CN1898930A

CN1898930A - 多载波mimo系统的速率选择

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Publication number: CN1898930A
Application number: CNA2004800388223A
Authority: CN
Inventors: 塔梅尔·卡多斯
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2003-10-24
Filing date: 2004-10-13
Publication date: 2007-01-17
Also published as: ATE417443T1; EP1678905B1; CA2543110C; CA2543110A1; DE602004018366D1; EP1678905A1; TW200536297A; ES2315720T3; JP4468373B2; US7508748B2; JP2007509576A; KR20060096453A; AR046190A1; US20050088959A1; KR100890538B1; WO2005043855A1

Abstract

为了为具有多径MIMO信道的多载波MIMO系统中的数据传输选择速率，首先确定每个空间信道的每个子带的事后检测SNR，并将该事后检测SNR用于基于SNR和调制方案M的受限频谱效率函数来导出受限频谱效率。接着，基于所述个体子带/空间信道的受限频谱效率来确定用于数据传输的所有空间信道的所有子带的平均受限频谱效率。由具有AWGN信道的等价系统需要来支持数据速率的等价SNR是基于反受限频谱效率函数来确定的。基于所述等价SNR来为所述多载波MIMO系统选择速率。所述选择的速率是其所需SNR小于或等于所述等价SNR的所有支持的速率中的最高速率。

Description

多载波MIMO系统的速率选择

相关申请的交叉引用

本申请要求2003年10月24日提交的美国临时专利申请No.60/514,402的权益，在此将其全文引入作为参考。

技术领域

本发明通常涉及通信，并且更为具体地，涉及用于为多载波多-进多-出(MIMO)通信系统中的数据传输执行速率选择的技术。

背景技术

MIMO系统在发射机上使用多个(N_T)发射天线和在接收机上使用多个(N_R)个接收天线，以用于数据传输。由N_T个发射天线和N_R个接收天线形成的MIMO信道可以被分解为N_S个空间信道，其中N_S≤min{N_T，N_R}。所述N_S个空间信道可被用于发射数据，同时实现较高的吞吐量和/或冗余度来实现更高的可靠度。

正交频分复用(OFDM)是一种多载波调制方案，其将整个系统带宽有效地划分为多个(N_F)正交子带。这些子带也被称为音调、子载波、频率段(bin)和频率信道。采用OFDM，每个子带与各个子载波相关联，该子载波与数据一起被调制。

对于使用OFDM的MIMO系统(即，MIMO-OFDM系统)，在用于数据传输的N_S个空间信道中的每个上可得到N_F个子带。每个空间信道的所述N_F个子带可以经历不同的信道调整(例如，不同的衰落、多径和干扰效应)，并且可以获得不同的信道增益和信号对噪声和干扰的比(SNR)。取决于MIMO信道的多径分布图(multipathprofile)，所述信道增益和SNR可能在每个空间信道的N_F个子带上非常宽地变化，并且进一步在所述N_S个空间信道之间非常宽地变化。

对于所述MIMO-OFDM系统，可以在每个空间信道的每个子带上发射一个调制符号，并且在每个OFDM符号周期中同时发射最多N_F·N_S个调制符号。通过利用来发射所述符号的空间信道的子带的信道增益使每个发射的调制符号失真，并且通过信道噪声和干扰使其进一步恶化。对于多径MIMO信道，其是具有不平坦的频率响应的MIMO信道，在每个空间信道的每个子带上可靠发射的信息比特的数目随子带和空间信道的变化而变化。所述不同的子带和空间信道的不同传输能力加上所述MIMO信道的时变特性使得查明所述MIMO-OFDM系统的真实传输能力富有挑战性。

因此，在本领域中存在一种技术需求，即正确地确定用于有效的数据传输的所述MIMO-OFDM系统的传输容量。

发明内容

在这里描述了用于在具有多径MIMO信道的多载波MIMO系统(例如，MIMO-OFDM系统)中执行速率选择的技术。在一个实施例中，首先为能够实现MIMO信道的最大容量的“理论”多载波MIMO系统初始地确定用于数据传输的每个空间信道l的每个子带k的事后检测(post-detection)SNR，SNR_l(k)。所述事后检测SNR是在接收机上进行空间处理或检测后的SNR。所述理论系统没有实施损失。随后基于其事后检测SNR、调制方案M和受限频谱效率函数f_siso(SNR_l(k)，M)来确定每个空间信道的每个子带的受限频谱效率S_l(k)。接下来根据所述空间信道的个体子带的受限频谱效率来确定用于数据传输的所有空间信道的所有子带的平均受限频谱效率S_avg。

具有加性高斯白噪声(AWGN)信道的等价系统需要为SNR_equlv的SNR来利用调制方案M实现受限频谱效率S_avg。AWGN信道是一个具有平坦频率响应的信道。所述等价系统也不具有实施损失。也可以根据反受限频谱效率函数f_siso ^-1(S_avg，M)来确定所述等价SNR。随后基于所述等价SNR来为所述多载波MIMO系统中的数据传输选择速率R。所述多载波MIMO系统可以支持特定速率组，并且这些速率所要求的SNR可以被确定且存储在查找表中。所述选择的速率是所述支持的速率中最高的速率，其具有小于或等于所述等价SNR的SNR。补偿(back-off)因子可以被计算来解释(account for)所述速率预测中的误差、系统损失等等。随后按照一个方式来选择速率R来解释所述补偿因子，如下所述。

下面进一步详细描述本发明的各个方面和实施例。

附图说明

通过下面结合附图给出的详细说明，本发明的特征和特性将变得更加明显。在整个附图中，相同的参考字符相应地相同，其中：

图1示出了MIMO-OFDM系统中的发射机和接收机；

图2例示了MIMO-OFDM系统的速率选择；

图3示出了用于为具有多径MIMO信道的MIMO-OFDM系统执行速率选择的过程；

图4A例示了具有多径MIMO信道的MIMO-OFDM系统中的N_T个空间信道的受限频谱效率；

图4B例示了具有AWGN信道的等价系统的受限频谱效率；

图5示出了发射机的方框图；

图6示出了接收机的方框图；和

图7示出了实施迭代检测和解码(IDD)的接收(RX)空间处理器和RX数据处理器。

发明详述

这里使用的“示例性的”一词意味着“用作一个实例、示例和图例”。这里被描述为“示例性”的任何实施例或设计不必被解释为相比其他实施例或设计为优选或具有优势。

这里描述的速率选择技术可以用于各种类型的多载波MIMO系统。为了简化，针对MIMO-OFDM系统来专门描述这些技术。

图1示出了MIMO-OFDM系统100中的发射机110和接收机150的方框图。在发射机110端，发射(TX)数据处理器120从数据源112接收数据分组。TX数据处理器120依照为每个数据分组选择的速率对该分组进行编码、交织和调制，以获得相应的数据符号块。如同这里所使用的，数据符号是数据的调制符号，而导频符号是导频的调制符号，其被发射机和接收机两者熟知为先验的(priori)。每个数据分组的选择速率可以表明该分组的数据速率、编码方案或码速率、调制方案、分组大小等等，这些由控制器140提供的各种控制来表明。

