FR2858143A1 - Procede et appareil de reduction de bruit impulsionnel dans un signal a modulation multiporteuse - Google Patents
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Abstract
Un procédé de réduction de bruit impulsionnel estime un bruit impulsionnel dans un signal égalisé et supprime une partie du bruit dans le signal égalisé d'après le bruit impulsionnel estimé. Un appareil correspondant peut comprendre un convertisseur de fréquence en sens descendant (226); un convertisseur analogique-numérique (228); une unité de suppression d'intervalle de garde (230) travaillant sur le signal de sortie numérisé du convertisseur; et une unité combinée de transformation de Fourier rapide, égalisation et compensation de bruit impulsionnel (250), travaillant sur un signal de sortie de l'unité de suppression d'intervalle de garde (230).
Description
i
On connaît de façon générale des techniques de modulation multiporteuse (MCM pour "Multiple Carrier Modulation"), par exemple le multiplexage par répartition en fréquence orthogonal (OFDM pour "Orthogonal Frequency Division Multiplexing").
Comme dans d'autres techniques de communication, un signal MCM reçu (à nouveau, par exemple un signal OFDM) est soumis à du bruit introduit entre l'émetteur et le récepteur. Ce bruit contient du bruit blanc additif 10 gaussien (BBAG) et du bruit impulsionnel. De façon caractéristique, des sources de bruit impulsionnel non négligeables sont des dispositifs électroniques proches du récepteur qui présentent des champs magnétiques locaux élevés induits par la commutation de niveaux de courant 15 élevés, par exemple pendant la mise en fonction de: moteurs qui entraînent un chariot élévateur; moteurs et/ou un dispositif d'exposition dans une machine de photocopie, etc. Il est connu d'estimer (et de tenter d'éliminer) un 20 contenu de bruit impulsionnel dans le signal en modulation multiporteuse (MCM) reçu, avant que le signal ne soit égalisé (un signal "avant EQ"). La figure 1 est un schéma synoptique représentant un système MCM caractéristique, 100, qui comprend des composants pour éliminer du bruit 25 impulsionnel d'un signal avant EQ, conformément à l'art antérieur. Pour simplifier, une partie seulement du système 100 est représentée, comme indiqué par les points de suspension (.
)...DTD: De façon plus détaillée, le système 100 comprend 30 les composants connectés en série suivants: un convertisseur de sens descendant 126; une unité d'écrêtage 101; et une unité de suppression d'intervalle de garde 130.
L'unité d'écrêtage 101 comprend: un amplificateur à gain variable 180; un dispositif d'écrêtage 182; un 35 convertisseur analogique-numérique (CAN) 184; une boucle de rétroaction constituée d'une unité d'estimation de puissance 186 travaillant sur le signal de sortie du CAN 184; et une unité de calcul de seuil 188 qui travaille sur l'estimation de puissance de l'unité 186 et fournit un signal de commande de seuil à l'amplificateur 180. On peut 5 trouver des détails concernant la figure 1 dans la demande de brevet européen publiée, portant le numéro de publication EP 1 011 235. Des valeurs du signal avant EQ supérieures à ce qui est attendu de façon caractéristique sont détectées et sont soit écrêtées à un niveau de seuil 10 par le dispositif d'écrêtage 182, soit écrêtées à zéro (demande de brevet européen publiée, numéro de publication EP 1 043 874).
L'un au moins des modes de réalisation de la présente invention porte sur un procédé de réduction de 15 bruit dans un signal en modulation multiporteuse (MCM). Un tel procédé peut comprendre: l'estimation du bruit impulsionnel sur la base du signal égalisé; et la suppression d'une partie du bruit dans le signal égalisé en fonction du bruit impulsionnel estimé.
Au moins un autre des modes de réalisation de la présente invention porte sur un appareil pour réduire du bruit dans un signal en modulation multiporteuse (MCM), l'appareil comprenant: un convertisseur en sens descendant; un convertisseur analogique-numérique pour 25 numériser le signal de sortie du convertisseur en sens descendant; une unité de suppression d'intervalle de garde pouvant travailler sur le signal de sortie numérisé du convertisseur en sens descendant; et une unité combinée de transformation de Fourier rapide (FFT), égalisation et 30 compensation de bruit impulsionnel capable de travailler sur un signal provenant de l'unité de suppression d'intervalle de garde.
