CN101047688A - 一种估计信噪比的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种估计信噪比的方法，该方法包括：在解调信号星座点中选择信号分量绝对值大于调制信号边缘星座点信号分量绝对值最大值的解调信号星座点，利用所选择的解调信号星座点计算噪声功率；计算发射信号功率；计算发射信号功率与噪声功率之比，得到信噪比的估计值。本发明还公开了一种估计信噪比的装置，该装置包括：星座图解映射单元、星座点选择单元、噪声功率计算单元、发射信号功率计算单元以及信噪比计算单元根据本发明公开的方法与装置，减少SNR的估计值和实际值之间的误差。

Description

一种估计信噪比的方法及装置

技术领域

本发明涉及数字通信技术，特别是指一种估计信噪比的方法及装置。

背景技术

数字通信系统包括发射端、接收端以及信道，图1为数字通信系统的简单结构框图，其中，发射端包括信源、编码、星座图映射，接收端包括星座图解映射、译码、信宿。发射端将信源产生的比特流进行编码、星座图映射后发射；发射端发射的信号经过信道传输至接收端；接收端将所接收到的信号进行星座图解映射、译码后传给信宿。其中，编码通常采用纠错码编码，相应的译码采用纠错码译码。星座图映射可以通过四相相移键控调制(QPSK)、正交振幅调制(QAM)等调制方式将比特流映射成星座点。对比特流进行所述调制后得到的发射信号星座点称为调制信号星座点，调制信号星座点x由两个信号分量构成，分别是同相分量x_R和正交分量x_I，由同相分量x_R和正交分量x_I表示调制信号星座点x为：x＝x_R+jx_I；调制信号星座点经过信道到达接收端的接收信号星座点称为解调信号星座点，同样的，解调信号星座点也由同相分量和正交分量构成。信道可以为高斯白噪声信道(AWGN)、瑞利信道(Rayleigh)等信道。

在数字通信系统中，信噪比(SNR)是与信道有关的一个参数，在例如纠错码译码或星座图解映射过程中，需要利用SNR获得更优的译码性能或更准确的符号解映射性能。而SNR随着周围环境和发射机的功率变化而变化，因此需要对SNR进行估计，得到较准确的SNR的估计值，提高整个系统的性能。

现阶段，SNR的估计方法有多项式拟合估计方法，训练序列估计方法，还有盲估计方法。其中，盲估计方法直接利用接收端收到的信号估计SNR，盲估计方法的优点是应用范围广，易于优化算法和不需要任何辅助措施，但是通过盲估计得到的SNR的估计值与实际值相比不够准确，因此，需要提出估计误差较少的SNR估计方法。

现有技术中，通过盲估计的方法估计SNR的方法如图2所示，包括以下几个步骤：

步骤201：接收端利用接收到的所有的解调信号星座点计算噪声功率σ²，噪声功率σ²为：所有解调信号星座点与其最近的调制信号星座点之间距离之差平方的均值。

步骤202：接收端利用所有解调信号星座点计算发射信号功率P_s，发射信号功率P_s的计算方法是：利用所有解调信号星座点计算接收信号功率后，计算所述接收信号功率与噪声功率σ²之差得到发射信号功率P_s；或者，如果在发射端对发射信号功率归一化为1，则直接得到发射信号功率P_s＝1。

其中，所述的接收信号功率是每一个解调信号星座点的同相分量和正交分量平方之和的均值，发射信号功率是每一个调制信号星座点的同相分量和正交分量平方之和的均值。

步骤203：计算发射信号功率P_s与噪声功率σ²之比得到SNR的估计值，即SNR＝P_s/σ²。

以上所述的估计SNR过程中，计算噪声功率时需要准确地确定解调信号星座点是由哪一个调制信号星座点发送的，这样才能够得到正确的噪声功率。在现有技术中认为所有的解调信号星座点是分别由最近的调制信号星座点发送的，并利用所有解调信号星座点根据所述最近原则计算噪声功率，但是所得到的噪声功率存在较大误差，其原因在于：由于信道的影响，解调信号星座点容易交叠在一起，难以判断解调信号星座点对应的调制信号星座点，因此针对所有的解调信号星座点以最近原则计算得到的噪声功率必然存在较大的误差，从而SNR的估计值与实际值相差较大。下面结合发送端的调制信号星座图和接收端的解调信号星座图，进一步详细说明按照现有技术得到的SNR估计值存在较大估计误差的原因。

图3为在发射端对发射信号进行QPSK调制得到的QPSK调制信号星座图，其中，星座点功率已归一化为1。图4为具有图3所示QPSK调制信号星座图的发射信号经过AWGN信道后，在接收端得到的接收信号的QPSK解调信号星座图。从图4中可以看到，经过AWGN信道后得到的QPSK解调信号星座点由于高斯白噪声的影响，QPSK解调信号星座点绝大部分都偏离了QPSK调制信号星座点。图5为具有图3所示的QPSK调制信号星座点经过Rayleigh信道到达接收端后，在接收端对所接收到的信号进行信道估计和均衡后得到的QPSK解调信号星座图。从图5中可以看到，由于Rayleigh信道中存在多径延迟、相位偏移和衰落等影响，因此虽然通过信道估计和均衡去除信道的影响，但是解调信号星座点仍然偏离调制信号星座点，而且，有些解调信号星座点偏离调制信号星座点的幅度很大。

