CN1585396A

CN1585396A - 多载波调制信号的脉冲噪声降低的方法及其装置

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Publication number: CN1585396A
Application number: CNA2004100794021A
Authority: CN
Inventors: 瑟盖·齐德科夫
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 2003-07-22
Filing date: 2004-07-22
Publication date: 2005-02-23
Anticipated expiration: 2024-07-22
Also published as: CN1585396B; FR2858143B1; GB0416384D0; JP4540418B2; GB2404542B; GB2404542A; DE102004036880B4; KR100555508B1; JP2005045809A; US7630448B2; KR20050011258A; DE102004036880A1; US20050213692A1; FR2858143A1

Abstract

一种降低多载波调制(MCM)信号中噪声的方法。该方法可包括：基于均衡信号估算脉冲噪声；和作为估算脉冲噪声的功能，消除均衡信号内的噪声部分。一种降低MCM中噪声的装置。该装置可包括：一下变换器；一对下变换器的输出进行数字化的模－数转换器；一基于下变换器数字化输出可操作的保护间隔消除单元；一基于来自保护间隔消除单元的信号的可操作的组合的FFT、均衡和脉冲噪声补偿单元。

Description

多载波调制信号的脉冲噪声降低的方法及其装置

技术领域

本发明涉及通信技术中的多载波调制信号的脉冲噪声降低，特别是涉及降低已均衡的多载波调制信号中噪声的方法及装置。

发明背景

多载波调制(MCM)技术，例如正交频分复用(OFDM)技术，是公知的技术。

类似其它通信技术，接收的MCM(又例如OFDM)信号受制于发送机和接收机之间引入的噪声。这种噪声包括加性高斯白噪声(AWGN)和脉冲噪声。典型地，不可忽略的脉冲噪声源是接收机附近的电子装置，该接收机表现出由交换大量电流感应的巨大的本地磁场，例如在供电期间：移动电梯箱的发动机；影印机中的电动机和/或曝光装置等。

我们知道信号被均衡(预均衡信号)之前，在接收的多载波调制(MCM)信号中估算(并尝试消除)脉冲噪声成分。图1是描述典型MCM系统100的方框图，该系统包括根据背景技术用于从预均衡信号中消除脉冲噪声的部分。为了简明，只描述如由省略号(...)所指示的系统100的一部分。

更详细地，系统100包括下列依次连接的部件：下变换器126；限幅单元101；和保护间隔消除单元130。限幅单元101包括：可变增益放大器180；限幅装置182；模-数转换器(ADC)184；由基于ADC184的输出操作的功率估算单元186形成的反馈环；和基于来自单元186的功率估算操作并向放大器180提供阈值控制信号的阈值计算单元188。有关图1的细节可以在出版的公开号为No.EP1011235的欧洲专利申请中找到。预均衡信号的幅度大于典型希望的所检测的幅度，并由限幅装置182限幅在阈值电平，或限幅在零(例如，已公开的公开号为No.EP1043874的欧洲专利申请)

发明内容

本发明至少一个实施例是关注于一种降低多载波调制(MCM)信号中噪声的方法。这样的方法可包括：基于均衡信号估算脉冲噪声；和作为估算脉冲噪声的功能，消除均衡信号中的噪声部分。

本发明至少另外一个实施例是关注于一种用于降低多载波调制(MCM)信号中噪声的装置。该装置包括：下变换器；数字化下变换器输出的模-数转换器；基于下变换器数字化的输出操作的保护间隔消除单元；和基于来自保护间隔消除单元的信号操作的组合的FFT、均衡和脉冲噪声补偿的单元。

参照附图，本发明的附加技术特征和优点将从下列示例性实施例的详细描述中得到充分表现。

附图说明

图1是根据背景技术，描述预均衡脉冲噪声消除的典型MCM系统的方框图。

其它附图是：意欲描述本发明示例性实施例并且将不被解释为限定其范围。

图2是根据本发明至少一个实施例，描述MCM系统的方框图。

图3是根据本发明至少一个实施例，图2的组合的FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元更详细方框图。

图4是根据本发明至少一个实施例，图3的峰值检测单元的更详细方框图。

图5是根据本发明至少一个实施例，在图2和3之间细节上接收机的方框图。

图6是根据本发明至少一个实施例，FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元450的方框图。

图7A是根据本发明至少一个实施例，FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元的方框图。

图7B是根据本发明至少一个实施例，对应于图5与图7A相关的接收机的可视总体方框图。

图8A是根据本发明至少一个实施例，FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元的方框图。

图8B是对应于图7B与图8A相关的接收机的可视总体方框图。

图9A是根据本发明至少一个实施例，FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元的方框图。

图9B是根据本发明至少一个实施例，对应于图8B与图9A相关的接收机的可视总体方框图。

图10是根据本发明另一实施例，FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元的方框图。

图11A是根据本发明至少一个实施例，FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元的方框图。

图11B是根据本发明至少一个实施例，与图11A相关的接收机的可视总体方框图。

图12A是根据本发明至少一个实施例，FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元的方框图。

图12B是根据本发明至少一个实施例，与图12A相关的接收机的可视总体方框图。

具体实施方式

在本发明的研究中，我们注意到与背景技术有关的下列问题并确定了其中的物理过程。考虑到预均衡的噪声消除，许多有效的脉冲噪声成分具有可与接收的MCM信号的预均衡中的最大典型希望的幅度相比的幅度或比其小的幅度。这样较小的幅度脉冲噪声冒充发送数据。预均衡噪声消除不能检测(并因此不能减少)该冒充的脉冲噪声成分。本发明的一个方面是通过在均衡接收的MCM信号之后降低(如果没有消除)脉冲噪声，换言之，通过执行脉冲噪声消除的“均衡后”型，可以克服此问题。根据本发明的一个方面，均衡后的脉冲噪声消除可以检测(如果没有消除，并因而可以降低)该冒充的脉冲噪声成分。