Des caractéristiques et avantages supplémentaires de la présente invention ressortiront plus complètement de 35 la description détaillée suivante d'exemples de modes de réalisation, et des dessins annexés.
La figure 1 est un schéma synoptique représentant un système MCM caractéristique pour la suppression de bruit impulsionnel avant EQ (égalisation), conforme à l'art antérieur.
Les autres dessins sont destinés à représenter des exemples de modes de réalisation de la présente invention et ne doivent pas être interprétés en un sens limitant son cadre.
La figure 2 est un schéma synoptique représentant 10 un système MCM conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
La figure 3 est un schéma synoptique plus détaillé de l'unité combinée de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel de la figure 2, conforme à au moins un 15 mode de réalisation de la présente invention.
La figure 4 est un schéma synoptique plus détaillé de l'unité de détection de valeurs de crête de la figure 3, conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
La figure 5 est un schéma synoptique d'un récepteur, à un niveau de détail entre celui des figures 2 et 3, conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
La figure 6 est un schéma synoptique d'une unité de 25 FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 450, conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
La figure 7A est un schéma synoptique d'une unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 30 conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
La figure 7B est un résumé visuel sous forme de schéma synoptique d'un récepteur, lié à la figure 7A qui correspond à la figure 5, conforme à au moins un mode de 35 réalisation de la présente invention.
La figure 8A est un schéma synoptique d'une unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
La figure 8B est un résumé visuel sous forme de schéma synoptique d'un récepteur lié à la figure 8A qui correspond à la figure 7B.
La figure 9A est un schéma synoptique d'une unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 10 conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
La figure 9B est un résumé visuel sous forme de schéma synoptique d'un récepteur, lié à la figure 9A qui correspond à la figure 8B, conforme à au moins un mode de 15 réalisation de la présente invention.
La figure 10 est un schéma synoptique d'une unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel conforme à un autre mode de réalisation de la présente invention.
La figure 11A est un schéma synoptique d'une unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
La figure liB est un résumé visuel sous forme de 25 schéma synoptique d'un récepteur, lié à la figure 11A, conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
La figure 12A est un schéma synoptique d'une unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 30 conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
La figure 12B est un résumé visuel sous forme de schéma synoptique d'un récepteur, lié à la figure 12A, conforme à au moins un mode de réalisation de la présente 35 invention.
Dans le développement de la présente invention, on a reconnu le problème suivant dans l'art antérieur, et on a déterminé ses caractéristiques physiques. Concernant la suppression du bruit avant EQ, la majeure partie du contenu 5 de bruit impulsionnel notable a des amplitudes qui sont comparables ou inférieures aux plus grandes amplitudes attendues de façon caractéristique dans le signal MCM reçu avant EQ. Un tel bruit impulsionnel de moindre amplitude se masque en prenant l'aspect de données émises. La 10 suppression du bruit avant EQ est incapable de détecter (et donc incapable de réduire) le contenu de bruit impulsionnel masqué. Un aspect de la présente invention consiste en ce que ce problème peut être résolu en réduisant (ou même en supprimant) le bruit impulsionnel après que le signal MCM 15 reçu a été égalisé ou, en d'autres termes, en effectuant une suppression de bruit impulsionnel du type "après E". La suppression du bruit impulsionnel après E conforme à un aspect de la présente invention peut détecter (et donc réduire, sinon supprimer) le contenu de bruit impulsionnel 20 masqué.