图6为在发送端对发射信号进行16进制正交振幅调制(16QAM)得到的16QAM调制信号星座图，其中，星座点功率已归一化为1。图7为具有图6所示16QAM调制信号星座图的发射信号经过AWGN信道后，在接收端得到的接收信号的16QAM解调信号星座图。从图7中可以看到，经过AWGN信道后得到的16QAM解调信号星座点由于噪声的影响，16QAM解调信号星座点绝大部分都偏离了16QAM调制信号星座点。

从图4、图5和图7中容易看出，解调信号星座点分布在调制信号星座点的周围，甚至分布在离调制信号星座点更远的位置，而且解调信号星座点较容易交叠在一起，难以判断解调信号星座点是由哪个调制信号星座点发送的。例如，针对图4所示的接近两个坐标轴附近的解调信号星座点，针对图7所示的接近两个坐标轴附近的解调信号星座点和调制信号星座点中间位置的解调信号星座点，针对图5所示的接近两个坐标轴附近的解调信号星座点以及远离调制信号星座点的解调信号星座点，都不能保证正确确定解调信号星座点与调制信号星座点之间的对应关系，从而会造成噪声功率的计算误差，进一步造成SNR估计值与实际值之间的估计误差较大。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于提供一种估计SNR的方法，减少SNR的估计值和实际值之间的误差。

本发明的另一主要目的在于提供一种估计SNR的装置，减少SNR的估计值和实际值之间的误差。

为了达到上述第一个目的，本发明提供一种估计信噪比的方法，该方法包括：

a.在解调信号星座点中选择信号分量绝对值大于调制信号边缘星座点信号分量绝对值最大值的解调信号星座点，利用所选择的解调信号星座点计算噪声功率；

b.计算发射信号功率；

c.计算发射信号功率与噪声功率之比，得到信噪比的估计值。

所述信号分量为同相分量和正交分量；

步骤a所述的在解调信号星座点中选择解调信号星座点为：在解调信号星座点中选择同相分量绝对值大于调制信号边缘星座点同相分量绝对值最大值的解调信号星座点，选择正交分量绝对值大于调制信号边缘星座点正交分量绝对值最大值的解调信号星座点。

所述利用所选择的解调信号星座点计算噪声功率为：在所选择的解调信号星座点中选择同相分量绝对值大于调制信号边缘星座点同相分量绝对值最大值的同相分量，选择正交分量绝对值大于调制信号边缘星座点正交分量绝对值最大值的正交分量，并利用所选择的同相分量和正交分量计算噪声功率。

步骤a所述在所选择的解调信号星座点中选择同相分量和正交分量的步骤包括：对所选择的解调信号星座点的同相分量和正交分量分别取绝对值，得到正解调信号星座点，判断所得到的正解调信号星座点的同相分量是否大于调制信号边缘星座点同相分量绝对值最大值，如果是，则选择所述同相分量；判断所得到的正解调信号星座点的正交分量是否大于调制信号边缘星座点正交分量绝对值最大值，如果是，则选择所述正交变量。

步骤a所述利用所选择的同相分量和正交分量计算噪声功率为：所选择的同相分量和正交分量与调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值最大值的差值平方的均值的两倍。

步骤a所述利用所选择的同相分量和正交分量计算噪声功率为：所选择的同相分量和正交分量与调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值最大值差值平方乘以所选择的同相分量和正交分量偏离调制信号边缘星座点同相分量或正交分量的概率因子的均值的两倍。

所述概率因子为：以噪声功率的初始值为方差、以所选择的同相分量和正交分量绝对值与调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值最大值之间的距离为随机变量的正态分布的概率因子。

步骤a所述得到噪声功率后进一步包括：判断所得到的噪声功率与所述概率因子中的噪声功率的初始值的差值是否小于设置的差值门限，如果是，则利用所得到的噪声功率计算信噪比；否则，将本次所得到的噪声功率作为概率因子的方差，重新计算噪声功率。

步骤b所述计算发射信号功率为：

利用所有解调信号星座点计算接收信号功率，然后减去步骤a所得到的噪声功率得到发射信号功率；

或者，当发射信号的调制信号星座点功率归一化为1，则发射信号功率为1。

所述解调信号星座点为：调制信号星座点通过加性高斯白噪声AWGN信道得到的星座点；

或者，所述解调信号星座点为：对调制信号星座点通过瑞利Rayleigh信道得到的星座点进行均衡得到的星座点。

所述调制信号星座点为：利用具有正方形对称性星座图的调制方式，进行星座图映射得到的星座点。

为了达到上述第二个目的，本发明提供一种估计信噪比的装置，该装置包括：星座图解映射单元、星座点选择单元、噪声功率计算单元、发射信号功率计算单元以及信噪比计算单元；

其中，星座图解映射单元用于对接收信号进行星座图解映射，得到解调信号星座点；

星座点选择单元用于从星座点解映射单元所得到的解调信号星座点中选择信号分量绝对值大于调制信号边缘星座点信号分量绝对值最大值的解调信号星座点；

噪声功率计算单元用于利用星座点选择单元所选择的解调信号星座点计算噪声功率；

发射信号功率计算单元用于计算发射信号功率；

信噪比计算单元用于根据噪声功率计算单元所得到的噪声功率和发射信号功率计算单元所得到的发射信号功率，计算发射信号功率与噪声功率之比得到信噪比的估计值。

所述发射信号功率计算单元为具有利用星座图解映射单元所得到的解调信号星座点计算接收信号功率，从噪声功率计算单元中获取噪声信号功率，并计算接收信号功率与噪声功率之差得到发射信号功率功能的单元。