TX空间处理器130接收和空间地处理在N_T个发射天线的N_F个子带上传输的每个数据符号块。TX空间处理器130进一步复用进导频符号，并且向发射机单元(TMTR)132提供N_T个发射符号流。每个发射符号可以是针对一个数据符号或一个导频符号的。发射机单元132对所述N_T个发射符号流执行OFDM调制以获得N_T个OFDM符号流，并且进一步处理这些OFDM符号流来产生N_T个调制信号。每个调制信号从各个发射天线(图1中未示出)发射，并且经由MIMO信道到达接收机150。所述MIMO信道利用MIMO响应来使所述N_T个发射信号失真，并且利用噪声和来自其他发射机的可能干扰来进一步恶化所述发射信号。

在接收机150端，由N_R个接收天线(图1中未示出)中的每一个接收N_T个发射信号，并且来自N_R个接收天线的N_R个接收信号被提供给接收机单元(RCVR)154。接收机单元154调整和数字化每个接收信号，以获得相应的采样流，并且对每个采样流执行OFDM解调以获得接收符号流。接收机单元154向RX空间处理器160提供N_R个接收符号流(对于数据)，以及向信道估计器172提供接收导频符号(对于导频)。RX空间处理器160空间处理或检测所述N_R个接收符号流，以获得检测符号，所述检测符号是由发射机110发射的数据符号的估计。

RX数据处理器170依照其选择速率来接收、解调、解交织和解码每个检测符号块，以获得相应的解码分组，该解码分组是由发射机110发送的数据分组的估计。RX数据处理器170还提供每个解码分组的状态，其表明所述分组是被正确地解码还是存在错误。

信道估计器172处理所述接收导频符号和/或接收数据符号，以获得所述MIMO信道的信道估计。所述信道估计可以包括信道增益估计、SNR估计等等。速率选择器174接收所述信道估计，并且为向接收机150的数据传输选择合适的速率。控制器180从速率选择器174接收所述选择的速率以及从RX数据处理器170接收分组状态，并且为所述反射机110聚集反馈信息。所述反馈信息可以包括所述选择的速率、当前和/或先前数据分组的确认(ACK)或否定确认等等。所述反馈信息被处理且经由反馈信道发射到发射机110。

在发射机110端，接收和处理由接收机150发射的信号，以恢复由接收机150发送的反馈信息。控制器140接收已恢复的反馈信息，使用所述选择的速率来处理将要发送到接收机150的后续数据分组，并且使用ACK/NACK来控制所述当前和/或先前数据分组的重传。

控制器140和180分别导引发射机110和接收机150上的操作。存储器单元142和182分别提供对控制器140和180使用的程序代码和数据的存储。存储器单元142和182可以在控制器140和180的内部，如图1所示，或者在这些控制器的外部。

MIMO-OFDM系统的主要挑战在于基于信道条件为数据传输选择合适的速率。所述速率选择的目标在于最大化所述N_S个空间信道上的吞吐量同时满足某些质量目标，这些质量目标由特定的分组误码率(例如，1％PER)来进行量化。

所述MIMO-OFDM系统的性能高度地依赖于所述速率选择的精确性。如果数据传输的所述选择的速率太节约，那么过多的系统资源被花费来用于数据传输，并且信道容量未被充分利用。反之，如果所述选择的速率太迅速，那么所述接收机可能对数据传输进行错误解码，并且可能为了重传而花费系统资源。MIMO-OFDM系统的速率选择是有挑战性的，这是因为在估计多径MIMO信道的真正传输容量时复杂。

由在发射机110上的N_T个发射天线和接收机150上的N_R个接收天线形成的多径MIMO信道的特征在于一组N_F个信道响应矩阵，H(k)，k＝1，...，N_F，其可被表示为：

等式(1)

其中矩阵元h_i，j(k)，i＝1...N_R，j＝1...N_T以及k＝1...N_F，表示针对子带k的发射天线j和接收天线i之间的复信道增益。为了简化，下述说明假设每个信道响应矩阵 H(k)是满秩的，且所述空间信道的数目为N_S＝N_T≤N_R。通常，空间信道是发射机处的数据符号向量 s(k)的元素和接收机处的检测符号向量

的相应元素之间的有效信道。向量s(k)和

在下面进行描述。MIMO信道的N_T个空间信道依赖于在发射机处执行的空间处理(如果存在的话)和在接收机处执行的空间处理。

所述多径MIMO信道具有可以按照不同方式确定的最大容量。如同这里使用的，“最大容量”表示信道的传输能力，而“频谱效率”代表“每量纲的最大容量”的常规概念，其中所述量纲可以是频率和/或空间。对于MIMO-OFDM系统，频谱效率可以以每秒每赫兹每空间信道比特(bps/Hz/ch)为单位给出。频谱效率通常被指定为受限的或不受限的。“不受限的”频谱效率通常被定义为可为具有给定信道响应和噪声方差的信道可靠使用的理论上的最大数据速率。“受限的”频谱效率进一步依赖于用于数据传输的特定调制方案。所述受限的容量(由于调制符号受限于信号星座图上的特定点的事实)低于所述不受限的容量(其不受任何信号星座图的限制)。

图2图示了用于为具有多径MIMO信道的MIMO-OFDM系统执行速率选择的技术。对于由信道响应 H(k)，k＝1，...，N_F，和噪声方差N₀定义的给定多径MIMO信道而言，理论上的MIMO-OFDM系统具有采用调制方案M的平均受限频谱效率S_avg。如同这里使用的，“理论”系统是没有任何损失的系统，而“实际”系统是具有实施损失(例如，由于硬件不理想)、由于实际代码没有以最大容量工作造成的代码损失以及任何其他损失的系统。所述理论系统和实际系统都使用一个或多个调制方案来进行数据传输，并且都由受限频谱效率来定义。所述平均受限频谱效率可以按照下述来确定。通常，不同的调制方案可用于不同的子带和/或空间信道。为了简化，下述说明假设对于数据传输可用的所有空间信道的所有子带，使用同一调制方案M。

