とを有することが望ましい。

前記伝送路推定部は、オーバサンプル数Ｎ_OSでサンプルされた受信信号をオーバサンプル数Ｎ"_OS（Ｎ"_OS＝ｍＮ_OS、ｍは１以上かつ２のべき乗の整数）にアップサンプリングするアップサンプリング処理部と、このアップサンプリング処理部の出力を用いて複数のパスのタイミングを検出するタイミング検出部と、検出された複数のパスタイミングにおける伝送路を推定する伝送路応答推定部と、この伝送路応答推定部の出力であるインパルス応答をＮ"_OS×Ｎ'_FFTポイント（Ｎ'_FFT＝Ｎ_FFT／ｌ、ｌは１以上かつ２のべき乗の整数、Ｎ'_FFTはＦＦＴブロック長）でＦＦＴする第二のＦＦＴ部と、この第二のＦＦＴ部の出力であるサブキャリアから高い周波数成分のサブキャリアを除去するサブキャリア除去部と、このサブキャリア除去部で除去した残りのサブキャリアの間のサブキャリアを補間するサブキャリア補間部とを有することが望ましい。

また、前記伝送路推定部は、オーバサンプル数Ｎ_OSでサンプルされた受信信号をオーバサンプル数Ｎ"_OSにアップサンプリングするアップサンプリング処理部と、前記受信信号を用いて複数のパスのタイミングを検出するタイミング検出部と、検出された複数のパスタイミングにおける伝送路を推定する伝送路応答推定部と、この伝送路応答推定部の出力であるインパルス応答をＮ"_OS×Ｎ'_FFTポイントでＦＦＴする第二のＦＦＴ部と、この第二のＦＦＴ部の出力であるサブキャリアから高い周波数成分のサブキャリアを除去するサブキャリア除去部と、このサブキャリア除去部で除去した残りのサブキャリアの間のサブキャリアを補間するサブキャリア補間部とを有することもできる。

前記ウエイト計算部は、最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ）あるいはＺｅｒｏＦｏｒｃｉｎｇ法に基づいて、等化フィルタのウエイトを計算することが望ましい。

タイミング検出部としては、上述したように、アップサンプリング後のオーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号を用いる構成と、アップサンプリング前のオーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号を用いる構成とが考えられる。

オーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号を用いるタイミング検出部としては、アップサンプリングしたオーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、この遅延プロファイルを用いて、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択するパスタイミング選択部とを有する構成を用いることができる。

オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号を用いるタイミング検出部としては、オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、この遅延プロファイルをオーバサンプル数Ｎ"_OSに補間するプロファイル補間部と、このプロファイル補間部の出力を用いて、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択するパスタイミング選択部とを有する構成を用いることができる。

また、オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号を用いるタイミング検出部として、オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、この遅延プロファイルを用いて、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択するパスタイミング選択部と、前記遅延プロファイルと前記複数のパスのタイミングを用いて、パスタイミングの周辺部分の遅延プロファイルをオーバサンプル数Ｎ"_OSに補間する部分プロファイル補間部と、この部分プロファイル補間部の出力を用いて、パス毎にレベルの最も大きい点をパスタイミングに決定するパスタイミング調整部とを有する構成を用いることもできる。

オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号を用いるタイミング検出部として、オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、この遅延プロファイルを用いて、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択するパスタイミング選択部と、アップサンプリングしたオーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号と前記複数のパスのタイミングとを用いて、パスタイミングの周辺部分の遅延プロファイルを計算する部分プロファイル計算部と、この部分プロファイル計算部の出力を用いて、パス毎にレベルの最も大きい点をパスタイミングに決定するパスタイミング調整部とを有する構成を用いることもできる。

前記伝送路推定部において前記サブキャリア除去部は、前記第二のＦＦＴ部の出力である伝送路推定値Ｈ(f)（１≦ｆ≦Ｎ"_OS×（Ｎ_FFT／ｌ））のうち、（Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／ｌ）＜ｆ≦（Ｎ"_OS−Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／ｌ）の範囲のサブキャリアを除去する。