根据本发明提供的方法，估计SNR时只利用了在解调信号星座点中信号分量绝对值大于调制信号边缘星座点信号分量绝对值最大值的部分解调信号星座点，避免了相邻星座点带来的噪声功率的误差，从而提高了估计SNR的准确性。而且，本发明还对每一个信号分量的噪声功率乘以概率因子，对幅度变化大的噪声功率乘以较小的概率因子，避免由于信道影响带来的解调信号星座点幅度变化大而导致的噪声功率误差，从而进一步提高了估计SNR的准确性。还有，本发明通过不断迭代的方法使噪声功率逐渐趋于稳定，使噪声功率接近实际的噪声功率，从而又进一步提高了估计SNR的准确性。

附图说明

图1所示为现有技术中数字通信系统的结构框图；

图2所示为现有技术中估计SNR的流程图；

图3所示为现有技术中QPSK调制信号星座图；

图4所示为现有技术中经过AWGN信道后得到的QPSK解调信号星座图；

图5所示为现有技术中经过Rayleigh信道后通过信道估计和均衡得到的QPSK解调信号星座图；

图6所示为现有技术中16QAM调制信号星座图；

图7所示为现有技术中经过AWGN信道后得到的16QAM解调信号星座图；

图8所示为本发明中估计SNR的流程图；

图9所示为本发明实施例一中计算噪声功率时利用星座点的示意图；

图10所示为本发明实施例一中估计SNR的流程图；

图11所示为本发明实施例二中计算噪声功率时利用星座点的示意图；

图12所示为本发明实施例二中计算噪声功率时利用星座点的示意图；

图13所示为本发明实施例二中估计SNR的流程图；

图14所示为本发明实施例三中估计SNR的流程图；

图15所示为本发明实施例四中估计SNR的流程图；

图16所示为本发明中实现信噪比估计的结构框图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面举具体实施例，对本发明作进一步详细的说明。

现有技术中的SNR估计方法存在较大估计误差的原因在于，计算噪声功率时采用所有的解调信号星座点，而有些解调信号星座点无法准确地确定对应的调制信号星座点，从而导致估计误差较大。本发明在估计SNR过程中，去掉这些对估计误差影响较大的解调信号星座点，只利用解调信号星座点中部分解调信号星座点计算噪声功率，从而减少估计误差，提高估计准确度。

本发明提出的SNR估计方法如图8所示，包括以下几个步骤：

步骤801：接收端在解调信号星座点中选择信号分量绝对值大于所有调制信号边缘星座点信号分量的绝对值中最大值的部分解调信号星座点，并利用所选择的部分解调信号星座点计算噪声功率σ²。

其中，所述的调制信号边缘星座点为在星座图分布中最外侧的星座点，如图3所示QPSK调制信号星座图中所有的星座点都为调制信号边缘星座点，如图6所示16QAM调制信号星座图中归一化星座点的同相分量或正交分量的绝对值为

的星座点为调制信号边缘星座点。

步骤802：计算发射信号功率P_s。这里，计算发射信号功率的方法与现有技术中所述的步骤202一致。

其中，如果通过接收信号功率减噪声功率的方法计算发射信号功率，则由于通过步骤801得到的噪声功率误差较小，因此，所得到的发射信号功率误差也较小。

步骤803：计算SNR的估计值，即SNR＝P_s/σ²。这里，计算SNR的方法与现有技术中所述的步骤203一致。

下面结合具体实施例，详细描述信噪比估计方法。以下实施例中以发射信号功率归一化为1为例，给出调制信号星座点和解调信号星座点的星座图。

实施例一：AWGN信道QPSK调制情况下的SNR估计

本实施例中，估计SNR时，不考虑QPSK解调信号星座点中同相分量的绝对值小于QPSK调制信号边缘星座点同相分量绝对值、且正交分量的绝对值小于QPSK调制信号边缘星座点正交分量绝对值的星座点，只考虑QPSK解调信号星座点中同相分量的绝对值大于QPSK调制信号边缘星座点同相分量绝对值或正交分量的绝对值大于QPSK调制信号边缘星座点正交分量绝对值的部分QPSK解调信号星座点。

如图3所示4个QPSK调制信号星座点具有对称性，因此，在本实施例中，将如图4所示的经过AWGN信道得到的QPSK解调信号星座点的同相分量和正交分量都取绝对值，并根据星座点的对称性，将QPSK解调信号星座点全部映射到第一象限中，得到如图9所示的星座图。下面结合图9详细介绍在AWGN信道下的QPSK调制情况下估计SNR的具体实现流程，其流程如图10所示，包括以下几个步骤：

步骤1001：接收端对接收到的N个QPSK解调信号星座点y_n的同相分量和正交分量均取绝对值，得到N个正QPSK解调信号星座点y_n′，y_n′＝abs[Re(y_n)]+i*abs[Im(y_n)]，其中，n＝1…N，取绝对值得到的星座图如图9所示。