具有AWGN信道的等价系统需要为SNR_equiv的SNR来实现采用调制方案M的受限频谱效率S_avg。这个等价系统也不具有损失。可以如下来导出所述等价SNR。

具有AWGN信道的实际MIMO-OFDM系统需要为SNR_equiv或更好的SNR来支持速率R(与调制方案M相关联)、编码方案C和数据速率D。所述数据速率D以bps/Hertz/ch为单位给出，该单位与用于频谱效率的单位相同。所述速率R被选择为由具有等于或小于所述等价SNR的所需SNR的系统所支持的最高速率，如下所述。所需SNR依赖于调制方案M、编码方案C以及其他系统损失。为每个支持的速率确定所需SNR(例如，基于计算机仿真、实验测量或一些其他方式)，并且将其存储在查找表中。

如果所需SNR小于或等于所述等价SNR，那么具有多径MIMO信道的实际MIMO-OFDM系统(例如，MIMO-OFDM系统100)被认为支持采用调制方案M和编码方案C的速率R。随着所述速率增加，实际系统的所需SNR增加，同时由于所述等价SNR由所述信道响应 H(k)和噪声方差N₀定义，所以所述等价的SNR近似恒定。可由具有多径MIMO信道的实际MIMO-OFDM系统支持的最大速率由此受限于所述信道条件。速率选择的细节在下面进行描述。

可以对具有不受限的频谱效率的理想系统进行分析，并且将其用于为具有受限频谱效率的实际系统进行速率选择。所述多径MIMO信道的每个子带的不受限频谱效率可以基于如下所述的不受限MIMO频谱效率函数来确定：

S_{unconst} (k) = \frac{1}{N_{T}} \cdot \log_{2} [\det (\underset{&OverBar;}{I} + \underset{&OverBar;}{H} (k) \cdot \underset{&OverBar;}{Γ} (k) \cdot {\underset{&OverBar;}{H}}^{H} (k)], k = 1 . . . N_{F}

等式(2)

其中det( M)表示 M的行列式， I是单位矩阵，S_unconst(k)是 H(k)的不受限频谱效率， Γ(k)是确定用于所述发射天线的功率的矩阵，而“^H”代表共轭转置。如果所述信道响应 H(k)仅为接收机所知，那么 Γ(k)等于单位矩阵(即， Γ(k)＝ I)。

对于最大容量实现(capacity achieving)MIMO-OFDM系统，所述MIMO-OFDM系统是以所述MIMO信道的最大容量发射和接收数据的系统，其中假设最大容量实现代码可为所用，所述MIMO信道的每个子带的不受限频谱效率可以基于如下所述的不受限SISO频谱效率函数来确定：

S_{unconst} (k) = \frac{1}{N_{T}} \cdot Σ_{l = 1}^{N_{T}} \log_{2} [1 + {SNR}_{l} (k)], k = 1 . . . N_{F}

等式(3)

其中SNR_l(k)是最大容量实现系统的空间信道l的子带k的事后检测SNR。所述事后检测SNR是在接收机空间处理以去除来自其他符号流的干扰后为检测符号流实现的SNR。例如，可以通过使用采用最小均方误差(MMSE)检测器的串行干扰消除(SIC)技术的接收机来获得等式(3)中的事后检测SNR，如下所述。等式(2)和(3)表明，对于最大容量实现系统，MIMO信号的不受限频谱效率等于组成所述MIMO信道的N_T个单进单出(SISO)信道的不受限频谱效率之和。每个SISO信道对应于所述MIMO信道的空间信道。

如果单数据速率被用于所有发射天线的所有子带上的数据传输，那么这个单数据速率可被设置为如下所述的MIMO信道的N_F个子带的平均不受限频谱效率：

D_{unconst} = \frac{1}{N_{F}} \cdot Σ_{k = 1}^{N_{F}} S_{unconst} (k)

等式(4)

将等式(3)中的不受限SISO频谱效率函数代入等式(4)中，所述单数据速率可被表示为：

D_{unconst} = \frac{1}{N_{F} \cdot N_{T}} \cdot Σ_{k = 1}^{N_{F}} Σ_{l = 1}^{N_{T}} \log_{2} [1 + {SNR}_{l} (k)]

等式(5)

所述数据速率D_unconst是基于所述平均不受限频谱效率而获得的，并且所述数据速率适合于理想MIMO-OFDM系统，其不受限于特定调制方案。所述实际MIMO-OFDM系统使用一个或多个特定调制方案来进行数据传输，并且具有小于所述不受限容量的受限频谱效率。基于等式(5)导出的数据速率D_unconst是所述实际MIMO-OFDM系统的最优化数据速率。可以基于受限的容量函数而不是不受限的容量函数来为实际MIMO-OFDM系统获得更为精确的数据速率，如下所述。

图3示出了用于为具有多径MIMO系统的实际MIMO-OFDM系统执行速率选择的过程300。过程300可以由接收机处的速率选择器174或一些其他处理单元来执行。首先，确定MIMO信道的平均受限频谱效率S_avg(块310)。这可以按照若干方式来实现。

如果可得到受限MIMO频谱效率函数f_mimo( H(k)，M)，那么可以基于这个函数来计算MIMO信道的每个子带的受限频谱效率(块312)，如下所述：

S_{\min o} (k) = \frac{1}{N_{T}} \cdot f_{mimo} (\underset{&OverBar;}{H} (k), M), k = 1 . . . N_{F}

等式(6)

随后可以计算MIMO信道的所有子带的平均受限频谱效率S_avg(块314)，如下所述：

S_{avg} = \frac{1}{N_{F}} \cdot Σ_{k = 1}^{N_{F}} S_{\min o} (k)

等式(7)

所述受限MIMO频谱效率函数f_mimo( H(k)，M)可能是不具有闭合形式解的复杂(complex)等式或者甚至不可能得到。在这种情况下，所述MIMO信道可以被分解为N_T个SISO信道，并且可以基于所述个体SISO信道的受限频谱效率来确定所述MIMO信道的平均受限频谱效率S_avg。由于如上所述，所述MIMO信道的不受限频谱效率等于所述最大容量实现系统的N_T个SISO信道的不受限频谱效率之和，所以所述MIMO信道的受限频谱效率被假定为等于所述最大容量实现系统的N_T个SISO信道的不受限频谱效率之和。