前記伝送路推定部において前記サブキャリア補間部は、前記第二のＦＦＴ部の出力である伝送路推定値Ｈ(f)（１≦ｆ≦Ｎ"_OS×（Ｎ_FFT／ｌ））のうち、前記サブキャリア除去部で除去した残りである１≦ｆ≦（Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／ｌ）、（Ｎ"_OS−Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／ｌ）＜ｆ≦Ｎ"_OS×（Ｎ_FFT／ｌ）の範囲のサブキャリアを用いて、それぞれの間のサブキャリアをｌ−１個ずつ補間する。

前記伝送路推定部において前記サブキャリア補間部は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブキャリアを用いて、それぞれの間のサブキャリアをＮ−１次関数により補間する。

前記伝送路推定部における前記第二のＦＦＴ部の処理サイズＮ"_OS×Ｎ'_FFT（Ｎ'_FFT＝Ｎ_FFT／ｌ）において、ｌ＝ｍ×ｎとし、この処理サイズＮ"_OS×Ｎ'_FFTは前記第一のＦＦＴ部の処理サイズＮ'_OS×Ｎ_FFTと同一とすることができる。

本発明の等化方法は、ディジタル変調されたシングルキャリア信号を受信し、周波数領域の信号処理により等化を行う方法において、所定のオーバサンプル数でサンプルされた受信信号を周波数領域の折り返し雑音が生じない程度に小さいオーバサンプル数に変換してフィルタリング処理を行い、その一方で、前記受信信号を十分なタイミング分解能が得られる程度に大きいオーバサンプル数に変換し、前記タイミング分解能でパスタイミング検出を行い、前記パスタイミングにおける伝送路応答を周波数領域に変換し、周波数領域における前記受信信号の各サブキャリアに対応する伝送路推定値を計算し、この伝送路推定値から前記フィルタリング処理で用いる等化フィルタのウエイトを計算することを特徴とする。

本発明の等化装置では、周波数領域の信号処理により等化を行う周波数イコライザにおいて、フィルタリング処理部と伝送路推定部の各処理を異なるオーバサンプル数で動作させることにより、ＦＦＴ部の処理サイズを小さく抑えながら、優れた等化特性を実現できる。

（実施例１）
本発明の第一実施例について図面を参照して詳細に説明する。図１は本発明第一実施例の等化装置を示すブロック構成図であり、図８と同等部分は同一符号にて示す。この等化装置は、図１に示すように、受信アンテナ１、フィルタリング処理部５０、ウエイト計算部６、伝送路推定部６０で構成される。受信アンテナ１は、ディジタル変調されたシングルキャリア信号を受信する。フィルタリング処理部５０は、所定のオーバサンプル数でサンプルされた受信信号を周波数領域の折り返し雑音が生じない程度に小さいオーバサンプル数に変換して、フィルタリング処理を行う。伝送路推定部６０は、所定のオーバサンプル数でサンプルされた受信信号を十分なタイミング分解能が得られる程度に大きいオーバサンプル数に変換して、十分なタイミング分解能でパスタイミング検出を行い、各パスタイミングにおける伝送路応答を周波数領域に変換し、周波数領域における受信信号の各サブキャリアに対応する伝送路推定値を計算する。ウエイト計算部６は、伝送路推定部６０の出力である周波数領域の伝送路推定値を入力とし、フィルタリング処理部５０で用いる等化フィルタのウエイトを計算する。本発明の等化装置は、フィルタリング処理部５０、伝送路推定部６０の各処理は異なるオーバサンプル数で動作することを特徴とする。