Pour un signal en modulation multiporteuse (MCM) reçu (dont une version du domaine de fréquence est R) qui correspond à un signal MCM émis (dont une version du domaine de fréquence est S), et qui a été égalisé (un 25 signal "après E"), des modes de réalisation de la présente invention réduisent le bruit impulsionnel dans le signal après E. Par exemple, le signal MCM peut être un signal en multiplexage par répartition en fréquence orthogonal (OFDM pour "Orthogonal Frequency-Division Multiplexing"). Du 30 bruit impulsionnel dans le signal après E est estimé et ensuite une partie du bruit impulsionnel dans le signal après E est réduite (ou même supprimée), conformément au bruit impulsionnel estimé. L'estimation du bruit impulsionnel est basée sur une approximation du bruit total 35 dans le signal après E. D'autres modes de réalisation de la présente invention suppriment également la partie (de bruit impulsionnel dans le signal après E) sous la dépendance d'une fonction de transfert de canal estimée (H). Par exemple, on peut effectuer ceci en prenant le produit matriciel (produit élément par élément) du bruit impulsionnel estimé et d'un inverse (H-') de H, et en soustrayant ensuite le produit matriciel du signal égalisé (dont la version du domaine des fréquences est R(eq)).
La figure 2 est un schéma synoptique représentant un système MCM, par exemple OFDM, 200, conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention. Le système 200 comprend un émetteur 202 et un récepteur 224.
L'émetteur 202 comprend: une unité d'embrouillage 204; un 15 codeur de correction d'erreurs sans voie de retour (FEC pour "Forward Error Correction") 206; une unité d'entrelacement 208; une unité d'application de modulation d'amplitude en quadrature (QAM), modulation par déplacement de phase (PSK) (QAM/PSK) 210; une unité d'insertion de 20 signal pilote 212; une unité de transformation de Fourier rapide inverse (IFFT pour "Inverse Fast Fourier Transform") 214; et une unité d'intervalle de garde 216 pour ajouter un intervalle de garde. Lorsque le canal de communication est un canal en espace libre 222, l'émetteur 202 peut en outre 25 inclure un convertisseur numérique-analogique (CNA) 218 et un convertisseur en sens montant 220; et le système 200 comprend de façon correspondante une antenne 221 (associée à l'émetteur 202) et une antenne 223 (associée au récepteur 224).
Le récepteur 224 comprend: une unité de suppression d'intervalle de garde 230; une unité combinée de Transformation de Fourier Rapide (FFT), Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 250 (elle-même conforme à des modes de réalisation de la présente invention); une 35 unité d'application inverse facultative 236; une unité de désentrelacement 238; un décodeur de FEC 240; et une unité de désembrouillage 242. Lorsque le canal de communication est un canal en espace libre 222, le récepteur 224 comprend en outre: un convertisseur en sens descendant 226; et un convertisseur analogique-numérique (CAN) 228.
De façon caractéristique, mais non nécessairement, le canal de communication sera un canal en espace libre 222; selon une variante, le canal de communication peut être un fil, un guide d'ondes, etc. Ceci est représenté sur la figure 2 par d'autres canaux de communication possibles, 10 244 et 246. Si le canal de communication 246 était utilisé, le convertisseur en sens montant 220, les antennes 221 et 223 et le convertisseur en sens descendant 226 ne seraient pas présents. Si le canal de communication 244 était utilisé, le CNA 218 et le CAN 228, ainsi que les composants 15 220-226, ne seraient pas présents.
Dans l'émetteur MCM 202, un ensemble de bits d'information traverse l'unité d'embrouillage 204, le codeur de FEC 206, l'unité d'entrelacement 208 et est ensuite appliqué vers des symboles en bande de base {Sk} en 20 utilisant des techniques de modulation telles que la modulation par déplacement de phase (PSK) et/ou la modulation d'amplitude en quadrature (QAM), par l'unité d'application de QAM/PSK 210. L'insertion de signal pilote est effectuée sur le bloc de signaux en bande de base par 25 l'unité d'insertion de pilote 212. Le signal de sortie de l'unité d'insertion de pilote 212 est traité par l'unité d'IFFT 214. Le signal de sortie de l'unité d'IFFT 214 est traité par l'unité d'intervalle de garde 216 pour ajouter des intervalles de garde, et le signal résultant est soumis 30 à une conversion numérique-analogique par le CNA 218 (en supposant que le canal de communication soit le canal 222 ou 246).
Pour chaque intervalle de symbole de canal, le signal de sortie de l'unité d'IFFT 214 peut être représenté 35 par l'équation du domaine temporel suivante. N-1
s(t) = Z SkeJ2kAft avec 0 < t < Ts (1) k=O avec les notations suivantes: N est le nombre de sous-porteuses dans le signal MCM; Af est la séparation entre des sous-porteuses adjacentes; et Ts est l'intervalle de symbole de canal.