对于对应于发送的MCM信号(频域型S)的接收的多载波调制(MCM)信号(频域型R)已经被均衡(“均衡后”的信号)，本发明的实施例在均衡后信号中降低脉冲噪声。例如，MCM信号可以是正交频分复用(OFDM)信号。估算在均衡后的信号中的脉冲噪声，并且随后根据该估算脉冲噪声降低(如果没有消除)均衡后的信号中的部分脉冲噪声。脉冲噪声的估算是基于均衡后信号中的总噪声近似值。

本发明其他实施例消除(均衡后的信号中脉冲噪声的)部分也作为估算信道转换函数

的函数。例如，这能够通过采用估算脉冲噪声的矩阵积(矩阵元逐一相乘的乘积)和

的逆实现，接着从均衡信号(频域型R^(eq))中减去矩阵积。

图2是根据本发明至少一个实施例，描述例如OFDM的MCM系统200的方框图。系统200包括发送机202和接收机224。发送机202包括：加扰单元204；前向纠错(FEC)编码器206；交错单元208；正交幅度调制(QAM)、相移键控(PSK)(QAM/PSK)映射单元210；导频信号插入单元212；逆快速傅立叶变换(IFFT)单元214；和加入保护间隔的保护间隔单元216。当通信信道是自由空间信道222时，发送机202可以进一步包括数-模转换器(DAC)218和上变换器220；和系统200相应地包括天线221(与发送机202相关联)和天线223(与接收机224相关联)。

接收器224包括：保护间隔消除单元230；组合的快速傅立叶变换(FFT)、均衡和脉冲噪声补偿单元250(其本身依据本发明的实施例)；可选的解映射单元236；去交错单元238；FEC解码器240；和解扰单元242。当通信信道为自由空间信道222时，接收器224进一步包括：下变换器226；和模-数转换器(ADC)228。

典型地但非必要地，通信信道将为自由空间信道222；可选择地，通信信道可以是导线、波导管等。这通过可选择的通信信道244和246在图2中被描绘出。如果采用通信信道246，那么将没有上变换器220、天线221和223、和下变换器226。如果采用通信信道244，那么将没有DAC218和ADC228，以及部件220至226。

在MCM发送机202中，一组信息比特通过加扰单元204、FEC编码器206、交错单元208，然后通过QAM/PSK映射单元210使用诸如相移键控(PSK)和/或正交幅度调制(QAM)的调制技术被映射为基带码元{s_k}。导频插入单元212在该基带信号块上执行导频信号插入。IFFT单元214基于导频插入单元212的输出进行操作。保护间隔单元216基于IFFT单元214的输出操作以增加保护间隔，DAC218对合成信号进行数-模转换(假定通信信道不是222就是246)。

对于每个信道码元间隔时间，IFFT单元214的输出可以由下列时域公式表示。

s (t) = Σ_{k = 0}^{N - 1} S_{k} e^{j 2 πkΔft} (0 < t < T_{s}) - - - (1)

其中：

N是MCM信号中的副载波的数量；

Δf是相邻的副载波间的间隔；和

T_s是信道码元间隔时间。

提供给单元250的合成信号(r_k)先通过通信信道，然后由下变换器226进行下变换(假定采用通信信道222)，接着由ADC228进行数字化，随后(由单元230)去掉保护间隔，接着被同步化，它可以由下列离散时间(就连续时间相对而言)公式表示。

r_k＝h₁*s_k+n_k+u_k (2)

其中：

k＝0，1，...，N-1；

s_k＝s(kT_s/N)；

h_l是信道的脉冲响应(1＝1，...，L，其中L是信道脉冲响应的长度)；

n_k是加性高斯白噪声(AWGN)项；

u_k是脉冲噪声干扰；和

“*”表示卷积。

图3是根据本发明至少一个实施例组合的FFT、均衡和脉冲噪声补偿单元250的更详细的方框图。单元250包括：FFT单元302；均衡单元304；和脉冲噪声降低单元306。脉冲噪声降低单元306包括：总噪声测量单元308；脉冲噪声估算单元310；和补偿信号发生器312。

FFT单元302根据从保护单元230获取的接收的MCM信号r_k进行操作，并输出频域型R。FFT单元302的输出R是基于接收到的MCM信号r_k所编码的每个码元的一系列数据和导频码元数值。相对于公式2，输出R可以由下列频域公式表示

R＝H●S+N+U (3)