フィルタリング処理部５０は、ダウンサンプリング処理部２０、ＧＩ除去部７、Ｓ／Ｐ変換部８、ＦＦＴ部９、等化フィルタ１０、ＩＦＦＴ部１１、Ｐ／Ｓ変換部１２で構成される。ダウンサンプリング処理部２０は、オーバサンプル数Ｎ_OSでサンプルされた受信信号をオーバサンプル数Ｎ'_OS（Ｎ'_OS＝Ｎ_OS／ｎ、ｎは１以上かつ２のべき乗の整数）にダウンサンプリングする。ＧＩ除去部７は、ダウンサンプリング処理部２０でダウンサンプリングしたオーバサンプル数Ｎ'_OSの受信信号を入力とし、ＧＩに相当する部分の受信信号を除去する。Ｓ／Ｐ変換部８は、ＧＩ除去部７でＧＩを除去した受信信号をＳ／Ｐ変換する。ＦＦＴ部９は、Ｓ／Ｐ変換部８で変換した受信信号を入力とし、Ｎ'_OS×Ｎ_FFTポイント（Ｎ_FFTはＦＦＴ部９のＦＦＴブロック長）のＦＦＴを用いて、周波数領域に変換する。ＦＦＴ部９のＦＦＴブロック長Ｎ_FFTは、ＧＩを付加しない場合やＧＩを超えるマルチパス干渉の影響が生じないように決定されるため、オーバサンプル数Ｎ'_OSを小さくすることでＦＦＴ部９の処理サイズを小さくすることができる。オーバサンプル数Ｎ'_OSは、周波数領域における受信信号に折り返し雑音が生じない程度に小さくできる。等化フィルタ１０は、ウエイト計算部６で計算したウエイトおよびＦＦＴ部９で周波数変換した受信信号を入力とし、周波数領域で受信信号のフィルタリング（等化）を行う。ＩＦＦＴ部１１は、等化フィルタ１０の出力である周波数領域の等化信号を入力とし、Ｎ'_OS×Ｎ_FFTポイントのＩＦＦＴを用いて、時間領域に変換する。Ｐ／Ｓ変換部１２は、時間領域に変換した信号をＰ／Ｓ変換し、復調信号を出力する。

伝送路推定部６０は、アップサンプリング処理部２１、タイミング検出部２、伝送路応答推定部３、Ｓ／Ｐ変換部４、ＦＦＴ部５、サブキャリア除去部２２、サブキャリア補間部２３で構成される。アップサンプリング処理部２１は、受信アンテナ１で受信したオーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号をオーバサンプル数Ｎ"_OS（Ｎ"_OS＝ｍＮ_OS、ｍは１以上かつ２のべき乗の整数）にアップサンプリングする。タイミング検出部２は、オーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号を入力とし、受信信号に含まれるパイロット信号を用いて、複数のパスのタイミングを検出する。周波数領域における伝送路推定精度は、タイミング検出部２で検出されるパスのタイミング分解能、すなわちオーバサンプル数Ｎ"_OSに大きく依存し、Ｎ"_OSが大きいほど伝送路推定精度を向上させることできる。

図２はタイミング検出部２の構成を示すブロック図である。タイミング検出部２は、遅延プロファイル生成部２４、パスタイミング選択部２５で構成される。遅延プロファイル生成部２４は、オーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号を入力とし、受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する。パスタイミング選択部２５は、遅延プロファイル生成部２４で生成した遅延プロファイルを入力とし、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択する。

伝送路応答推定部３は、オーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号およびタイミング検出部２で検出したタイミングを入力とし、受信信号に含まれるパイロット信号を用いて、タイミング点における伝送路推定値を推定し、インパルス応答を求める。Ｓ／Ｐ変換部４は、伝送路応答推定部３で推定した伝送路のインパルス応答をＳ／Ｐ変換する。ＦＦＴ部５は、Ｓ／Ｐ変換部４で変換した伝送路のインパルス応答を入力とし、Ｎ"_OS×Ｎ'_FFTポイント（Ｎ'_FFT＝Ｎ_FFT／ｌ、ｌは１以上かつ２のべき乗の整数、Ｎ'_FFTはＦＦＴ部５のＦＦＴブロック長）のＦＦＴを用いて、周波数領域に変換した伝送路推定値を出力する。このとき、ＦＦＴ部５の処理サイズを増加させないためには、そのＦＦＴブロック長Ｎ'_FFTをＮ_FFT／ｌに小さくする必要がある。一般にインパルス応答のＦＦＴブロック長は伝送路の最大パス遅延の数倍程度まで小さくできる。ここで、ｌ＝ｍ×ｎであるとき、ＦＦＴ部５の処理サイズＮ"_OS×Ｎ'_FFTは、受信信号のＦＦＴ部９の処理サイズＮ'_OS×Ｎ_FFTと同一となり、ＦＦＴ部５、９の処理サイズの最大値を小さくできる。以下、ｌ＝ｍ×ｎとして説明する。