步骤1002：将步骤1001中所得到的正QPSK解调信号星座点y_n′的同相分量和正交分量分别与QPSK调制信号边缘星座点的同相分量和正交分量的绝对值相比，在正QPSK解调信号星座点的同相分量中选择大于QPSK调制信号边缘星座点的同相分量绝对值的同相分量，在正QPSK解调信号星座点的正交分量中选择大于QPSK调制信号边缘星座点的正交分量绝对值的正交分量，所选择的同相分量和正交分量总共为K个，构成序列z_k，k＝1…K。

其中，选择同相分量和正交分量的步骤为：判断所得到的正QPSK解调信号星座点同相分量是否大于QPSK调制信号边缘星座点同相分量绝对值，如果是，则选择所述正QPSK解调信号星座点同相分量，否则丢弃所述正QPSK解调信号星座点同相分量；同时，判断所得到的正QPSK解调信号星座点正交分量是否大于QPSK调制信号边缘星座点正交分量绝对值，如果是，则选择所述正QPSK解调信号星座点正交分量，否则丢弃所述正QPSK解调信号星座点正交分量。

由于在本实施例中发送功率归一化为1，QPSK调制信号边缘星座点同相分量和正交分量的绝对值都为1/，从正QPSK解调信号星座点中选择满足上述条件的同相分量和正交分量为：选择同相分量大于1/的同相分量，选择正交分量大于1/的正交分量。对于发送功率没有进行功率归一化的情况，QPSK调制信号边缘星座点同相分量和正交分量的绝对值都为1，需要选择同相分量大于1的同相分量，选择正交分量大于1的正交分量。

如图9所示，本步骤所选择的同相分量为实线右边星座点的同相分量，所选择的正交分量为虚线上边星座点的正交分量。

步骤1003：利用所得到的序列z_k计算噪声功率σ²，噪声功率σ²为z_k中各元素与QPSK调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值c之间差值平方的均值的两倍，即σ²＝E[(z_k-c)²]×2，k＝1…K，或者可以表示为

${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{(z_k-c)}^2\×2.$

由于在本实施例中发送功率归一化为1，因此，所述的QPSK调制信号边缘星座点同相分量或正交分量的绝对值c为1/。对于发送功率没有进行功率归一化的情况，所述的QPSK调制信号边缘星座点同相分量或正交分量的绝对值c为1。

由于在本步骤中计算噪声功率时，将二维的功率计算转化为一维的功率计算，因此，需要对z_k与QPSK调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值c之间差值平方的均值乘以2。

步骤1004：得到发射信号功率P_s。

由于在本实施例中发送功率归一化为1，因此，发射信号功率P_s＝1。对于发送功率没有进行功率归一化的情况，利用所有解调信号星座点计算接收信号功率后，计算所述接收信号功率与噪声功率σ²之差得到发射信号功率P_s。

步骤1005：计算SNR的估计值，SNR的估计值为发射信号功率P_s与噪声功率之比，即SNR＝P_s/σ²。

实施例二：AWGN信道16QAM调制情况下的SNR估计

本实施例中，估计SNR时，不考虑16QAM解调信号星座点中同相分量的绝对值小于16QAM调制信号边缘星座点同相分量绝对值最大值、且正交分量的绝对值小于16QAM调制信号边缘星座点正交分量绝对值最大值的星座点，只考虑16QAM解调信号星座点中同相分量绝对值大于16QAM调制信号边缘星座点同相分量绝对值最大值或正交分量的绝对值大于16QAM调制信号边缘星座点正交分量绝对值最大值的部分16QAM解调信号星座点。其中，所述的16QAM调制信号边缘星座点为图11所示16QAM解调信号星座图中实线方框所在位置上的星座点。由于16QAM调制信号星座点有多个边缘星座点，因此边缘星座点的信号分量会存在多个值，从而同相分量和正交分量的绝对值会存在多个值。本发明中，从多个边缘星座点的信号分量的绝对值中所选择的最大值称为信号分量的绝对值最大值，即从多个边缘星座点的同相分量绝对值中所选择的最大值称为同相分量的绝对值最大值，从多个边缘星座点的正交分量绝对值中所选择的最大值称为正交分量的绝对值最大值，所述的绝对值最大值作为选择用于计算噪声功率的解调信号星座点的基准。在本实施例中估计SNR时不考虑图11所示实线方框以内的16QAM解调信号星座点，而考虑实线方框以外16QAM解调信号星座点。

如图6所示16个16QAM调制信号星座点具有对称性，因此，在本实施例中，将如图7所示的经过AWGN信道得到的16QAM解调信号星座点的同相分量和正交分量都取绝对值，并根据星座点的对称性，将16QAM解调信号星座点全部映射到第一象限中，得到如图12所示的星座图。下面结合图12详细介绍在AWGN信道下的16QAM调制情况下估计SNR的具体实现流程，其流程如图13所示，包括以下几个步骤：

步骤1301：接收端对接收到的N个16QAM解调信号星座点y_n的同相分量和正交分量均取绝对值，得到N个正16QAM解调信号星座点y_n′，y_n′＝abs[Re(y_n)]+i*abs[Im(y_n)]，其中，n＝1…N，取绝对值得到的星座图如图12所示。

步骤1302：将步骤1301中所得到的正16QAM解调信号星座点y_n′的同相分量和正交分量分别与16QAM调制信号边缘星座点的同相分量和正交分量的绝对值相比，在正16QAM解调信号星座点的同相分量中选择大于16QAM调制信号边缘星座点的同相分量绝对值最大值的同相分量，在正16QAM解调信号星座点的正交分量中选择大于16QAM调制信号边缘星座点的正交分量绝对值最大值的正交分量，所选择的同相分量和正交分量总共为K个，构成序列z_k，k＝1…K。