其中：

H是信道脉冲响应的离散傅立叶变换(DFT)；

S是发送的MCM信号的DFT；

N是加性高斯白噪声(AWGN)(已知作为背景噪声)项的DFT；

U是脉冲噪声项的DFT；

●表示矩阵(逐元)乘法S●H＝{S₀H₀，S₁H₁，...}，其中S＝{S0，S1，...}和H＝{H0，H1，...}；以及

粗体和大写字母表示频域中的矢量码元。

假设由均衡器304提供的估算信道传输函数

约等于实际信道传输函数(H)，即

\hat{H} \approx H, {\hat{H}}^{- 1} \approx H^{- 1}

并且

{\hat{H}}^{- 1} \cdot H \approx I,

其中I＝{1，1，1，...，1}。

图3的均衡器单元304根据R进行操作，并输出一经过均衡的R^(eq)型和一响应于脉冲噪声降低单元306的信道脉冲的估算下列推导得出均衡信号R^eq的公式：

R^{(eq)} = R \cdot {\hat{H}}^{- 1}

= (\hat{H} \cdot S + N + U) \cdot {\hat{H}}^{- 1}

= \hat{H} \cdot S \cdot {\hat{H}}^{- 1} + (N + U) \cdot {\hat{H}}^{- 1}

= S + (N + U) \cdot {\hat{H}}^{- 1}

R^{(eq)} = S + D \cdot {\hat{H}}^{- 1} - - - (4)

其中：

R^(eq)是(再次)接收信号的均衡型；

{\hat{H}}^{- 1} = {\hat{H_{0}^{- 1}}, \hat{H_{1}^{- 1}}, . . ., \hat{H_{N - 1}^{- 1}}};

和

D＝N+U是频域内的总噪声。

解公式4求D并用

代替H，得出下列估算总噪声的公式。

R^(eq)●H＝S●H+D

R^(eq)●H-S●H＝D，假设

H \approx \hat{H}

\hat{D} = (R^{(eq)} - S) \cdot \hat{H} - - - (5)

总噪声测量单元308生成总噪声的频域估算值并包括解映射和导频插入单元314；加法器316；和乘法器318。脉冲噪声估算单元310生成脉冲噪声

的频域估算值，并包括：IFFT单元322；峰值检测单元326；和FFT单元328。补偿信号发生器312执行降低均衡后的脉冲噪声(生成频域信号R^(eq&comp))，并包括：求逆单元330；可选延迟单元332；乘法器334；可选延迟单元336；和加法器338。

在总噪声测量单元308中，单元314接收均衡信号R^(eq)，并生成已发送MCM信号S的估算型

这样得到了提供给加法器316的负输入。加法器也接收均衡信号R^(eq)。换言之，加法器316从均衡信号R^(eq)中减去并输出差值。乘法器318接收差值

并用与之矩阵相乘，求得总噪声的估算值

其中

\hat{D} = (R^{(eq)} - S) \cdot \hat{H} .

提供可选延迟单元，如延迟单元332，来适应由快速傅立叶变换引入的延迟，快速傅立叶变换引入的延迟是信号处理引入的延迟的一个例子。作为硬件中实现信号处理技术的一部分，根据一组给出环境的条件，通常加和/或乘(就操作特性而言)这样的延迟单元。在脉冲噪声估算单元310，IFFT单元322接收总噪声估算值

并输出时域型

峰值检测单元326根据总噪声估算值

进行操作，并生成它的脉冲噪声容量的时域估算值 FFT单元328接收时域脉冲噪声估算值u＝{u₀，u₁，...，u_N-1}，并输出频域型

可以如下估算(频域内的)脉冲噪声。

{\hat{U}}_{K} = A_{t_{1}} e (j \frac{2 π {kt}_{1}}{N}) + A_{t_{2}} e (j \frac{2 π {kt}_{2}}{N}) + . . . + A_{t_{N - 1}} e (j \frac{2 π {kt}_{L}}{N}),

当k＝0，1，...，N-1时

(6)其中

L是由脉冲噪声引起的一个MCM码元内的取样数；

t₁，t₂，...，t_L是取样的位置；和

A₁，A₂，...，A_L是取样的复合幅度。

如果总噪声D和加性高斯白噪声N可以被估算

则可以通过求解公式D＝N+U如下估算脉冲噪声U。

\hat{U} = \hat{D} - \hat{N} - - - (7)

但是难以在该频域内使N有别于U。于是公式7通过逆快速傅立叶变换(IFFT)转换回为时域。在图3的各项中，IFFT单元322根据由总噪声测量单元308输出的总噪声估算值

(再次)进行操作。现将讨论峰值检测单元326的操作。

为区分脉冲噪声取样u_k和AWGN噪声取样n_k，峰值检测单元326可实行区别规则。这种规则采用的方差

估算值，其中

由下列公式给出。

\hat{σ} = \sqrt{\frac{1}{N} Σ_{k = 0}^{N - 1} {| d_{k} |}^{2}} - - - (8)

由峰值检测单元326执行用来区分脉冲噪声取样u_k和AWGN噪声取样n_k的区别规则的一个示例如下。

其中：

C是对应于伪检测的较小概率的阈值。

图4是根据本发明至少一个实施例的峰值检测单元326的更详细的方框图。峰值检测单元326包括：矩阵积求平方单元402；矩阵元求总和单元404；标量乘法器406；比较器408；和选择衰减器410。

矩阵积求平方单元402从IFFT单元322接收总噪声估算值

的时域型

并执行矩阵乘法以获得的平方值，即单元404根据来自单元402的积进行操作，以求得中的N个矩阵元的标量总和，乘法器406将其与相乘以生成积比较器408比较每个与积相对的k^th数并向选择衰减器410提供指示每个比较结果。单元410执行公式9，其为了产生

{\hat{u_{k}}} = \hat{u},

根据相应的k^th比较结果，有选择地设置

\hat{u_{k}} = {\hat{d}}_{k}

或

{\hat{u}}_{k} = 0 .