サブキャリア除去部２２は、周波数領域における受信信号の各サブキャリアに対応する伝送路推定値を計算するため、ＦＦＴ部５で周波数領域に変換した伝送路推定値を入力とし、それらのサブキャリアから高い周波数成分のサブキャリアを除去する。サブキャリア補間部２３は、サブキャリア除去部２２で除去した残りのサブキャリアを入力とし、それらのサブキャリアの間のサブキャリアを補間する。図３はサブキャリア除去とサブキャリア補間の様子を示す図である。サブキャリア除去部２２は、ＦＦＴ部５の出力であるオーバサンプル数Ｎ"_OSの伝送路推定値Ｈ(f)（１≦ｆ≦Ｎ"_OS×（Ｎ_FFT／（ｍ×ｎ）））を入力とし、Ｈ(f)の高い周波数成分、すなわち（Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／（ｍ×ｎ））＜ｆ≦（Ｎ"_OS−Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／（ｍ×ｎ））の範囲のサブキャリアを除去する。次に、ＦＦＴ部５のＦＦＴブロック長をＮ_FFT／（ｍ×ｎ）としたことにより、サブキャリアの分解能が１／（ｍ×ｎ）となっているため、サブキャリア補間部２３は、サブキャリア除去部２２で除去した残りである１≦ｆ≦（Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／（ｍ×ｎ））、（Ｎ"_OS−Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／（ｍ×ｎ））＜ｆ≦Ｎ"_OS×（Ｎ_FFT／（ｍ×ｎ））の範囲のサブキャリアを用いて、それぞれの間のサブキャリアを（ｍ×ｎ）−１個ずつ補間し、周波数領域における受信信号に対応する伝送路推定値Ｈ(f)（１≦ｆ≦Ｎ'_OS×Ｎ_FFT）を生成する。図３はｍ＝２、ｎ＝２の例を示しており、除去するサブキャリアを三角印、補間するサブキャリアを白丸印で表している。伝送路推定値Ｈ(f)の全サブキャリアの３／４に相当する中央部分を除去し、残りのそれぞれのサブキャリアの間を３個ずつ補間してＨ(f)を求めている。サブキャリアの補間方法としては、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブキャリアを用いて、それぞれの間のサブキャリアをＮ−１次関数により補間する方法（ラグランジュ補間法）などが用いられる。ＦＦＴ部５のＦＦＴブロック長Ｎ_FFT／（ｍ×ｎ）が伝送路の最大パス遅延に比べ十分に大きければ、サブキャリアの補間は簡易な線形補間（１次のラグランジュ補間）で実現できる。

ウエイト計算部６は、サブキャリア補間部２３の出力である周波数領域の伝送路推定値を入力とし、等化フィルタ１０のウエイトを計算する。ウエイト計算部６は、ＭＭＳＥあるいはＺｅｒｏＦｏｒｃｉｎｇ法などが用いられる。

以上に説明したように、本実施例では、オーバサンプル数Ｎ"_OSを用いる従来の等化装置と比べて、ＦＦＴ部５、９とＩＦＦＴ部１１の処理サイズを１／（ｍ×ｎ）に小さくできるため、ウエイト計算部６と等化フィルタ１０の演算量を大幅に削減しつつ、同特性を実現できる。