为了计算S_avg，可以为所述最大容量实现系统确定每个空间信道l的每个子带的事后检测SNR SNR_l(k)，如下所述(块322)。随后基于受限SISO频谱效率函数f_siso(SNR_l(k)，M)来确定每个空间信道的每个子带的受限频谱效率S_l(k)(块324)，如下所述：

S_l(k)＝f_siso(SNR_l(k)，M)，k＝1...N_F，l＝1...N_T 等式(8)

所述受限SISO频谱效率函数f_siso(SNR_l(k)，M)可被定义为：

f_{siso} = ({SNR}_{l} (k), M) =

B - \frac{1}{2^{B}} Σ_{i = 1}^{2^{B}} E [\log_{2} Σ_{j = 1}^{2^{B}} \exp (- {SNR}_{l} (k) \cdot ({| a_{i} - a_{j} |}^{2} + 2 Re {η^{*} (a_{i} - a_{j})}))],

等式(9)

其中B是调制方案M的每个调制符号的比特的数目；

a_i和a_j是用于调制方案M的2^B阵列星座图中的信号点；

η是复高斯随机变量，其均值为0，方差为1/SNR_l(k)；和

E[·]是针对等式(9)中的η采取的期望运算。

调制方案M与包含2^B个信号点的2^B阵列星座图(例如，2^B阵列QAM)相关联。所述星座图中的每个信号点被标签为不同的B-比特值。

等式(9)中示出的受限SISO频谱效率函数不具有闭合形式解。可以针对每个调制方案的不同SNR值来数值地求解这个函数，并且所述结果可以被存储在查找表中。此后，可以通过利用调制方案M和事后检测SNR SNR_l(k)来访问所述查找表来估计所述受限SISO频谱效率函数。

随后，计算所有空间信道的所有子带的平均受限频谱效率S_avg(块326)，如下所述：

S_{avg} = \frac{1}{N_{F} \cdot N_{T}} \cdot Σ_{k = 1}^{N_{F}} Σ_{l = 1}^{N_{T}} s_{l} (k)

等式(10)

可以按照各种方式为具有多径MIMO信道的实际MIMO-OFDM系统计算平均受限频谱效率S_avg。在上面描述了两种例示性的方法。也可以使用其他方法。

具有AWGN信道的等价系统将需要为SNR_equiv的SNR来实现采用调制方案M的受限频谱效率S_avg。所述等价SNR可以基于反受限SISO频谱效率函数f_siso ^-1(S_avg，M)来确定(块330)。所述受限SISO频谱效率函数f_siso(x)采用两个输入，SNR_l(k)和M，并且将其映射为受限频谱效率S_l(k)。这里，x表示所述函数的相关变量的集合。所述反受限SISO频谱效率函数f_siso ^-1(x)采用两个输入，S_avg和M，并且将其映射为SNR值，如下所述：

{SNR}_{equiv} = f_{siso}^{- 1} (S_{avg}, M)

等式(11)

可以为每个支持的调制方案一次性确定所述反函数f_siso ^-1(S_avg，M)，并且将其存储在查找表中。

随后基于所述等价系统的等价SNR来确定用于在具有AWGN信道的实际MIMO-OFDM系统中进行的数据传输的最高速率(块332)。实际MIMO-OFDM系统可支持一组P个速率，R＝{R(m)，m＝1，2，...，P，其中m是速率索引。仅仅集合R中的P个速率可用于数据传输。集合R中的每个速率R(m)可以与一个特定调制方案M(m)、特定的码速率或编码方案C(m)、特定数据速率D(m)和特定所需SNR SNR_req(m)相关联，如下所述：

R(m)[M(m)，C(m)，D(m)，SNR_req(m)]，m＝1...P 等式(12)

对于每个速率R(m)，可以利用调制方案M(m)和码速率C(m)来确定数据速率D(m)。例如，与调制方案QPSK(其中每个调制符号两个比特)和码速率1/2相关联的速率将为每个调制符号1.0个信息比特的数据速率。等式(12)声明了可以发射使用调制方案M(m)和码速率C(m)的数据速率D(m)，并且所述数据速率D(m)还需要为SNR_req(m)或更好的SNR来实现为P_e的PER。所需SNR解释实际系统中的系统损失，并且通过计算机仿真、实验性测量等来确定。所述支持速率的集合和其所需SNR被存储在查找表中。所述等价SNR SNR_equiv可以被提供给所述查找表，其随后返回与由SNR_equiv支持的最高速率相关联的速率R＝R(m_s)。所述选择速率R使得满足下述条件：(1)调制方案M用于数据传输，或者M(m_s)＝M；(2)所需SNR小于或等于所述等价SNR，或者SNR_req(m_s)≤SNR_equiv；以及(3)最大数据速率R被选择，或者

D_{s} = \max_{m} {D (m)},

经历其他条件。所述选择速率R包括补偿因子，该补偿因子解释由于所述选择码速率C(m_s)导致的损失，其不能实现最大容量。这种补偿发生在上述条件(2)中。

数据速率D_s是可以在最大容量实现系统的每个空间信道的每个子带上发射的最大数据速率的指示。可以如下计算所有N_T个空间信道的总数据速率：

D_total＝D_s·N_T 等式(13)

所述总数据速率以bps/Hz为单位给出，其被标准化到频率。所述因子N_F因此不被包括在等式(13)中。所述总数据速率表示对于期望的PER P_e，由具有多径MIMO信道的实际MIMO-OFDM系统支持的数据速率的预测。

上面描述的速率选择技术假设实际MIMO-OFDM系统能够实现采用调制方案M的最大容量。在下面描述可以实现最大容量的若干传输方式。所述选择的速率R可以是此种系统的正确速率，并且可以用于数据传输而不需要任何修正。

然而，在利用任何速率预测方案时，在速率预测中将不可避免地存在误差。而且，所述实际系统不能实现最大容量和/或可能具有不能为所述选择速率R所解释的其他损失。在这种情况下，为了确保可以实现所述期望的PER，所述速率预测中的误差可以被估计，并且可以导出另一补偿因子。随后可以通过所述另一补偿因子来降低在块332中获得的速率，以获得经由所述多径MIMO信道进行的数据传输的最终速率。或者，可以通过所述另一补偿因子来降低所述平均受限频谱效率S_avg，并且所述降低的平均受限频谱效率可以被提供给所述查找表以获得用于数据传输的速率。在任何情况下，所述另一补偿因子降低所述系统的吞吐量。因此，期望将这个补偿因子保持为尽可能地小，同时仍然可以实现期望的PER。一种准确的速率预测方案(比如这里描述的一种)可以最小化所施加的另一补偿量，并且因此最大化系统容量。