在补偿信号发生器312中，求逆单元330接收估算值

并输出其求逆估算值

延迟单元332延迟逆估算值在一些实施例中，可以延迟的可用性。延迟单元332可以为这种延迟进行补偿。

乘法器334(从FFT单元338)接收频域脉冲噪声估算值和延迟的插入估算值

并将它们相乘以形成中间乘积

其被提供给加法器338的负输入。可选延迟单元336(如果有可选延迟单元332存在，就有可选延迟单元336)延迟均衡信号R^(eq)。加法器338接收延迟均衡信号R^(eq)，实际上并从中减去中间乘积

以形成差值R^(eq&comp)，差值R^(eq&comp)为r_k的均衡和脉冲噪声降低的频域型，并被提供给可选解映射单元236或被可选地直接提供给去交错238。

可以如下得出均衡和脉冲噪声降低信号R^(eq&comp)，其中假设

\hat{U} \approx U .

= R^{(eq)} - (\hat{D} - \hat{N}) \cdot {\hat{H}}^{- 1}

= R^{(eq)} - ((R^{(eq)} - \hat{S}) \hat{H} - \hat{N}) \cdot {\hat{H}}^{- 1}

= R^{(eq)} - (R^{(eq)} - \hat{S}) + \hat{N} \cdot {\hat{H}}^{- 1}

= \hat{S} + \hat{N} \cdot {\hat{H}}^{- 1}

在图3，注意均衡器单元304可以估算和这有助其选择安置FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元250，例如，如下所示。在根据本发明的一个可选实施例中，未提供求逆单元330；取而代之地，可以通过信号路径340从均衡器单元304直接提供

给延迟单元332。根据本发明的另一可选实施例具有提供

而不是的均衡器单元304，所以包括可选求逆单元342。求逆单元342通过信号路径344接收

并将提供给乘法器318。

图5是详细程度介于图2和3之间的接收器224的方框图。因而，图5可以作用如图3论述的可视总结。在图5中，所示的提供

或或和

的衡器304，与上述论述涉及的FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元250的选择安置保持一致。

虽然由发送机202的单元210执行QAM/PSK映射，解映射单元236是可选的。如果采用硬判决类型的FEC解码器240，则将存在解映射单元236。但是如果采用软判决类型的FEC解码器240，则可能使用解映射单元236，但这不是必须的。如果发送机202内没有交错单元208，则去交错单元238相应地也不存在于接收机224内。类似地，如果发送机202内没有加扰单元204，则解扰单元242相应地也不存在于接收机224内。

根据本发明的另一实施例，图5通过仿真信号路径，描述出一任选的限幅电路594，因其被在ADC228与单元230之间插入，而导致接收机224的改变224’。在有些环境中，脉冲噪声的波幅如此高以致于由解映射-导频插入单元314执行的解映射方面变得不可靠，而且估算脉冲噪声序列可以有效地与实际的脉冲噪声序列有明显区别。这可以通过限幅单元594引入预均衡的噪声去除进行补偿，限幅单元594相当于背景技术中的限幅单元101。在预均衡限幅自身引入失真的同时，可以将其视为加性脉冲干扰，即可以由FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元250为其补偿。

图6是根据本发明的另一实施例FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元450的方框图。单元450与单元250相似，但是增加了一个或多个额外的脉冲噪声降低级。当脉冲噪声降低单元406₀相当于脉冲噪声降低单元306并生成均衡的填零级(zeroith stage)迭代和脉冲噪声降低信号时，即R₀ ^(eq&comp)，填零级脉冲降低相当于单元302、304和406₀。第一级脉冲噪声降低相当于脉冲噪声降低单元406₁，该单元基于R₀ ^(eqq&comp)操作，并生成均衡的第一级迭代和脉冲噪声降低信号，即R₁ ^(eq&comp)。作为第一级部分，单元450包括可选延迟单元452₀，它根据单元406₀执行的过程而产生的延迟，相对地延迟

和/或类似地，作为第二级部分，单元450包括可选延迟单元452₁。

图6描述全部的P级，其中最后一级为包括脉冲噪声降低单元406_p-1的P-1级。注意由于P-1级是脉冲噪声降低的最后一级，它不包括延迟单元。换言之，在图6，虽然具有P级脉冲噪声降低，但只有P-1个延迟单元452_i。多级单元450的优点是尽管脉冲噪声估算不完全，但是迭代地估算脉冲噪声和相应地积累补偿将获得比单级脉冲噪声估算和补偿更好的噪声降低。出于实际原因，对照多级脉冲噪声降低选择单级脉冲噪声降低取决于应用FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元的使用环境。

图7A是根据本发明另一实施例，可以替换FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元250，也就是FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元750的方框图。单元750和单元250之间的相似部分在相同参考数字或相应参考数字的再次使用中被反映出来，例如，310710。单元750包括：在其他的不同中，单元250包括FFT单元302和328和IFFT单元322，而单元750不包括IFFT单元，但是不同地替代，对FFT和IFFT都采用一个FFT单元。

单元750包括FFT-脉冲噪声降低单元706和均衡器单元304。FFT-脉冲噪声降低单元706包括：FFT再使用-脉冲估算单元710；总噪声测量单元308；和补偿信号发生器312。FFT再使用-脉冲估算单元710包括：多路复用器(mux)760；FFT单元762；多路分配器(demux)764；矩阵复共轭单元766和768；标量源770；乘法器772；和峰值检测单元326。