Après être passé par le canal de communication, puis avoir été converti en sens descendant (en supposant 10 que le canal de communication 222 soit utilisé) par le convertisseur en sens descendant 226, puis avoir été numérisé par le CAN 228, avoir ensuite fait l'objet de la suppression de l'intervalle de garde (par l'unité 230) et avoir ensuite été synchronisé, le signal résultant (rk) 15 appliqué à l'unité 250 peut être décrit par l'équation à temps discret suivante (par opposition à une équation à temps continu).
rk = h1 * sk + nk + Uk (2) dans laquelle: k = 0, 1, ..., N-1; Sk = s(kTs/N); h1 est la réponse impulsionnelle du canal (1 =1, ..., L, en désignant par L la longueur de la réponse impulsionnelle de canal); nk est le terme de bruit blanc additif gaussien (BBAG); Uk est le brouillage par bruit impulsionnel; et "*" désigne la convolution.
La figure 3 est un schéma synoptique plus détaillé 30 de l'unité combinée de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 250, conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention. L'unité 250 comprend: une unité de transformation de Fourier rapide ou FFT 302; une unité d'égaliseur 304; et une unité de réducteur de bruit impulsionnel 306. L'unité de réducteur de bruit impulsionnel 306 comprend: une unité de mesure de bruit total 308; une unité d'estimation de bruit impulsionnel 310; et un générateur de signal compensé 312.
L'unité de FFT 302 travaille sur le signal MCM rk qui est obtenu à partir de l'unité de garde 230 et émet la version du domaine des fréquences R. Le signal de sortie R de l'unité de FFT 302 est une série de valeurs de symboles 10 de données et pilote pour chaque symbole codé dans le signal MCM reçu rk. Relativement à l'Equation n 2, le signal de sortie R peut être représenté dans le domaine de fréquence par l'équation suivante: R = H e S + N + U (3) dans laquelle: H est la transformée de Fourier Discrète (DFT) de la réponse impulsionnelle du canal; S est la DFT du signal MCM émis; N est la DFT du terme de bruit blanc additif 20 gaussien (BBAG) (également appelé bruit de fond); U est la DFT du terme de bruit impulsionnel; * désigne la multiplication matricielle (élément par élément) telle que, pour S = {SO, Sl, ...} et H = {H0, Hi, ...}, SH = {SoHo, S1H1, ...}; et les lettres en gras et en MAJUSCULES indiquent une NOTATION VECTORIELLE dans le domaine de fréquence.
On suppose que la fonction de transfert de canal estimée (H) fournie par l'égaliseur 304 est approximativement égale à la fonction de transfert de canal 30 réelle (H), c'est-à-dire H H, et -1 H-1, et H-1 * H I, avec I = {1, 1, 1, ..., 1}.
L'unité d'égaliseur 304 de la figure 3 travaille sur R et émet vers l'unité de réducteur de bruit impulsionnel 306 une version égalisée R(eq) et une estimation H de la réponse impulsionnelle de canal. Le calcul suivant donne l'équation pour le signal égalisé R(eq) R(eq) =R H= (H}S+N+ U). h-1 =H.S.f- +(N+U).-' (4) =S+(N+U)..-l R(eq) = S+D--' avec les notations suivantes: R(eq) est (ici encore) la version égalisée du signal reçu Hl ={HO,'HI,..., HN'-} ; et D = N + U est le bruit total dans le domaine de 10 fréquence.
En résolvant vis-à-vis de D l'Equation n 4, et en substituant H à H, on obtient l'équation suivante pour le bruit total estimé, D. R(eq) * H = S a H + D R(eq) * H = S * H = D, en supposant que H H D = (R(eq) -S) * H (5) L'unité de mesure de bruit total 308 produit une estimation du domaine de fréquence du bruit total (D) et comprend une unité d'application inverse et d'insertion de 20 pilote 314, un additionneur 316; et un multiplieur 318.