其中，选择同相分量和正交分量的步骤为：判断所得到的正16QAM解调信号星座点同相分量是否大于16QAM调制信号边缘星座点同相分量绝对值最大值，如果是，则选择所述正16QAM解调信号星座点同相分量，否则丢弃所述正16QAM解调信号星座点同相分量；同时，判断所得到的正16QAM解调信号星座点正交分量是否大于16QAM调制信号边缘星座点正交分量绝对值最大值，如果是，则选择所述正16QAM解调信号星座点正交分量，否则丢弃所述正16QAM解调信号星座点正交分量。

由于在本实施例中发送功率归一化为1，16QAM调制信号边缘星座点同相分量和正交分量的绝对值最大值都为 从正16QAM解调信号星座点中选择满足上述条件的同相分量和正交分量为：选择同相分量大于

的同相分量，选择正交分量大于

的正交分量。对于发送功率没有进行功率归一化的情况，16QAM调制信号边缘星座点同相分量和正交分量的绝对值最大值都为3，需要选择同相分量大于3的同相分量，选择正交分量大于3的正交分量。

如图12，本步骤所选择的同相分量为实线右边星座点的同相分量，所选择的正交分量为虚线上边星座点的正交分量。

步骤1303：利用所得到的序列z_k计算噪声功率σ²，噪声功率σ²为z_k中各元素与16QAM调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值最大值c之间差值平方的均值的两倍，即σ²＝E[(z_k-c)²]×2，k＝1…K，或者可以表示为 ${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{(z_k-c)}^2\×2.$

在本实施例中，由于在本实施例中发送功率归一化为1，因此，所述的16QAM调制信号边缘星座点的同相分量或正交分量的绝对值最大值c为

对于发送功率没有进行功率归一化的情况，所述的16QAM调制信号边缘星座点同相分量或正交分量的绝对值最大值c为3。

由于在本步骤中计算噪声功率时，将二维的功率计算转化为一维的功率计算，因此，需要对z_k与16QAM调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值c之间差值平方的均值乘以2。

步骤1304：得到发射信号功率P_s。

由于在本实施例中发送功率归一化为1，因此，发射信号功率P_s＝1。对于发送功率没有进行功率归一化的情况，利用所有解调信号星座点计算接收信号功率后，计算所述接收信号功率与噪声功率σ²之差得到发射信号功率P_s。

步骤1305：计算SNR的估计值，SNR的估计值为发射信号功率P_s与噪声功率之比，即SNR＝P_s/σ²。

以上所述的实施例一、二分别是在AWGN信道下估计SNR的实施例，下面给出在Rayleigh信道下估计SNR的实施例。在Rayleigh信道中存在多径延迟、相位偏移和衰落等影响，接收端需要利用所接收到的信号进行信道估计并对其信号进行均衡得到去除信道影响的解调信号星座点，但是由于信道估计以及均衡的不准确性，部分解调信号星座点偏离调制信号星座点的幅度很大，而这些解调信号星座点对SNR估计产生较大的误差。针对该问题，本发明提出在计算噪声功率时，对每一个解调信号星座点的噪声功率乘以其所处位置的概率因子，再对所得到的每一个解调信号星座点的噪声功率取平均得到接收信号的平均功率，从而减少幅度变化大的解调信号星座点带来的估计误差。

从概率学可知，每一个解调信号星座点偏离调制信号星座点的概率通常服从高斯分布。因此在本发明实施例中计算噪声功率时，对每一个解调信号星座点的噪声功率乘上该解调信号星座点偏离各调制信号星座点的高斯概率得到该解调信号星座点的噪声功率，然后按照该方法得到的所有解调信号星座点的噪声功率取平均得到接收信号的平均噪声功率，所得到的噪声功率如下公式所示：

${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{|y_n-c_m|}^2\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}^{\′}}\exp (-\frac{{|y_n-c_m|}^2}{{2\mathrm{\σ}}^{\′2}})---\left(I\right)$

公式I中，N为接收信号的解调信号星座点个数，y_n为第n个解调信号星座点，M为调制信号星座点个数，c_m为M个调制信号星座点在星座图中的坐标，|y_n-c_m|²表示第n个解调信号星座点相对第m个调制信号星座点的噪声功率，

表示第n个解调信号星座点偏离第m个调制信号星座点的概率因子，该概率因子为以σ′²为方差、以解调信号星座点与调制信号星座点距离为随机变量的正态分布的概率因子，σ²和σ′²是噪声功率。公式I是计算噪声功率的迭代公式，利用σ′²迭代得到σ²，其中σ′²是噪声功率的初始值或者是每一次迭代得到的噪声功率值，通过迭代得到趋于稳定的噪声功率σ²。

下面结合具体实施例，详细介绍在Rayleigh信道下进行SNR估计的方法。

实施例三：Rayleigh信道QPSK调制情况下的SNR估计

图5为接收端收到经过Rayleigh信道的QPSK调制信号后，对接收信号进行信道估计和均衡得到的星座点。从图5中可以看出，由于均衡的不准确性，一部分接收星座点的幅度变化很大，这些幅度变化大的星座点对SNR的估计影响较大，因此，在本实施例中利用上述对噪声功率乘以概率因子的方法减少SNR估计误差。