多路复用器760和多路分配器764被控制以选择相同的输入。在单元710操作的第一相位期间，多路复用器760和多路分配器764被控制，以在第一输入端上选择信号，因此从保护单元230接收信号r_k并基于输出频域型R的FFT单元762操作。总噪声估算被共轭单元766接收，共轭单元766生成转置并将它提供给多路复用器760的第二输入端。

在单元710操作的第二相位期间，多路复用器760和多路分配器764被控制以在第二输入端上选择信号，因此基于

操作FFT单元762并生成FFT共轭单元768基于多路分配器764的第二输出端上的信号而操作，生成信号标量源，例如位于存储器中的，提供标量值

多路复用器772与信号

一起相乘，以形成时域总噪声估算作为乘积。换言之，根据下列公式，单元768-772一同操作以执行IFFT。

IFFT (x) = \frac{1}{N} [FFT (x^{*})]^{*} - - - (11)

与在单元250中一样，峰值检测单元326基于

操作以产生时域脉冲噪声估算值

在单元710操作的第三相位期间，多路复用器760和多路分配器764被控制，以在第三输入端上选择信号，因此FFT单元762基于操作并生成频域脉冲噪声估算

补偿信号发生器312中多路分配器764的第三输出端向多路复用器334提供

在下个MCM码元，例如OFDM码元，在多路复用器760的第一输入端上显现之前，单元710的三个相位的操作被完成。因此，向FFT单元762提供的与单元710中使用相同的时钟可以做得比向FFT单元302提供的与单元250中使用相同的时钟快三倍。另一方面，与单元710操作的三个相位相关的延迟可以由延迟单元332和336补偿。

与图3一样，在图7A中，应注意均衡单元304可以估算和

这有助于对应于图3中描述的单元250的另外配置的FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元750的另外配置。为了描述简洁起见，在图7A中没有描述这种另外配置。图7B是对应于图5接收机224的接收机780的可视总体方框图。注意，接收机224的部件226-230和236-242包括在接收机780中，但是为了描述简洁起见，在图7B中没有明确地描述；包括的部件226-230和236-242部件用省略符号(...)表示。与图5中的均衡器304的描述一样，图7B中示出了均衡器304提供的

或

或和以维持上述的有关FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元250的另外配置。

图8A是根据本发明至少一个实施例的FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元850的方框图。单元850类似于单元450具有多级，但用如单元750中的FFT再使用来表示。

补偿信号发生器812相当于补偿信号发生器312，但包括均衡器单元304和延迟单元336之间插入的多路复用器(mux)882。多路复用器882的第一输入端连接至均衡器单元304，同时第二输入端经过可选择延迟单元884被馈接至加法器338的输出端。

单元806的填零级的第一相位由控制地选择它的第一输入端，因此将R^(eq)传给延迟单元336等的多路复用器882表示。因此，单元806的填零级的第一相位相对于单元710操作的第一相位。单元806的填零级的第二和第三相位相对于单元710操作的第二和第三相位。

在单元806的填零级之后，多路复用器882被连接至延迟单元884的输出端。在单元806的随后各级里维持多路复用器882至延迟单元884的连接。供给FFT单元762(在单元710中)的时钟也用于单元850，但将做得比用于单元250中的供给FFT单元302的时钟快2M+1倍。

与图6中延迟单元452i包括的部件相似，也包括在迭代操作期间用于

的延迟的多路复用器890和可选延迟单元892。在填零级，多路复用器890连接至均衡器304。在随后的各级中，多路复用器890连接至延迟单元892。

另外，因为均衡器304本身可以具有存储信道估算的存储器，所以可以在均衡器304中实现多路复用器890和延迟单元892。

类似地，脉冲降低的填零级通过单元850基于R^(eq)操作，并生成均衡-脉冲噪声降低信号的填零迭代，即R₀ ^(eq&comp)。脉冲噪声降低的第一级基于R₀ ^(eq&comp)操作并生成均衡-脉冲噪声降低信号的第一迭代，即R₁ ^(eq&comp)；等。另外，多级单元450的优点是虽然脉冲噪声估算并不完全，但是迭代地估算脉冲噪声并相应地积累补偿将获得比单级脉冲噪声估算和补偿更好的噪声降低。由于实际因素，选择多级脉冲噪声降低还是单级脉冲噪声降低取决于应用FFT-均衡-脉冲噪声补偿的环境。

图8B是相对于图7B接收机780的一接收机880的可视总体方框图。如同对图7B中均衡器304的描述一样，图8B中所示的均衡器304提供有

或

或

和

同样，反馈路径886表示单元850的第二、第三、等各级。

根据本发明另一实施例，脉冲噪声补偿也可以通过图9A的FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元950在时域里发生。单元950与FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元250类似，反映在相同参考标记或相应参考标记的重复使用中，例如308908。单元950包括：FFT单元302；均衡器单元304；和脉冲噪声降低单元906。脉冲噪声降低单元906包括：总噪声测量单元908；脉冲噪声估算单元911；以及补偿信号发生器913。