L'unité d'estimation de bruit impulsionnel 310 produit une estimation du domaine de fréquence du bruit impulsionnel ê et comprend: une unité d'IFFT 322, une unité de détection de valeurs de crête 326, et une unité de FFT 328. Le 25 générateur de signal compensé 312 effectue une réduction du bruit impulsionnel après E (donnant un signal du domaine de fréquence R(eq&c mP) et comprend: une unité d'inversion 1l 330; une unité de retard facultative 332; un multiplieur 334; une unité de retard facultative 336; et un additionneur 338.
Dans l'unité de mesure de bruit total 308, l'unité 5 314 reçoit le signal égalisé R(eq) et produit une version estimée S du signal MCM émis S, qui est appliquée à une entrée négative de l'additionneur 316. L'additionneur 316 reçoit également le signal égalisé R(eq). En d'autres termes, l'additionneur 316 soustrait S du signal égalisé 10 R(eq) et fournit en sortie la différence. Le multiplieur 318 reçoit la différence R(eq) - S et effectue une multiplication matricielle de celle-ci avec H pour former une estimation du bruit total (D), avec D = (R(eq) - S) *H. Des unités de retard facultatives, telles que l'unité 15 de retard 332, sont incorporées pour tenir compte d'un retard introduit par la transformation de Fourier rapide, qui est un exemple de retard introduit par un traitement de signal. De telles unités de retard sont de façon habituelle ajoutées et/ou manipulées (en ce qui concerne des 20 caractéristiques de fonctionnement) dans le cadre de la mise en oeuvre de la technologie de traitement de signal par matériel, conformément aux contraintes d'un ensemble donné de circonstances.
Dans l'unité d'estimation de bruit impulsionnel 25 310, l'unité d'IFFT 322 reçoit l'estimation de bruit total D et émet la version du domaine temporel (d). L'unité de détection de valeurs de crête 326 travaille sur l'estimation de bruit total d et génère une estimation de son contenu de bruit impulsionnel (û) dans le domaine 30 temporel. L'unité de FFT 328 reçoit l'estimation de bruit impulsionnel du domaine temporel û = {ûO, û1, ..., UN-1} et fournit en sortie la version du domaine de fréquence (ê).
Le bruit impulsionnel peut être estimé de la façon suivante (dans le domaine de fréquence).
27rkti 2nkt 2nktL Uk =Ate(j2kt+ At(j2e kt2)+ A +A Ne 2 kt) (6} pour k = O0,1,...N-1 avec les notations suivantes: L est le nombre d'échantillons dans un symbole MCM affectés par du bruit impulsionnel; tl, t2, ..., tL sont les positions des échantillons; et A1, A2, ..., AL sont les amplitudes complexes des échantillons.
Si à la fois le bruit total, D, et le BBAG, N, peuvent être estimés (D, N) , alors le bruit impulsionnel, 10 U, peut être estimé en résolvant l'équation D = N + U de la façon suivante.
ê = D - N (7) Cependant, il n'est pas aisé de distinguer N de U dans le domaine de fréquence. De ce fait, l'Equation n 7 15 est retransformée vers le domaine temporel par une transformation de Fourier rapide inverse (IFFT). Suivant la figure 3, l'unité d'IFFT 322 travaille (à nouveau) sur l'estimation de bruit total D émise par l'unité de mesure de bruit total 308. On va maintenant envisager le 20 fonctionnement de l'unité de détection de valeurs de crête 326.
Pour faire la distinction entre des échantillons de bruit impulsionnel uk et des échantillons de bruit BBAG, nk, l'unité de détection de valeurs de crête 326 peut 25 mettre en oeuvre une règle de distinction. Une telle règle utilise une estimation de la variance 6, de d, le terme étant donné par l'équation suivante.
! N-1 2 f N k=O Id (8) Un exemple de la règle de distinction mise en oeuvre 30 par l'unité de détection de valeurs de crête 326 pour faire la distinction entre des échantillons de bruit impulsionnel Uk et des échantillons de bruit BBAG nk, est le suivant.
êk {dk, pour dkl >C k = 0,1,...,N- 1(9) k = sinon avec la notation suivante: C est une valeur de seuil correspondant à une faible probabilité de fausse détection.