本实施例中，也不考虑QPSK解调信号星座点中同相分量绝对值小于QPSK调制信号边缘星座点同相分量绝对值、且正交分量的绝对值小于QPSK调制信号边缘星座点正交分量绝对值的星座点，只考虑QPSK解调信号星座点中同相分量绝对值大于QPSK调制信号边缘星座点同相分量绝对值或正交分量的绝对值大于QPSK调制信号边缘星座点正交分量绝对值的部分QPSK解调信号星座点。

在Rayleigh信道下QPSK调制情况下的SNR估计流程如图14所示，包括以下几个步骤：

步骤1401、1402：分别与实施例一中所述的步骤1001、1002的描述和处理一致。

步骤1403：利用所得到的序列z_k，通过迭代方法计算噪声功率，其步骤为：

步骤1403-1：设置用于迭代的噪声功率的初始值σ′²。其中，所述的初始值σ′²可以设置为任意值，例如根据经验设置比较恰当的值，设置的初始值恰当能够减少迭代的次数。

步骤1403-2：利用序列z_k中每一个元素，根据公式I计算噪声功率σ²。

由于通过步骤1401和1402，接收信号的解调信号星座点转化到一维，计算噪声功率的迭代公式I中的调制信号边缘星座点也需要相应的转化为一维。一维中QPSK调制信号星座点只有+1或-1两个星座点，因此，公式I中的星座点个数M＝2，相应的c_m值在功率归一化时分别为c₁＝1/，c₂＝-1/。对于没有功率归一化的情况，c_m值分别为c₁＝1，c₂＝-1。

通过以上分析，本实施例中计算噪声功率的迭代公式如下所示：

${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{|z_k-c_m|}^2\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}^{\′}}\exp (-\frac{{|z_k-c_m|}^2}{{2\mathrm{\σ}}^{\′2}})\×2---\left(\mathrm{II}\right)$

由于在本实施例中只利用了同相分量或正交分量绝对值大于QPSK调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值的边带位置的QPSK解调信号星座点，而计算噪声功率时，对每一个同相分量或正交分量与QPSK调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值之间距离平方乘以概率因子，因此，对于远端位置的QPSK调制信号边缘星座点对噪声功率影响不大，在本实施例中可以不用考虑远端位置的QPSK调制信号边缘星座点，从而计算噪声功率的公式II可以进一步简化为如下所示公式：

${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{|z_k-c|}^2\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}^{\′}}\exp (-\frac{{|z_k-c|}^2}{{2\mathrm{\σ}}^{\′2}})\×2---\left(\mathrm{III}\right)$

公式III中，功率归一化时，c＝1/；没有功率归一化时，c＝1。

根据以上分析，在本步骤中利用公式III计算噪声功率。

步骤1403-3：判断噪声功率σ²是否趋于稳定，即比较迭代得到的噪声功率σ²与其初始值或前一次迭代得到的噪声功率σ′²的差值是否小于一设置的差值门限，如果是，则认为噪声功率σ²趋于稳定，执行步骤1404；否则，认为噪声功率σ²未趋于稳定，执行步骤1403-4。其中，差值门限可以根据具体应用环境设置，例如，可以设置为0.001。

步骤1403-4：将步骤1403-2所得到的噪声功率σ²设置为下一次迭代的噪声功率的初始值σ′²，然后返回执行步骤1403-2。

步骤1404、1405：分别与实施例一中所述的步骤1004、1005的描述和处理一致。

实施例四：Rayleigh信道16QAM调制情况下的SNR估计

在本实施例中，经过Rayleigh信道的16QAM调制信号由于均衡的不准确性，接收星座点的幅度变化也会很大，因此，也根据对噪声功率乘概率因子的方法减少幅度变化大的星座点对SNR估计产生的影响。在Rayleigh信道下16QAM调制情况下的SNR估计流程如图15所示，包括以下几个步骤：

步骤1501、1502：分别与实施例二中所述的步骤1301、1302的描述和处理一致。

步骤1503：利用所得到的序列z_k，通过迭代方法计算噪声功率，其步骤为：

步骤1503-1：设置用于迭代的噪声功率的初始值σ′²。其中，所述的初始值σ′²可以设置为任意值，例如根据经验设置比较恰当的值，设置的初始值恰当能够减少迭代的次数。

步骤1503-2：利用序列z_k中每一个元素，根据公式I计算噪声功率σ²。

由于通过步骤1501和1502，接收信号的解调信号星座点转化到一维，计算噪声功率的迭代公式I中的调制信号星座点也需要相应的转化为一维。一维中16QAM调制信号星座点只有-3或-1或+1或+3四个星座点，因此，公式I中的星座点个数M＝4。相应的c_m值在功率归一化时分别为 $c_1=-3/\sqrt{10},$ $c_2=-1/\sqrt{10},$ $c_3=1/\sqrt{10},$ $c_4=3/\sqrt{10}.$ 对于没有功率归一化的情况，c_m值分别为c₁＝-3，c₂＝-1，c₃＝1，c₄＝3。

通过以上分析，本实施例中计算噪声功率的迭代公式如下所示：

${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{|z_k-c_m|}^2\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}^{\′}}\exp (-\frac{{|z_k-c_m|}^2}{{2\mathrm{\σ}}^{\′2}})\×2---\left(\mathrm{IV}\right)$