可以为每个时间间隔连续地执行上述速率选择，所述时间间隔可以是任意时间周期(例如，一个OFDM符号周期)。期望的是，使用用于数据传输的所述选择的速率来尽可能地最小化选择速率和使用速率之间的时间量。

图4A例示了具有所述多径MIMO信道的MIMO-OFDM系统中的N_T个空间信道的受限频谱效率。对于每个空间信道，可基于事后检测SNR、调制方案M以及受限SISO频谱效率函数f_siso(SNR_l(k)，M)来导出N_F个子带的受限频谱效率的导频410，如等式(8)和(9)中所示。如图4A所示，由于N_T个空间信道的衰落不同，所以这些空间信道的导频410a到410t也不同。

图4B例示了具有AWGN信道的等价系统的受限频谱效率。通过连接图4A中的N_T个空间信道的导频410a到410t而形成导频420。导频422示出了所述等价系统的受限频谱效率，其是导频410a到410t的受限频谱效率的平均值。

上述的速率选择包括码损失的补偿因子，但是另外假设所述MIMO-OFDM系统可以实现最大容量。在下面描述能够实现最大容量的两种例示性的传输方案。

在第一种传输方案中，发射机在所述MIMO信道的“特征模式”上发射数据。所述特征模式可被视为通过分解所述MIMO信道获得正交空间信道。可以使用特征值分解来分解每个子带的信道响应矩阵H(k)，如下所述：

R(k)＝ H ^H(k)· H(k)＝ E(k)· Λ(k)· E ^H(k)，k＝1...N_F 等式(14)

其中 R(k)是 H(k)的N_T×N_T的相关矩阵；

E(k)是其列为 R(k)的特征向量的N_T×N_T的单位矩阵；

Λ(k)是 R(k)的特征值的N_T×N_T的对角矩阵。

单位矩阵 U的特征在于特性 U ^H· U＝ I。单位矩阵的所述列彼此正交。

发射机如下执行空间处理：

x(k)＝ E(k)· s(k)，k＝1...N_F 等式(15)

其中 s(k)是具有将要在子带k的N_T个特征模式上发送的N_T个数据符号的N_T×1向量；

x(k)是具有在子带k上将要从N_T个发射天线发射的N_T个发射符号的N_T×1向量。

在接收机上的接收符号可被表示为：

r _em(k)＝ H(k)· x(k)+ n(k)，k＝1...N_F 等式(16)

其中 r _em(k)是具有在子带k上经由N_R个接收天线获得的N_R个接收符号的N_T×1向量；和

n是子带k的噪声和干扰的N_T×1向量。

所述噪声向量 n(k)被假定为具有零均值和协方差矩阵Λ _n(k)＝N₀· I，其中N₀是噪声方差。

所述接收机如下执行接收机空间处理/检测：

{\underset{&OverBar;}{\hat{s}}}_{em} (k) = {\underset{&OverBar;}{Λ}}^{- 1} (k) \cdot {\underset{&OverBar;}{E}}^{H} (k) \cdot {\underset{&OverBar;}{H}}^{H} (k) \cdot {\underset{&OverBar;}{r}}_{em} (k) = \underset{&OverBar;}{s} (k) + {\underset{&OverBar;}{n}}_{em} (k), k = 1 . . . N_{F},

等式(17)

其中是具有子带k的N_T个检测符号的N_T×1向量，其是 s(k)中的N_T个数据符号的估计；和

n _em(k)＝ Λ ^-1(k)· E ^H(k)· H ^H(k)· n(k)是在接收机上的空间处理之后的事后检测干扰和噪声。

每个特征模式是数据符号向量 s(k)的一个元素和检测符号向量的相应元素之间的有效信道。

每个特征模式的每个子带的SNR可以被表示为：

{SNR}_{em . l} (k) = \frac{P_{l} (k) \cdot λ_{l} (k)}{N_{0}}, k = 1 . . . N_{F}, l = 1 . . . N_{T}

等式(18)

其中P_l(k)是用于子带k的特征模式l的发射功率；

λ_l(k)是子带k的特征模式的特征值，其是 Λ(k)的第l个对角元素；和

SNR_em.l(k)是子带k的特征模式l的事后检测SNR。

在第二传输方案中，发射机编码和调制数据以获得数据符号，将所述数据符号解复用为N_T个数据符号流，并且将所述N_T个数据符号流同时从N_T个发射天线发射。接收机处的接收符号可以被表示为：

r _ant(k)＝ H(k)· s(k)+ n(k)，k＝1...N_F 等式(19)

所述接收机对每个子带的N_R个接收符号执行接收机空间处理/检测，以恢复在该子带上发射的N_T个数据符号。所述接收机空间处理/检测可以利用最小均方误差(MMSE)检测器、最大比率合并(MRC)检测器、线性迫零(ZF)检测器、MMSE线性均衡器(MMSE-LE)、决策反馈均衡器(DFE)或一些其他检测器/均衡器来执行。

所述接收机还可以使用串行干扰消除(SIC)来对N_R个接收符号流进行处理，以恢复所述N_T个符号流。可以在发射机独立地处理所述N_T个数据符号流时使用所述SIC技术，使得接收机可以单独地恢复每个数据符号流。接收机在N_T个连续级中恢复所述N_T个数据符号流，每个级中一个数据符号流。

对于第一级，接收机首先对N_R个接收符号流执行接收机空间处理/检测(例如使用MMSE、MRC或迫零检测器)，并且获得一个检测符号流。接收机进一步对所述检测符号流进行解调、解交织和解码，以获得解码后的数据流。接收机随后估计这个解码后的数据流对仍未恢复的其他N_T-1个数据符号流的干扰，从所述N_R个接收符号流中消除所述估计的干扰，并且获得下一级的N_R个修正后的符号流。接收机随后对所述N_R个修正后的符号流执行同样的处理，以恢复另一数据符号流。为了简化，下述说明假设按照连续的顺序来恢复所述N_T个数据符号流，即，在第l级恢复从发射天线l发送的数据符号流{S_l(k)}，l＝1...N_T。