La figure 4 est un schéma synoptique plus détaillé de l'unité de détection de valeurs de crête 326 conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
L'unité de détection de valeurs de crête 326 comprend: une 10 unité de calcul de carré de matrice 402; une unité 404 pour sommer des éléments d'une matrice; un multiplieur scalaire 406; un comparateur 408; et un atténuateur sélectif 410.
L'unité de calcul de carré de matrice 402 reçoit la version du domaine temporel d = {dk} de l'estimation de 15 bruit total D provenant de l'unité d'IFFT 322 et effectue une multiplication matricielle pour calculer le carré de {dk}, qui est {Idk 2}. L'unité 404 travaille sur le produit provenant de l'unité 402 pour produire une somme scalaire C2 des N éléments dans {Idk12}, qui est multipliée par -- dans 20 le multiplieur 406, pour produire le produit Co2. Le comparateur 408 compare chaque kième élément {Idk12} avec le produit Co2, et fournit une indication à l'atténuateur sélectif 410 pour chaque comparaison. L'Equation n 9 est mise en oeuvre par l'unité 410, qui fixe sélectivement 25 Uk = dk ou Uk = 0, sous la dépendance de la kième comparaison correspondante, afin de produire {uêk} = êDans le générateur de signal compensé 312, l'unité d'inversion 330 reçoit une estimation H et émet son inverse (H-). L'unité de retard 332 retarde l'estimation 30 inversée H-1 Dans certaines formes de réalisation, la disponibilité de U pourrait être retardée. L'unité de retard 332 peut compenser un tel retard.
Le multiplieur 334 reçoit l'estimation de bruit impulsionnel du domaine de fréquence U (provenant de l'unité de FFT 338) et l'estimation inversée retardée H-1, et les multiplie ensemble pour former un produit 5 intermédiaire UêH-1, qui est appliqué à une entrée négative de l'additionneur 338. L'unité de retard facultative 336 (qui est présente si l'unité de retard facultative 332 est présente) retarde le signal égalisé R(eq) L'additionneur 338 reçoit le signal égalisé retardé 10 R(eq) et, en fait, le soustrait du produit intermédiaire HeR-1, pour former la différence R(eq&c mP), qui est une version du domaine de fréquence de rk, égalisée et à bruit impulsionnel réduit, et qui est appliquée à l'unité d'application inverse 236 facultative, ou facultativement 15 directement à l'unité de désentrelacement 238.
Le signal égalisé et à bruit impulsionnel réduit R(eq&comp) peut être calculé de la façon suivante, dans laquelle on suppose que U U. R(eq&c mp) =R(eq) - _ U H-' =R (eq)-S)20 =R(eq)-R(eq)-)-)-' =R(eq) -(R (eq) + j.H -' =S+N.W'I R(eq&comp) = S + N H-' (10) Sur la figure 3, on note que l'unité d'égaliseur 304 peut estimer à la fois H et H-1. Ceci se prête à d'autres arrangements de l'unité de FFT, Egalisation et 25 Compensation de Bruit Impulsionnel 250, par exemple de la façon suivante. Dans un autre mode de réalisation conforme à la présente invention, l'unité d'inversion 330 n'est pas incorporée; à la place, H-1 peut être directement appliquée par l'unité d'égaliseur 304 à l'unité de retard 30 332, par la voie de signal 340. Dans un autre mode de réalisation possible conforme à la présente invention, l'unité d'égaliseur 304 fournit H-1, mais non H, ce qui fait qu'une unité d'inversion 342 facultative est incluse.
L'unité d'inversion 342 reçoit H-1 par une voie de signal 344 et fournit H au multiplieur 318.
La figure 5 est un schéma synoptique du récepteur 224, à un niveau de détail intermédiaire entre celui des figures 2 et 3. De cette manière, la figure 5 peut constituer un résumé visuel de l'explication de la figure 3. Sur la figure 5, l'égaliseur 304 est représenté comme un 10 élément fournissant H, ou H-1 ou H & H-1, conformément à l'explication ci-dessus concernant d'autres arrangements de de l'unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 250.