（実施例２）
次に、本発明の第二実施例について図面を参照して詳細に説明する。図４は本発明第二実施例の等化装置を示すブロック構成図であり、図１と同等部分は同一符号にて示している。この等化装置は、受信アンテナ１、フィルタリング処理部５０、ウエイト計算部６、伝送路推定部７０で構成される。本実施例の受信アンテナ１、フィルタリング処理部５０、ウエイト計算部６の動作は第一実施例と同じであるが、伝送路推定部７０の動作が第一実施例における伝送路推定部６０の動作と異なる。第一実施例では、アップサンプリングした受信信号を用いてパスタイミング検出を行っているため、オーバサンプル数Ｎ"_OSの増加に従いタイミング検出部の処理が複雑になる。そこで、本実施例では、アップサンプリング前のオーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号を用いて、パスタイミング検出を行いながらタイミング分解能の向上を図ることにより、タイミング検出部の演算量の増加を小さく抑えている。

伝送路推定部７０は、アップサンプリング処理部２１、タイミング検出部３０、伝送路応答推定部３、Ｓ／Ｐ変換部４、ＦＦＴ部５、サブキャリア除去部２２、サブキャリア補間部２３で構成される。アップサンプリング処理部２１は、受信アンテナ１で受信したオーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号をオーバサンプル数Ｎ"_OSにアップサンプリングする。タイミング検出部３０は、オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号を入力とし、受信信号に含まれるパイロット信号を用いて、複数のパスのタイミングを検出する。

図５はタイミング検出部３０の構成を示すブロック図である。タイミング検出部３０は、遅延プロファイル生成部２４、プロファイル補間部３１、パスタイミング選択部２５で構成される。タイミング検出部３０では、遅延プロファイル生成部２４におけるスライディング相関検出の演算量が大きいため、オーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号を用いてオーバサンプル数Ｎ"_OSの遅延プロファイルを生成するより、オーバサンプル数Ｎ_OSの遅延プロファイルを補間してオーバサンプル数Ｎ"_OSの遅延プロファイルを生成した方が演算量を削減できる。遅延プロファイル生成部２４は、オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号を入力とし、受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する。プロファイル補間部３１は、遅延プロファイル生成部２４で生成したオーバサンプル数Ｎ_OSの遅延プロファイルを入力とし、オーバサンプル数Ｎ"_OSに補間する。パスタイミング選択部２５は、プロファイル補間部３１で補間したオーバサンプル数Ｎ"_OSの遅延プロファイルを入力とし、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択する。

図６はタイミング検出部３０の別の構成を示すブロック図である。タイミング検出部３０は、遅延プロファイル生成部２４、パスタイミング選択部２５、部分プロファイル補間部３６、パスタイミング調整部３７で構成される。図６の構成では遅延プロファイルを補間する領域をパスタイミングの周辺部分に限定することにより、図５の構成と比べ演算量をさらに削減できる。遅延プロファイル生成部２４は、オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号を入力とし、受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する。パスタイミング選択部２５は、遅延プロファイル生成部２４で生成したオーバサンプル数Ｎ_OSの遅延プロファイルを入力とし、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択する。部分プロファイル補間部３６は、遅延プロファイル生成部２４で生成したオーバサンプル数Ｎ_OSの遅延プロファイルとパスタイミング選択部２５で選択した複数のパスのタイミングを入力とし、パスタイミングの周辺部分の遅延プロファイルをオーバサンプル数Ｎ"_OSに補間する。パスタイミング調整部３７は、部分プロファイル補間部３６で生成した部分遅延プロファイルを入力とし、パス毎にレベルの最も大きい点をパスタイミングに決定する。

図７はタイミング検出部３０のさらに別の構成を示すブロック図である。タイミング検出部３０は、遅延プロファイル生成部２４、パスタイミング選択部２５、部分プロファイル計算部４１、パスタイミング調整部３７で構成される。図７の構成は図６の構成と類似しているが、部分遅延プロファイルを補間する代わりにオーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号を用いて計算する点が異なる。図６の構成と比べ演算量は少し増えるが、部分遅延プロファイルを正確に計算することができる。遅延プロファイル生成部２４は、オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号を入力とし、受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する。パスタイミング選択部２５は、遅延プロファイル生成部２４で生成したオーバサンプル数Ｎ_OSの遅延プロファイルを入力とし、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択する。部分プロファイル計算部４１は、アップサンプリングしたオーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号とパスタイミング選択部２５で選択した複数のパスのタイミングを入力とし、パスタイミングの周辺部分の遅延プロファイルを計算する。パスタイミング調整部３７は、部分プロファイル計算部４１で生成した部分遅延プロファイルを入力とし、パス毎にレベルの最も大きい点をパスタイミングに決定する。