总噪声测量单元908产生总噪声

的时域估算，并包括解映射和导频插入单元314；乘法器919；IFFT单元332；和加法器917。脉冲噪声估算单元911产生脉冲噪声容量

的时域估算，并包括：峰值检测单元326。补偿信号发生器913产生频域均衡和补偿信号R^(eq&comp)，并且包括：加法器939、FFT单元929、可选延迟单元330、求逆单元332和乘法器935。

重温第公式2和d_k＝n_k-u_k，然后求n_k，可以得到如下时域总噪声估算

r_{k} = h_{l} * s_{k} + (d_{k} - u_{k}) + u_{k}

= h_{l} * s_{k} + d_{k}

{\hat{d}}_{k} = r_{k} - ({\hat{s}}_{k} * {\hat{h}}_{k})

= r_{k} - IFFT (\hat{S} \cdot \hat{H}),

其中k＝0，1，...，N-1 (12)

总噪声测量单元908中，单元314接收均衡的信号R^(eq)，并产生已发送的MCM信号S的估算型

该信号提供给乘法器919，乘法器将信号与

相乘，形成频域的矩阵积 IFFT单元332将该乘积转换为时域型的其中“*”表示卷积，并提供给加法器917的负输入端。通过可选延迟单元937，加法器917还接收r_k的延迟型。换言之，加法器917从均衡信号r_k减去

并输出该差值，该差值是总噪声

的时域估算值。如果IFFT单元332引入延迟，那么提供对应于延迟单元330的延迟单元937。

脉冲噪声估算单元911的峰值检测单元326接收

并产生它本身的脉冲噪声容量

的时域估算。

补偿信号发生器913的加法器939的负输入端接收脉冲噪声容量的时域估算。加法器939还经过延迟单元937接收r_k的延迟型。换言之，加法器939从均衡信号r_k减去

并输出差值，该差值是时域补偿信号r^(comp)。FFT单元929接收r^(comp)并生成频域型R^(comp)。可选延迟单元330接收并延迟

求逆单元332基于的延迟型操作并输出延迟的乘法器935接收R^(comp)并将它与延迟的

矩阵相乘，以生成频域均衡和补偿信号R^(eq&comp)。

与图3一样，在图9A中，注意均衡单元304可以估算

和

这有助于对应于图3中描述的单元250的另外配置的FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元750的另外配置。为了说明简洁起见，在图9A中没有描述这种另外配置。图9B是对应于图5接收机224的接收机980的可视总体方框图。注意，接收机224的部件226-230和236-242包括在接收机980中，但是为了说明简洁起见，没有明确地在图9B中描述；包含的部件226-230和236-242部件用省略符号(...)表示。如同图5均衡器304的描述一样，图9B中所示的均衡器304提供了

或或

和同时，前向反馈路径988表示已接收的(经过可选延迟单元937等)被直接输入至单元950的MCM信号r_k。

图10是根据本发明至少一个实施例的FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元1050的方框图。单元1050就多级处理方面与单元450类似。当脉冲噪声降低单元1006₀产生均衡和脉冲噪声降低信号的填零迭代时，脉冲降低的填零级相当于单元302、304和1006₀，即R₀ ^(eq&comp)。脉冲噪声降低的第一级相当于脉冲噪声降低单元1006₁，其基于R₀ ^(eq&comp)操作并产生均衡和脉冲噪声降低信号的第一迭代，即R₁ ^(eq&comp)。作为第一级的部分，根据由单元1006₀执行的处理引入的延迟，单元1050包括相当于延迟和/或的延迟单元452₀，和相当于延迟r_k的可选延迟单元1054₀。类似地，作为第二级的部分，单元450包括延迟单元452₁和可选延迟单元1054₁。

图10描述了全部的P级，最后一级是包括脉冲噪声降低单元1006_p-1的P-1级。注意由于P-1级是脉冲噪声降低的最后一级，它不包括延迟单元。换言之，在图6中，虽然具有P级脉冲噪声降低，但只有P-1个延迟单元452_i和1054_i。多级单元1050的优点是尽管脉冲噪声估算不完全，但是迭代地估算脉冲噪声和相应地积累补偿将获得比单级脉冲噪声估算和补偿更好的噪声降低。另外，由于实际原因，选择多级脉冲噪声降低或单级脉冲噪声降低取决于应用FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元的环境。

图11A是根据本发明至少一个实施例的FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元(与单元950相关)的方框图。在图11中再次使用的FFT单元与图7A如何再次使用的FFT单元762相类似。

图11B是根据本发明至少一个实施例的与图11A相关的接收机1180的可视总体方框图。

图12A是根据本发明至少一个实施例的FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元(与图11A中的相应单元相关)的可视总体方框图。在图12A中再次使用的FFT单元与图11A如何再次使用的FFT单元762相类似。与图11A相关，图12A包括多路复用器1282、1292和1294，允许图12A的FFT-均衡-脉冲噪声补偿单元以对应于图10的单元1050的方式执行迭代。

图12B是根据本发明至少一个实施例，与图12A相关的接收机1280的可视总体方框图。

类似地，图11A和图12A的操作分别类似于图9A、图10、图7A和图8A的操作，因此为了简洁起见这里忽略了对其详细的说明。

注意，根据本发明其他实施例，例如780、880、980、1180和1280的每个接收机也可以被更改为包括导致接收机改变的可选限幅电路594的780’、880’、980’、1180’和1280’。

本发明实施例性能优于所述的背景技术。例如，对于给定码元，与背景技术相比，本发明的实施例可以答应给定码元在码元错误百分比中取得上至大约5dB的有关改善。而且，该有关改善反比于(和近似线性地)信号对总噪声的比率。