对于采用MMSE接收机的SIC，如下为级l的每个子带导出MMSE检测器，l＝1...N_T：

{\underset{&OverBar;}{W}}_{mmse, l} (k) = {({\underset{&OverBar;}{H}}_{l} (k) {\cdot \underset{&OverBar;}{H}}_{l}^{H} (k) + N_{0} \cdot \underset{&OverBar;}{I})}^{- 1} \cdot {\underset{&OverBar;}{H}}_{l} (k), k = 1 . . . N_{F}

等式(20)

其中 W _mmse，l(k)是级l中的子带k的MMSE检测器的N_R×(N_T-l+1)矩阵；和

H _l(k)是级l中的子带k的N_R×(N_T-l+1)减小的信道响应矩阵。

所述减小的信道响应矩阵 H _l(k)是通过移除原始矩阵 H(k)中与已经在l-1个先前级中恢复的l-1个数据符号流对应的l-1列而获得的。

接收机对级l中的每个子带执行检测，如下：

{\hat{s}}_{mmse, l} (k) = {\underset{&OverBar;}{w}}_{mmse, l}^{H} (k) \cdot {\underset{&OverBar;}{r}}_{l} (k) = s_{l} (k) + {\underset{&OverBar;}{w}}_{mmse, l}^{H} (k) \cdot {\underset{&OverBar;}{n}}_{l} (k)

等式(21)

其中 w _mmse，l(k)是与发射天线l对应的 W _mmse，l(k)的一列；

_mmse，l(k)是级l中的子带k的MMSE检测符号；

w _mmse，l ^H(k)· n _l(k)是检测符号_mmse，l(k)的事后检测噪声。

每个发射天线的每个子带的SNR可被表示为：

{SNR}_{mmse, l} (k) = \frac{P_{l} (k)}{N_{0} \cdot {| | {\underset{&OverBar;}{w}}_{mmse, l} (k) | |}^{2}}

等式(22)

其中N₀·‖ w _mmse，l(k)‖²是事后检测噪声的方差；和

SNR_mmse，l(k)是发射天线l的子带k的事后检测SNR。

因为等式(22)中的 w _mmse，l(k)的范数随着每个级而降低，所以稍后级的事后检测SNR得到改善。

在共同转让的2001年11月6日提交的、题目为“Multiple-AccessMultiple-Input Multiple-Output(MIMO)Communication System”的美国专利申请No.09/993,087中对所述SIC技术进一步进行了详细描述。

对于第二种传输方案，接收机也可以使用迭代检测和解码(IDD)方案来恢复所述N_T个数据符号流。对于IDD方案，无论是否获得数据分组的接收符号的块，接收机迭代地对所述块中的接收符号执行多次(N_dec)次检测和解码，以获得解码后的分组。检测器对接收符号块执行检测，并且提供检测符号块。解码器对检测符号块执行解码，并且向解码器提供先验信息，该先验信息在后续迭代中由检测器使用。基于最后一次迭代的解码器输出来产生解码后的分组。

可以表明的是，采用使用MMSE接收机的SIC或IDD接收机的第一传输方案和第二传输方案是最优化的，并且可以实现MIMO-OFDM系统的最大容量或接近最大容量。针对接收符号采用最大似然检测器的第二传输方案也可以提供最优的或接近最优的性能。其他最大容量实现传输方案也可以用于MIMO-OFDM系统。一种这样的最大容量实现传输方案是由T.L.Marzetta等在2002年4月，IEEE信息理论论文集、Vol.48，No.4上发表的题目为“StructuredUnitary Space-Time Autocoding Constellations”的论文中描述的自动编码方案。

图5示出了发射机110的方框图。在TX数据处理器120中，编码器520接收数据流{d}，并且根据所述选择的速率R的编码方案C来对该数据流进行编码，并且提供码比特。所述编码增加了数据传输的可靠性。所述编码方案可以包括传统码、Turbo码、分组码、CRC码或其组合。信道交织器522基于一个交织方案来对来自编码器520的码比特进行交织(即，重排序)。所述交织为所述码比特提供了时间和/或频率分集。符号映射单元524根据所述选择的速率R的调制方案M来调制(即，符号映射)来自信道交织器522的交织后的数据，并且提供数据符号。所述调制可以通过(1)将B个交织后的比特的集合分组来形成B-比特二进制值，其中B≥1，和(2)将每个B-比特二进制值映射为所述调制方案的信号星座图中的特定信号点来实现。符号映射单元524提供数据符号流{s}。

发射机110基于为每个数据分组选择的速率R来分别编码和调制每个数据分组，以获得相应的数据符号块。发射机110可以在一个时刻在可用于数据传输的所有空间信道的所有子带上发射一个数据符号块。每个数据符号块可以在一个或多个OFDM符号周期中发射。发射机110还可以在可用的子带和空间信道上同时发射多个符号块。如果如上所述为每个时间间隔选择一个速率，那么在同一时间间隔中发射的所有数据符号块使用同一选择的速率。

对于图5中示出的实施例，TX空间处理器130实施上述第二传输方案。在TX空间处理器130中，复用器/解复用器(Mux/Demux)530接收数据符号流{s}，并将其解复用为N_T个发射天线的N_T个流。Mux/demux 530还复用进导频符号(例如，在时分复用(TDM)方式中)，并且为N_T个发射天线提供N_T个发射符号流{x₁}到{x_NT}。每个发射符号可以是数据符号、导频符号、或对于未用于数据或导频传输的子带的为零的信号值。

发射机单元132包括用于N_T个发射天线的N_T个OFDM调制器532a到532t以及N_T个TX RF单元534a到534t。每个OFDM调制器532通过(1)分组每个N_F个子带的N_F个发射符号的集合并且使用N_F-点IFFT进行变换以获得包含N_F个码片的相应变换后的符号，以及(2)重复每个变换后的符号的一部分(或者N_cp个码片)来获得包含N_F+N_cp个码片的相应OFDM符号，来对各个发射符号流执行OFDM调制。所述重复的部分被称为循环前缀，其确保在多径信道中存在扩展延迟时OFDM符号保持其原始特性。每个OFDM调制器532提供OFDM符号流，其被相关的TX RX单元534进一步调整(例如，变换为模拟、频率上变频、滤波和放大)以产生调制信号。来自TX RF单元534a到534t的N_T个调制信号分别从N_T个天线540a到540t发射出去。