伝送路応答推定部３は、オーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号およびタイミング検出部２で検出したタイミングを入力とし、受信信号に含まれるパイロット信号を用いて、タイミング点における伝送路推定値を推定し、インパルス応答を求める。Ｓ／Ｐ変換部４は、伝送路応答推定部３で推定した伝送路のインパルス応答をＳ／Ｐ変換する。ＦＦＴ部５は、Ｓ／Ｐ変換部４で変換した伝送路のインパルス応答を入力とし、Ｎ"_OS×Ｎ'_FFTポイントのＦＦＴを用いて、周波数領域に変換した伝送路推定値を出力する。サブキャリア除去部２２は、周波数領域における受信信号の各サブキャリアに対応する伝送路推定値を計算するため、ＦＦＴ部５で周波数領域に変換した伝送路推定値を入力とし、それらのサブキャリアから高い周波数成分のサブキャリアを除去する。サブキャリア補間部２３は、サブキャリア除去部２２で除去した残りのサブキャリアを入力とし、それらのサブキャリアの間のサブキャリアを補間する。

以上に説明したように、本実施例では、オーバサンプル数Ｎ"_OSを用いる従来の等化装置と比べて、ＦＦＴ部５、９とＩＦＦＴ部１１の処理サイズを１／（ｍ×ｎ）に小さくできるため、ウエイト計算部６と等化フィルタ１０の演算量を大幅に削減しつつ、同特性を実現できる。また、アップサンプリング前のオーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号を用いて、パスタイミング検出を行いながらタイミング分解能の向上を図ることにより、タイミング検出部３０の演算量の増加を小さく抑えることができる。

本発明は送受信アンテナが各１本ずつであることを想定した等化装置として例示しているが、送受信アンテナがそれぞれ複数あるＭＩＭＯ（ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ）方式においても本発明は適用できる。

また、本発明は移動通信システムの基地局無線装置および移動局無線装置のどちらにも適用できる。

本発明第一実施例の等化装置を示すブロック構成図。タイミング検出部の構成例を示すブロック図。サブキャリア除去とサブキャリア補間を説明する図。本発明第二実施例の等化装置を示すブロック構成図。タイミング検出部の構成例を示すブロック図。タイミング検出部の別の構成例を示すブロック図。タイミング検出部のさらに別の構成例を示すブロック図。従来例の等化装置を示すブロック構成図。

符号の説明

１受信アンテナ
２タイミング検出部
３伝送路応答推定部
４Ｓ／Ｐ変換部
５ＦＦＴ部
６ウエイト計算部
７ＧＩ除去部
８Ｓ／Ｐ変換部
９ＦＦＴ部
１０等化フィルタ
１１ＩＦＦＴ部
１２Ｐ／Ｓ変換部
２０ダウンサンプリング処理部
２１アップサンプリング処理部
２２サブキャリア除去部
２３サブキャリア補間部
２４遅延プロファイル生成部
２５パスタイミング選択部
３０タイミング検出部
３１プロファイル補間部
３６部分プロファイル補間部
３７パスタイミング調整部
４１部分プロファイル計算部
５０フィルタリング処理部
６０伝送路推定部
７０伝送路推定部
１００フィルタリング処理部
１１０伝送路推定部