本发明由此被描述，显然相同的方面可以以多种方式来改变。这样的改变不被认为脱离本发明的精神和范围，所有这些想要做的修改被包括在本发明的范围内。

Claims

1.一种降低已均衡的多载波调制(MCM)信号中噪声的方法，该方法包括：

基于已均衡的信号估算脉冲噪声；和

作为估算脉冲噪声的功能，消除基于均衡信号的噪声部分。

2.如权利要求1的方法，其中多载波调制信号是正交频分多路复用(OFDM)信号。

3.如权利要求1的方法，其中消除步骤消除还作为估算信道转换函数

的功能的部分。

4.如权利要求3的方法，其中至少部分消除步骤发生在频域里。

5.如权利要求4的方法，其中消除步骤通过采用估算脉冲噪声与的逆的矩阵乘积来消除部分，和

从均衡信号中减去该乘积。

6.如权利要求3的方法，其中至少部分消除步骤发生在时域里。

7.如权利要求6的方法，其中消除步骤包括：

从接收信号中减去时域近似脉冲噪声，以形成接收信号的补偿型。

8.如权利要求7的方法，其中消除步骤进一步包括

求出时域补偿接收信号的快速傅立叶变换(FFT)，以产生频域型的补偿接收信号，和

求出该频域型补偿接收信号与的逆

的乘积。

9.如权利要求1的方法，其中估算步骤包括：

在均衡信号中近似总噪声，和

基于该近似的总噪声近似该脉冲噪声。

10.如权利要求9的方法，其中近似该脉冲噪声的步骤的至少部分发生在时域里。

11.如权利要求10的方法，其中近似该脉冲噪声的步骤包括：

基于该近似的总噪声的时域型，利用峰值检测以产生估算的脉冲噪声时域型。

12.如权利要求9的方法，其中近似总噪声的步骤的至少部分发生在频域里。

13.如权利要求12的方法，其中近似该总噪声的步骤包括：

估算包括一组发送码元的基带信号；

从均衡信号中减去该估算的基带信号以形成一组差值；和

用估算信道转换函数

乘以该组差值。

14.如权利要求9的方法，其中近似该总噪声的步骤至少部分发生在时域里。

15.如权利要求14的方法，其中近似该总噪声的步骤包括：

估算包括一组发送码元的基带信号；

求出该基带信号与估算信道转换函数

的矩阵乘积，以形成频域乘积；

求出该频域乘积的逆快速傅立叶变换(IFFT)，以形成时域型乘积；和

从接收信号中减去该时域乘积，以形成估算总噪声的时域型。

16.如权利要求1的方法，其中：

可以迭代地执行估算步骤和消除步骤，第一这样的迭代导致第一噪声降低型的均衡信号；和

该方法进一步包括

实施估算步骤和消除步骤的第二迭代，其中估算步骤基于第一噪声降低型的均衡信号进行操作；

该第二迭代生成比第一型的噪声容量低的第二噪声降低型的均衡信号。

17.如权利要求16的方法，进一步包括：

实施估算步骤和消除步骤的第三迭代，其中估算步骤基于第二噪声降低型的均衡信号进行操作；

其中该第三迭代生成比第二型的噪声容量低的第三噪声降低型的均衡信号。

18.如权利要求1的方法，进一步包括：

在均衡MCM信号之前，对超出阈值的峰值限幅；

其中均衡信号是已限幅MCM信号的均衡型。

19.如权利要求18的方法，其中限幅步骤将该MCM信号限幅至一阈值或者至零。

20.如一种用于降低所接收的多载波调制(MCM)信号中的噪声的装置，该装置包括：

一基于接收的MCM信号可操作的傅立叶变换器；

一用以均衡来自傅立叶变换器的傅立叶转换信号的可操作的均衡器；

一用以估算来自均衡器的均衡信号中总噪声的可操作的总噪声估算器；

一用以基于估算的总噪声估算脉冲噪声的可操作的脉冲噪声估算器；和

一作为估算脉冲噪声的功能，用以消除均衡信号上的脉冲噪声部分的可操作的噪声补偿器。

21.如权利要求20的装置，其中MCM信号是正交频分多路复用(OFDM)信号。

22.如权利要求20的装置，其中该噪声补偿器作为估算信道转换函数

的功能也是可操作的。

23.如权利要求22的装置，其中该噪声补偿器进行的消除是在频域内的。

24.如权利要求23的装置，其中该噪声补偿器可用以通过求出估算脉冲噪声与

的逆

的矩阵乘积，和从均衡信号中减去该乘积进行可操作的消除。

25.如权利要求22的装置，其中该噪声补偿器进行的消除是在时域内的。

26.如权利要求25的装置，其中该噪声补偿器进一步可用以通过从时域内的已接收的MCM信号中减去时域近似脉冲噪声以形成补偿信号进行可操作的消除。

27.如权利要求26的装置，其中该噪声补偿器进一步可用以：

求出时域补偿信号的快速傅立叶变换(FFT)，以生成频域型补偿信号；和

求出频域型补偿信号与

的逆的乘积。

28.如权利要求20的装置，其中该脉冲噪声估算器可操作的估算时域内的脉冲噪声。

29.如权利要求28的装置，其中该操作脉冲噪声估算器可用以通过使用峰值检测来生成基于时域型近似总噪声的时域型估算脉冲噪声进行可操作的估算。