图6示出了接收机150的方框图。N_R个接收天线652a到652r接收由发射机110发射的调制信号，并且向接收机单元154提供N_R个接收信号。接收机单元154包括用于N_R个接收天线的N_R个RX RF单元654a到654r以及N_R个OFDM解调器656a到656r。每个RX RF单元调整和数字化各个接收信号，并且提供采样流。每个OFDM解调器656通过(1)移除每个接收的OFDM符号中的循环前缀以获得接收的变换后的符号，以及(2)利用N_F-点FFT将每个接收的变换后的符号变换到频域以获得N_F个子带的N_F个接收符号，来对各个采样流执行OFDM解调。每个OFDM解调器656向RX空间处理器160提供接收数据符号，以及向信道估计器172提供接收导频符号。

图6还示出了RX空间处理器160a和RX数据处理器170a，其分别是接收机150上的RX空间处理器160和RX数据处理器170的一个实施例。在RX空间处理器160a中，检测器660对N_R个接收符号流执行空间处理/检测以获得N_T个检测符号流。每个检测符号是由发射机发射的数据符号的估计。检测器660可以实现MMSE检测器、MRC检测器或迫零检测器。基于每个子带的匹配滤波器矩阵(或检测器响应) W(k)来为每个子带执行检测，该矩阵 W(k)是基于该子带的信道响应矩阵 H(k)的估计导出的。例如，MMSE检测器的匹配滤波器矩阵可被导出为： W _mmse(k)＝( H(k)· H ^H(k)+N₀· I)^-1· H(k)。复用器662复用所述检测符号，并且向RX数据处理器170a提供检测符号流

在RX数据处理器170a内，符号解映射单元670依照用于所述选择的速率R的调制方案M来解调所述检测符号，并且提供解调数据。信道解交织器672按照与在发射机处执行的所述交织互补的方式对所述解调数据进行解交织，并且提供解交织后的数据。解码器674按照与在发射机处执行的编码互补的方式对所述解交织后的数据进行解码，并且提供解码后的数据流

例如，如果Turbo或传统编码分别在发射机处执行，那么解码器674可以实施Turbo解码器或维特比(Viterbi)解码器。解码器674还提供每个解码后的分组的状态，其表明所述分组是被正确地解码还是存在错误。

图7示出了RX空间处理器160b和RX数据处理器170b，其实现IDD方案且分别是在接收机150处的RX空间处理器160和RX数据处理器170的另一实施例。检测器760和解码器780对每个数据分组的接收符号执行迭代检测和解码，以获得解码后的分组。IDD方案采用信道码的纠错能力来提供改进的性能。这是通过在检测器760和解码器780之间迭代地传递先验信息以用于迭代来实现的，其中N_dec＞1。所述先验信息表明每个发射的数据比特为0或1的可能性。

在RX空间处理器160b中，缓冲器758接收和存储每个数据分组的来自N_R个接收天线的N_R个接收符号序列。对数据分组的接收符号的每个块执行迭代检测和解码过程。检测器760对每个块的N_R个接收符号序列执行空间处理，并且为所述块提供N_T个检测符号序列。检测器760可以实施MMSE检测器、MRC检测器或迫零检测器。复用器762复用所述N_T个序列中的检测符号，并且提供检测符号块。

在RX数据处理器170b中，对数似然比(LLR)计算单元770从RX空间处理器160b接收检测符号，并且计算每个检测符号的B个码比特的LLR。这些LLR表示由检测器760提供给解码器780的先验信息。信道解交织器772对来自LLR计算单元770的LLR的每个块进行解交织，并且为所述块提供解交织后的LLR{xⁿ}。解码器780解码所述解交织后的LLR，并且提供解码器LLR{xⁿ⁺¹}，其表示由解码器780提供给检测器760的先验信息。解码器LLR由信道交织器782进行交织，并且被提供给检测器760。

随后为另一迭代重复检测和解码过程。检测器760基于所述接收符号和解码器LLR来导出新的检测符号。所述新的检测符号由解码器780再次进行解码。将检测和解码过程迭代N_dec次。在迭代检测和解码过程期间，随着每次检测/解码迭代，检测符号的可靠性得到改善。在已经完成所有N_dec次检测/解码迭代后，解码器780计算最后的数据比特LLR，并且限幅(slice)这些LLR来获得解码后的分组。

在共同转让的2003年9月25日提交的、题目为“HierarchicalCoding With Multiple Antennas in a Wireless Communication System”的美国专利申请No.60/506,466中对所述IDD方案进一步进行了详细描述。

这里描述的速率选择和传输技术可以通过不同的方式来实现。例如，这些技术可以以硬件、软件或其组合的形式来实现。对于硬件实现而言，用于执行速率选择和数据传输的处理单元可以用一个或者多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)，现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、被设计来执行这里所描述的功能的其他电子单元或其组合来实现。在接收机处用于匹配滤波和其他相关功能的处理也可以利用一个或多个ASIC、DSP等等来实现。

对于一个软件实现而言，所述速率选择和数据传输技术可以利用执行这里所描述的功能的模块(例如，过程、函数等等)来实现。所述软件代码可以被存储在存储单元中(例如，图1中的存储单元182和142)，并由一个处理器(例如，控制器180和140)来执行。存储单元可以在处理器的内部实现或者在处理器的外部实现，在存储单元在处理器的外部实现的情况下，它可以通过本领域熟知的各种方式可通信地耦合到处理器上。

所述公开的实施例的上述描述被提供来使得本领域的技术人员能够实现或者使用本发明。对于本领域的技术人员来说，这些实施例的各种修改是显而易见的，并且这里定义的总体原理也可以在不脱离本发明的范围和主旨的基础上应用于其他实施例。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而是与符合这里公开的原理和新颖特征的最广范围相一致。