由于在本实施例中只利用了同相分量或正交分量绝对值大于16QAM调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值的边带位置的16QAM解调信号星座点，而计算噪声功率时，对每一个同相分量或正交分量与16QAM调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值之间距离平方乘以概率因子，因此，对于远端位置的16QAM调制信号边缘星座点对噪声功率影响不大，在本实施例中可以不用考虑远端位置的16QAM调制信号边缘星座点，从而计算噪声功率的公式IV可以进一步简化为如下所示公式：

${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{|z_k-c|}^2\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}{\mathrm{\σ}}^{\′}}\exp (-\frac{{|z_k-c|}^2}{{2\mathrm{\σ}}^{\′2}})\×2---\left(V\right)$

公式V中，在功率归一化时， $c=3/\sqrt{10};$ 没有功率归一化时，c＝3。

根据以上分析，在本步骤中利用公式V计算噪声功率。

步骤1503-3：判断噪声功率σ²是否趋于稳定，即比较迭代得到的噪声功率σ²与其初始值或前一次迭代得到的噪声功率σ′²的差值是否小于一设置的差值门限，如果是，则认为噪声功率σ²趋于稳定，执行步骤1504；否则，认为噪声功率σ²未趋于稳定，执行步骤1503-4。其中，差值门限可以根据具体应用环境设置，例如，可以设置为0.001。

步骤1503-4：将步骤1503-2所得到的噪声功率σ²设置为下一次迭代的噪声功率的初始值σ′²，然后返回执行步骤1503-2。

步骤1504、1505：分别与实施例二中的步骤1304、1305的描述和处理一致。

在实施例一和二所述的在AWGN信道下的SNR估计中，也可以使用实施例三和四所述的在Rayleigh信道下的SNR估计中利用概率因子和迭代方法计算噪声功率的方法。

以上所述实施例适用于具有对称性的调制信号星座图的SNR估计，由于QPSK、16QAM的调制信号星座点具有对称性，可以将解调信号星座点映射到第一象限，简化计算噪声功率的步骤，同样，也可以将解调信号星座点映射到其它象限。

以上实施例所述，对解调信号星座点映射到一个象限只是为了计算的方便，在本发明中，对解调信号星座点也可以不用映射到某一象限也能计算噪声功率，描述如下所述：

首先，选择满足一定条件的同相分量和正交分量，选择的方法为：确定解调信号星座点所在的象限，从第一象限的解调信号星座点中，选择同相分量大于第一象限调制信号边缘星座点同相分量最大值的同相分量，选择正交分量大于第一象限调制信号边缘星座点正交分量最大值的正交分量；从第二象限的解调信号星座点中，选择同相分量小于第二象限调制信号边缘星座点同相分量最小值的同相分量，选择正交分量大于第二象限调制信号边缘星座点正交分量最大值的正交分量；从第三象限的解调信号星座点中，选择同相分量小于第三象限调制信号边缘星座点同相分量最小值的同相分量，选择正交分量小于第三象限调制信号边缘星座点正交分量最小值的正交分量；从第四象限的解调信号星座点中，选择同相分量大于第四象限调制信号边缘星座点同相分量最大值的同相分量，选择正交分量小于第四象限调制信号边缘星座点正交分量最小值的正交分量。

然后，利用所选择的同相分量和正交分量计算噪声功率，其方法为：计算第一象限中所选择的同相分量和正交分量的噪声功率时，同相分量与第一象限中调制信号边缘星座点同相分量最大值的差值平方为该同相分量的噪声功率，正交分量与第一象限中调制信号边缘星座点正交分量最大值的差值平方为该正交分量的噪声功率；计算第二象限中所选择的同相分量和正交分量的噪声功率时，同相分量与第二象限中调制信号边缘星座点同相分量最小值的差值平方为该同相分量的噪声功率，正交分量与第二象限中调制信号边缘星座点正交分量最大值的差值平方为该正交分量的噪声功率；计算第三象限中所选择的同相分量和正交分量的噪声功率时，同相分量与第三象限中调制信号边缘星座点同相分量最小值的差值平方为该同相分量的噪声功率，正交分量与第三象限中调制信号边缘星座点正交分量最小值的差值平方为该正交分量的噪声功率；计算第四象限中所选择的同相分量和正交分量的噪声功率时，同相分量与第四象限中调制信号边缘星座点同相分量最大值的差值平方为该同相分量的噪声功率，正交分量与第四象限中调制信号边缘星座点正交分量最小值的差值平方为该正交分量的噪声功率。计算所有象限中同相分量和正交分量的噪声功率之和的平均值的两倍，得到噪声功率。

以上所述直接利用所得到的解调信号星座点计算SNR的方法仍属于本发明保护范围之内。

本发明所述的估计SNR的方法，不仅适用于AWGN信道、Rayleigh信道，还适用于具有其它特性的信道；同时，不仅适用于QPSK和16QAM调制，还适用于具有正方形对称性星座图的其它调制方式，例如64QAM调制等。

以上所述的估计SNR的方法可以通过以下的结构实现，图16所示为实现信噪比估计的结构框图，该结构中包括：星座图解映射单元、星座点选择单元、噪声功率计算单元、发射信号功率计算单元以及信噪比计算单元。