30.如权利要求20的装置，其中该总噪声估算器可操作的提供频域内的估算总噪声。

31.如权利要求30的装置，其中总噪声估算器通过：

估算包括一组发送码元的基带信号；

从均衡信号中减去均衡基带信号，以形成一组差值；和

由估算信道转换函数分别相乘该组差值来可操作的近似该总噪声。

32.如权利要求20的装置，其中该总噪声估算器可操作的提供时域内的估算总噪声。

33.如权利要求32的装置，其中总噪声估算器通过：

估算包括一组发送码元的基带信号；

求出该基带信号与估算信道转换函数的矩阵乘积以形成乘积；

求出该乘积的逆快速傅立叶变换(IFFT)以形成时域型乘积；

从已接收的信号中减去该时域乘积以形成时域型的估算总噪声来可操作的近似该总噪声。

34.如权利要求20的装置，其中下列应用之一：

该均衡器可用以确定估算信道转换函数的逆

以及该噪声补偿器可用以对求逆来生成

该均衡器可用以确定以及该噪声补偿器可用以生成和

该均衡器可用以生成和

35.如权利要求34的装置，其中：

该总噪声估算器、脉冲噪声估算器和噪声补偿器被安置在第一级，和该噪声降低型补偿信号是这样的第一型；和

该装置进一步包括至少一个第二级，第二级具有对应的

基于反馈到此的第一噪声降低型的补偿信号可操作的第二总噪声估算器，

第二脉冲噪声估算器，和

可操作的输出具有比第一型噪声容量更低的第二噪声降低型补偿信号的第二噪声补偿器。

36.如权利要求35的装置，其中第二总噪声估算器基于已接收的反馈至此的信号也是可操作的。

37.如权利要求35的装置，其中该装置进一步包括至少一个第三级，第三级具有

一基于反馈至此的第二噪声降低型均衡信号的可操作的相应的第三总噪声估算器，

一第三级脉冲噪声估算器，和

一可用以输出具有比第二型噪声容量更低的第三噪声降低型均衡信号的第三级噪声补偿器。

38.如权利要求37的装置，其中第二总噪声估算器基于已接收的反馈至此的信号也是可操作的。

39.如权利要求20的装置，其中：

该装置进一步包括第一快速傅立叶变换(FFT)，以向该均衡器提供频域型接收信号；和

该脉冲噪声估算器包括一逆FFT(IFFT)和一第二FFT，

该IFFT提供时域型总噪声，

该脉冲噪声估算器可基于时域估算总噪声用以提供脉冲噪声的时域估算值，和

该第二FFT可用以提供频域型的估算脉冲噪声。

40.如权利要求20的装置，其中：

该脉冲噪声估算器部分地可操作的求出逆快速傅立叶(IFF)变换；

该噪声补偿器部分地可操作的求出快速傅立叶(FF)变换；

该装置进一步包括一快速傅立叶变换器(FFT)；

依据至少三种布局该装置配置为有选择地连接该FFT，

第一种布局具有的连接使得FFT的操作可以向均衡器提供已接收信号的频域型，

第二种布局具有的这种连接使得FFT的操作可以形成一部分IFF变换，和

第三种布局具有的这种连接使得FFT的操作可以形成一部分FF变换。

41.如权利要求40的装置，其中：

第一、第二和第三种布局是第一配置的部分，并且噪声降低型均衡信号是这样的第一型；和

进一步安排该装置以有选择地采用至少一第二配置，其中第二种布局基于反馈至此的第一噪声降低型均衡信号进行操作；和

第二种配置中的噪声补偿器可操作的输出具有比第一型噪声容量更低的第二噪声降低型的均衡信号。

42.如权利要求41的装置，其中：

进一步安排该装置以有选择地采用至少一第三配置，其中第三种布局基于反馈至此的第二噪声降低型均衡信号进行操作；和

第三种配置中的噪声补偿器可操作的输出具有比第二型噪声容量更低的第三噪声降低型的均衡信号。

43.一种用于降低多载波调制(MCM)信号内噪声的装置，该装置包括：

一下变换器；

一对该下变换器的输出进行数字化的模-数转换器；

一基于模-数转换器的数字化输出可操作的保护间隔消除单元；和

一基于来自该保护间隔消除单元的信号可操作的组合的FFT、均衡和脉冲噪声补偿单元。

44.如权利要求43的装置，其中组合的FFT、均衡和脉冲噪声补偿器的单元包括：

一基于来自该保护间隔消除单元的信号的可操作的均衡器；

一基于来自该均衡器的信号的可操作的总噪声估算器；

一基于来自该总噪声估算器的信号的可操作的脉冲噪声估算器；和

一基于来自该均衡器的信号与来自该脉冲噪声估算器的信号的可操作的噪声补偿器。

45.如权利要求43的装置，其中该多载波调制信号是正交频分多路复用(OFDM)信号。

46.一种降低已部分地均衡的多载波调制(MCM)信号中噪声的方法，该方法包括：

基于已被部分地均衡的信号估算脉冲噪声；和

作为估算脉冲噪声的功能，消除时域内接收信号中的噪声部分。

47.如权利要求46的方法，其中：

该消除步骤生成时域补偿信号；和

该方法进一步包括

均衡频域型补偿信号。

48.如权利要求47的方法，其中该均衡步骤作为估算信道转换函数

的功能进行均衡。