Claims

1、一种用于为多载波多进多出(MIMO)通信系统中的数据传输选择速率的方法，包括：

确定用于数据传输的多个空间信道的多个子带的平均受限频谱效率，所述多个空间信道由所述系统中的MIMO信道形成；

确定由具有加性高斯白噪声(AWGN)信道的等价系统需要的等价信号与噪声和干扰的比(SNR)，以支持所述平均受限频谱效率；和

基于所述等价SNR，为所述多载波MIMO系统中的数据传输选择所述速率。

2、如权利要求1所述的方法，其中，所述平均受限频谱效率、所述等价SNR和所述速率都是基于特定调制方案来确定的。

3、如权利要求1所述的方法，其中，所述多个子带是利用正交频分复用(OFDM)获得的。

4、如权利要求1所述的方法，其中，所述多个空间信道对应于组成所述MIMO信道的多个单进单出(SISO)信道。

5、如权利要求1所述的方法，还包括：

确定用于数据传输的每个空间信道的每个子带的事后检测SNR；和

基于所述空间信道的子带的事后检测SNR，确定每个空间信道的每个子带的受限频谱效率；和

其中所述平均受限频谱效率是基于所述多个空间信道的所述多个子带的受限频谱效率来确定的。

6、如权利要求5所述的方法，其中，每个空间信道的每个子带的所述事后检测SNR是基于能够实现所述MIMO信道的最大容量的传输方案来确定的。

7、如权利要求5所述的方法，其中，每个空间信道的每个子带的所述事后检测SNR是基于在接收机采用最小均方误差(MMSE)检测器进行的串行干扰消除(SIC)处理来确定的。

8、如权利要求5所述的方法，其中，每个空间信道的每个子带的所述受限频谱效率可进一步基于受限频谱效率函数来确定，该受限频谱效率函数以SNR和调制方案为输入且提供受限频谱效率作为输出。

9、如权利要求1所述的方法，还包括：

基于以MIMO信道响应和调制方案为输入且提供受限频谱效率作为输出的受限频谱效率函数，确定所述MIMO信道的每个子带的受限频谱效率；和

其中用于数据传输的所述多个空间信道的所述多个子带的平均受限频谱效率是基于所述MIMO信道的所述多个子带的受限频谱效率确定的。

10、如权利要求1所述的方法，其中，所述等价SNR是基于反受限频谱效率函数来确定，该反受限频谱效率函数以频谱效率和调制方案为输入且提供SNR作为输出。

11、如权利要求1所述的方法，其中，数据传输的所述速率是基于由所述多载波MIMO系统支持的一组速率和所述支持的速率所需的SNR来选择的。

12、如权利要求11所述的方法，其中，所述选择的速率是其所需SNR小于或等于所述等价SNR的所述支持的速率中最高的速率。

13、如权利要求11所述的方法，其中，所述支持的速率的所需SNR包括由所述多载波MIMO系统观测到的损失。

14、如权利要求1所述的方法，还包括：

确定补偿因子以解释速率预测和系统损失中的误差；和

基于所述补偿因子，降低数据传输的速率。

15、如权利要求1所述的方法，还包括：

以所述选择的速率接收数据传输，其中，所述接收的数据传输包括至少一个数据分组的数据符号的至少一个块，并且在用于数据传输的所述多个空间信道的所述多个子带上同时发射每个块中的数据符号。

16、如权利要求1所述的方法，还包括：

以所述选择的速率接收数据传输；和

执行迭代检测和解码(IDD)，以恢复所述接收的数据传输中的数据。

17、一种多载波多进多出(MIMO)通信系统中的装置，包括：

信道估计器，用于为所述系统中的MIMO信道获得信道估计；和

控制器，用于

基于所述信道估计确定用于数据传输的多个空间信道的多个子带的平均受限频谱效率，其中所述多个空间信道由所述MIMO信道形成；

基于所述等价SNR，为所述多载波MIMO系统中的数据传输选择速率。

18、如权利要求17所述的装置，其中，所述控制器还用于

基于所述信道估计，确定用于数据传输的每个空间信道的每个子带的事后检测SNR；和

基于所述空间信道的子带的事后检测SNR，确定每个空间信道的每个子带的受限频谱效率；和其中所述平均受限频谱效率是基于所述多个空间信道的所述多个子带的受限频谱效率来确定的。

19、如权利要求18所述的装置，其中，每个空间信道的每个子带的所述事后检测SNR还基于能够实现所述MIMO信道的最大容量的传输方案来确定。

20、如权利要求17所述的装置，其中，一组速率是由所述多载波MIMO系统支持的，并且每个支持的速率与各个所需SNR相关，其中所述控制器还用于从其所需SNR小于或等于所述等价SNR的所述支持的速率中选择最高的速率。

21、如权利要求17所述的装置，其中，所述控制器还用于确定补偿因子以解释速率预测和系统损失中的误差；以及基于所述补偿因子，降低数据传输的速率。

22、如权利要求17所述的装置，还包括：

接收空间处理器，用于对以所述选择的速率进行的数据传输的接收符号执行检测，并且提供检测符号；和

接收数据处理器，用于对所述检测符号进行处理以获得解码后的数据。

23、如权利要求22所述的装置，其中，所述接收空间处理器和所述接收数据处理器用于执行迭代检测和解码(IDD)以从所述接收符号获得所述解码后的数据。

24、一种多载波多进多出(MIMO)通信系统中的装置，包括：

用于确定用于数据传输的多个空间信道的多个子带的平均受限频谱效率的模块，所述多个空间信道由所述系统中的MIMO信道形成；

用于确定由具有加性高斯白噪声(AWGN)信道的等价系统需要的等价信号与噪声和干扰的比(SNR)，以支持所述平均受限频谱效率的模块；和

用于基于所述等价SNR，为所述多载波MIMO系统中的数据传输选择所述速率的模块。

25、如权利要求24所述的装置，还包括：

用于确定用于数据传输的每个空间信道的每个子带的事后检测SNR的模块；和

用于基于所述空间信道的子带的事后检测SNR，确定每个空间信道的每个子带的受限频谱效率的模块，其中所述平均受限频谱效率是基于所述多个空间信道的所述多个子带的受限频谱效率来确定的。

26、如权利要求24所述的装置，还包括：

用于确定补偿因子以解释速率预测和系统损失中的误差的模块；以及

用于基于所述补偿因子，降低数据传输的速率的模块。

27、如权利要求24所述的装置，还包括：

用于以所述选择的速率接收数据传输的模块；和

用于执行迭代检测和解码(IDD)，以恢复所述接收的数据传输中的数据的模块。

28、用于存储可在装置中操作的指令的处理器可读介质，用于：

确定多载波多进多出(MIMO)通信系统中用于数据传输的多个空间信道的多个子带的平均受限频谱效率，所述多个空间信道由所述系统中的MIMO信道形成；

29、如权利要求28所述的处理器可读介质，还用于存储被操作来进行以下动作的指令：

基于所述空间信道的子带的事后检测SNR，确定每个空间信道的每个子带的受限频谱效率，其中所述平均受限频谱效率是基于所述多个空间信道的所述多个子带的受限频谱效率来确定的。