Claims

ディジタル変調されたシングルキャリア信号を受信し、周波数領域の信号処理により等化を行う等化装置において、
所定のオーバサンプル数でサンプルされた受信信号を入力とし、この受信信号を周波数領域の折り返し雑音が生じない程度に小さいオーバサンプル数に変換してフィルタリング処理を行うフィルタリング処理部と、
前記受信信号を十分なタイミング分解能が得られる程度に大きいオーバサンプル数に変換し、前記タイミング分解能でパスタイミング検出を行い、前記パスタイミングにおける伝送路応答を周波数領域に変換し、周波数領域における前記受信信号の各サブキャリアに対応する伝送路推定値を計算する伝送路推定部と、
前記伝送路推定部の出力から前記フィルタリング処理部で用いる等化フィルタのウエイトを計算するウエイト計算部と
を備えたことを特徴とする等化装置。
前記フィルタリング処理部は、
オーバサンプル数Ｎ_OSでサンプルされた受信信号をオーバサンプル数Ｎ'_OS（Ｎ'_OS＝Ｎ_OS／ｎ、ｎは１以上かつ２のべき乗の整数）にダウンサンプリングするダウンサンプリング処理部と、
このダウンサンプリング処理部の出力をＮ'_OS×Ｎ_FFTポイント（Ｎ_FFTは高速フーリエ変換ブロック長）で高速フーリエ変換（ＦＦＴ：ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）する第一のＦＦＴ部と、
この第一のＦＦＴ部の出力を前記ウエイトでフィルタリングする等化フィルタと、
この等化フィルタの出力をＮ'_OS×Ｎ_FFTポイントで高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ：ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）するＩＦＦＴ部と
を有する
ことを特徴とする請求項１記載の等化装置。
前記伝送路推定部は、
オーバサンプル数Ｎ_OSでサンプルされた受信信号をオーバサンプル数Ｎ"_OS（Ｎ"_OS＝ｍＮ_OS、ｍは１以上かつ２のべき乗の整数）にアップサンプリングするアップサンプリング処理部と、
このアップサンプリング処理部の出力を用いて複数のパスのタイミングを検出するタイミング検出部と、
検出された複数のパスタイミングにおける伝送路を推定する伝送路応答推定部と、
この伝送路応答推定部の出力であるインパルス応答をＮ"_OS×Ｎ'_FFTポイント（Ｎ'_FFT＝Ｎ_FFT／ｌ、ｌは１以上かつ２のべき乗の整数、Ｎ'_FFTはＦＦＴブロック長）でＦＦＴする第二のＦＦＴ部と、
この第二のＦＦＴ部の出力であるサブキャリアから高い周波数成分のサブキャリアを除去するサブキャリア除去部と、
このサブキャリア除去部で除去した残りのサブキャリアの間のサブキャリアを補間するサブキャリア補間部と
を有する
ことを特徴とする請求項１記載の等化装置。
前記伝送路推定部は、
オーバサンプル数Ｎ_OSでサンプルされた受信信号をオーバサンプル数Ｎ"_OSにアップサンプリングするアップサンプリング処理部と、
前記受信信号を用いて複数のパスのタイミングを検出するタイミング検出部と、
検出された複数のパスタイミングにおける伝送路を推定する伝送路応答推定部と、
この伝送路応答推定部の出力であるインパルス応答をＮ"_OS×Ｎ'_FFTポイントでＦＦＴする第二のＦＦＴ部と、
この第二のＦＦＴ部の出力であるサブキャリアから高い周波数成分のサブキャリアを除去するサブキャリア除去部と、
このサブキャリア除去部で除去した残りのサブキャリアの間のサブキャリアを補間するサブキャリア補間部と
を有する
ことを特徴とする請求項１記載の等化装置。
前記ウエイト計算部は、最小平均自乗誤差法（ＭＭＳＥ：ＭｉｎｉｍｕｍＭｅａｎＳｑｕａｒｅＥｒｒｏｒ）あるいはＺｅｒｏＦｏｒｃｉｎｇ法に基づいて、等化フィルタのウエイトを計算することを特徴とする請求項１記載の等化装置。
前記タイミング検出部は、
アップサンプリングしたオーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、
この遅延プロファイルを用いて、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択するパスタイミング選択部と
を有する
ことを特徴とする請求項３記載の等化装置。
前記タイミング検出部は、
オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、
この遅延プロファイルをオーバサンプル数Ｎ"_OSに補間するプロファイル補間部と、
このプロファイル補間部の出力を用いて、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択するパスタイミング選択部と
を有する
ことを特徴とする請求項４記載の等化装置。
前記タイミング検出部は、
オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、
この遅延プロファイルを用いて、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択するパスタイミング選択部と、
前記遅延プロファイルと前記複数のパスのタイミングを用いて、パスタイミングの周辺部分の遅延プロファイルをオーバサンプル数Ｎ"_OSに補間する部分プロファイル補間部と、
この部分プロファイル補間部の出力を用いて、パス毎にレベルの最も大きい点をパスタイミングに決定するパスタイミング調整部と
を有する
ことを特徴とする請求項４記載の等化装置。
前記タイミング検出部は、
オーバサンプル数Ｎ_OSの受信信号に含まれるパイロット信号と既知のパイロット信号系列とのスライディング相関検出結果に基づいて、遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成部と、
この遅延プロファイルを用いて、レベルの大きい複数のパスのタイミングを選択するパスタイミング選択部と、
アップサンプリングしたオーバサンプル数Ｎ"_OSの受信信号と前記複数のパスのタイミングとを用いて、パスタイミングの周辺部分の遅延プロファイルを計算する部分プロファイル計算部と、
この部分プロファイル計算部の出力を用いて、パス毎にレベルの最も大きい点をパスタイミングに決定するパスタイミング調整部と
を有する
ことを特徴とする請求項４記載の等化装置。
前記サブキャリア除去部は、前記第二のＦＦＴ部の出力である伝送路推定値Ｈ(f)（１≦ｆ≦Ｎ"_OS×（Ｎ_FFT／ｌ））のうち、（Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／ｌ）＜ｆ≦（Ｎ"_OS−Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／ｌ）の範囲のサブキャリアを除去することを特徴とする請求項３または４記載の等化装置。
前記サブキャリア補間部は、前記第二のＦＦＴ部の出力である伝送路推定値Ｈ(f)（１≦ｆ≦Ｎ"_OS×（Ｎ_FFT／ｌ））のうち、前記サブキャリア除去部で除去した残りである１≦ｆ≦（Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／ｌ）、（Ｎ"_OS−Ｎ'_OS／２）×（Ｎ_FFT／ｌ）＜ｆ≦Ｎ"_OS×（Ｎ_FFT／ｌ）の範囲のサブキャリアを用いて、それぞれの間のサブキャリアをｌ−１個ずつ補間することを特徴とする請求項３または４記載の等化装置。
前記サブキャリア補間部は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブキャリアを用いて、それぞれの間のサブキャリアをＮ−１次関数により補間することを特徴とする請求項３または４記載の等化装置。
前記第二のＦＦＴ部の処理サイズＮ"_OS×Ｎ'_FFT（Ｎ'_FFT＝Ｎ_FFT／ｌ）において、ｌ＝ｍ×ｎであり、この処理サイズＮ"_OS×Ｎ'_FFTは前記第一のＦＦＴ部の処理サイズＮ'_OS×Ｎ_FFTと同一であることを特徴とする請求項３または４記載の等化装置。
ディジタル変調されたシングルキャリア信号を受信し、周波数領域の信号処理により等化を行う方法において、所定のオーバサンプル数でサンプルされた受信信号を周波数領域の折り返し雑音が生じない程度に小さいオーバサンプル数に変換してフィルタリング処理を行い、その一方で、前記受信信号を十分なタイミング分解能が得られる程度に大きいオーバサンプル数に変換し、前記タイミング分解能でパスタイミング検出を行い、前記パスタイミングにおける伝送路応答を周波数領域に変換し、周波数領域における前記受信信号の各サブキャリアに対応する伝送路推定値を計算し、この伝送路推定値から前記フィルタリング処理で用いる等化フィルタのウエイトを計算することを特徴とする等化方法。