其中，星座图解映射单元对接收信号进行星座图解映射，得到解调信号星座点。星座点选择单元从星座点解映射单元得到的解调信号星座点中，选择信号分量绝对值大于所有调制信号边缘星座点信号分量的绝对值中最大值的部分解调信号星座点，然后传给噪声功率计算单元。噪声功率计算单元利用星座点选择单元所选择的解调信号星座点计算噪声功率。而发射信号功率计算单元计算发射信号功率，首先利用星座图解映射单元中所得到的所有解调信号星座点计算接收信号功率，然后从噪声功率计算单元中获取噪声信号功率，再计算接收信号功率与噪声功率之差得到发射信号功率。当发射信号的调制信号星座点功率归一化为1时，发射信号功率计算单元可以直接得出发射信号功率为1。信噪比计算单元根据噪声功率计算单元得到的噪声功率和发射信号功率计算单元得到的发射信号功率，计算发射信号功率与噪声功率之比得到信噪比的估计值。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (13)

1、一种估计信噪比的方法，其特征在于，该方法包括：

a.在解调信号星座点中选择信号分量绝对值大于调制信号边缘星座点信号分量绝对值最大值的解调信号星座点，利用所选择的解调信号星座点计算噪声功率；

b.计算发射信号功率；

c.计算发射信号功率与噪声功率之比，得到信噪比的估计值。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

所述信号分量为同相分量和正交分量；

步骤a所述的在解调信号星座点中选择解调信号星座点为：在解调信号星座点中选择同相分量绝对值大于调制信号边缘星座点同相分量绝对值最大值的解调信号星座点，选择正交分量绝对值大于调制信号边缘星座点正交分量绝对值最大值的解调信号星座点。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述利用所选择的解调信号星座点计算噪声功率为：在所选择的解调信号星座点中选择同相分量绝对值大于调制信号边缘星座点同相分量绝对值最大值的同相分量，选择正交分量绝对值大于调制信号边缘星座点正交分量绝对值最大值的正交分量，并利用所选择的同相分量和正交分量计算噪声功率。

4、根据权利要求3所述的方法，其特征在于，

步骤a所述在所选择的解调信号星座点中选择同相分量和正交分量的步骤包括：对所选择的解调信号星座点的同相分量和正交分量分别取绝对值，得到正解调信号星座点，判断所得到的正解调信号星座点的同相分量是否大于调制信号边缘星座点同相分量绝对值最大值，如果是，则选择所述同相分量；判断所得到的正解调信号星座点的正交分量是否大于调制信号边缘星座点正交分量绝对值最大值，如果是，则选择所述正交变量。

5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，

步骤a所述利用所选择的同相分量和正交分量计算噪声功率为：所选择的同相分量和正交分量与调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值最大值的差值平方的均值的两倍。

6、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，

步骤a所述利用所选择的同相分量和正交分量计算噪声功率为：所选择的同相分量和正交分量与调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值最大值差值平方乘以所选择的同相分量和正交分量偏离调制信号边缘星座点同相分量或正交分量的概率因子的均值的两倍。

7、根据权利要求6所述的方法，其特征在于，

所述概率因子为：以噪声功率的初始值为方差、以所选择的同相分量和正交分量绝对值与调制信号边缘星座点同相分量或正交分量绝对值最大值之间的距离为随机变量的正态分布的概率因子。

8、根据权利要求7所述的方法，其特征在于，

步骤a所述得到噪声功率后进一步包括：判断所得到的噪声功率与所述概率因子中的噪声功率的初始值的差值是否小于设置的差值门限，如果是，则利用所得到的噪声功率计算信噪比；否则，将本次所得到的噪声功率作为概率因子的方差，重新计算噪声功率。

9、根据权利要求1至8任一项所述的方法，其特征在于，步骤b所述计算发射信号功率为：

利用所有解调信号星座点计算接收信号功率，然后减去步骤a所得到的噪声功率得到发射信号功率；

或者，当发射信号的调制信号星座点功率归一化为1，则发射信号功率为1。

10、根据权利要求1至8任一项所述的方法，其特征在于，

所述解调信号星座点为：调制信号星座点通过加性高斯白噪声AWGN信道得到的星座点；

或者，所述解调信号星座点为：对调制信号星座点通过瑞利Rayleigh信道得到的星座点进行均衡得到的星座点。

11、根据权利要求1至8任一项所述的方法，其特征在于，

所述调制信号星座点为：利用具有正方形对称性星座图的调制方式，进行星座图映射得到的星座点。

12、一种估计信噪比的装置，其特征在于，该装置包括：星座图解映射单元、星座点选择单元、噪声功率计算单元、发射信号功率计算单元以及信噪比计算单元；

其中，星座图解映射单元用于对接收信号进行星座图解映射，得到解调信号星座点；

星座点选择单元用于从星座点解映射单元所得到的解调信号星座点中选择信号分量绝对值大于调制信号边缘星座点信号分量绝对值最大值的解调信号星座点；

噪声功率计算单元用于利用星座点选择单元所选择的解调信号星座点计算噪声功率；

发射信号功率计算单元用于计算发射信号功率；

信噪比计算单元用于根据噪声功率计算单元所得到的噪声功率和发射信号功率计算单元所得到的发射信号功率，计算发射信号功率与噪声功率之比得到信噪比的估计值。

13、根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述发射信号功率计算单元为具有利用星座图解映射单元所得到的解调信号星座点计算接收信号功率，从噪声功率计算单元中获取噪声信号功率，并计算接收信号功率与噪声功率之差得到发射信号功率功能的单元。

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