Bien qu'une application QAM/PSK soit effectuée par 15 l'unité 210 de l'émetteur 202, l'unité d'application inverse 236 est facultative. Si un décodeur de FEC 240 du type à décision ferme est utilisé, alors l'unité d'application inverse 236 doit être présente. Cependant, si un décodeur de FEC 240 du type à décision souple est 20 utilisé, alors l'unité d'application inverse 236 pourrait être utilisée, mais n'est pas nécessaire. Si l'unité d'entrelacement 208 n'est pas présente dans l'émetteur 202, alors de façon correspondante l'unité de désentrelacement 238 ne sera pas présente dans le récepteur 224. De façon 25 similaire, si l'unité d'embrouillage 204 n'était pas présente dans l'émetteur 202, alors l'unité de désembrouillage 242 ne serait pas présente dans le récepteur 224.
Un circuit d'écrêtage 594 facultatif est représenté 30 sur la figure 5, au moyen de voies de signal en pointillés, comme étant interposé entre le CAN 228 et l'unité 230, ce qui conduit à une variante 224' du récepteur 224, conformément à un autre mode de réalisation de la présente invention. Dans certaines circonstances, des amplitudes de 35 bruit impulsionnel sont si élevées que l'aspect d'application inverse mis en oeuvre par l'unité d'application inverse et d'insertion de pilote 314 peut devenir non fiable, et la séquence de bruit impulsionnel estimée peut différer notablement de la véritable séquence de bruit impulsionnel. On peut compenser ceci en 5 introduisant une suppression de bruit avant EQ, au moyen de l'unité d'écrêtage 594, qui correspond à l'unité d'écrêtage 101 de l'art antérieur. Bien que l'écrêtage avant EQ introduise lui-même une distorsion, on peut la considérer comme une perturbation impulsionnelle additive qui peut 10 être compensée par l'unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 250.
La figure 6 est un schéma synoptique d'une unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 450 conforme à un autre mode de réalisation de la présente 15 invention. L'unité 450 est similaire à l'unité 250, mais ajoute un ou plusieurs étages supplémentaires de réduction de bruit impulsionnel. L'étage de réduction d'impulsion de rang zéro correspond aux unités 302, 304 et 4060, l'unité de réducteur de bruit impulsionnel 4060 correspondant à 20 l'unité de réducteur de bruit impulsionnel 306 et produisant l'itération de rang zéro du signal égalisé et à bruit impulsionnel réduit, c'est-à-dire Ro (eq&comp). Le premier étage de réduction de bruit impulsionnel correspond à l'unité de réducteur de bruit impulsionnel 4061, qui 25 travaille sur RO0(eq&comp) et produit la première itération du signal égalisé et à bruit impulsionnel réduit, c'est-àdire Rl(eq&comp). L'unité 450 comprend, dans le cadre du premier étage, une unité de retard 4520 facultative qui retarde de façon correspondante H et/ou H-1, conformément 30 au retard induit par le traitement effectué par l'unité 4060. De façon similaire, l'unité 450comprend une unité de retard 4521 facultative, dans le cadre du second étage.
La figure 6 représente un total de P étages, le dernier étage étant l'étage P-1 qui comprend une unité de 35 réducteur de bruit impulsionnel 406p_1. On note que l'étage P-1 ne comprend pas une unité de retard, du fait que c'est l'étage final de réduction de bruit impulsionnel. En d'autres termes, sur la figure 6, il y a P étages de réduction de bruit impulsionnel, mais P-1 unités de retard 4521. Un avantage de l'unité multi-étage 450 consiste en ce 5 que l'estimation de bruit impulsionnel n'est pas parfaite, mais l'estimation itérative du bruit impulsionnel et la compensation cumulative correspondante parviendront à une meilleure réduction de bruit qu'un seul étage d'estimation et de compensation de bruit impulsionnel. En pratique, le 10 choix d'un seul étage ou d'étages multiples de réduction de bruit impulsionnel dépend des circonstances de l'utilisation à laquelle une unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel est appliquée.
La figure 7A est un schéma synoptique d'une unité 15 utilisable à la place de l'unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 250, c'est-à-dire une unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 750, conforme à un autre mode de réalisation de la présente invention. La réutilisation des mêmes 20 numéros d'éléments ou de numéros d'éléments correspondants, par exemple 310 <->e 710, traduit des similitudes entre l'unité 750 et l'unité 250. Entre autres différences, l'unité 250 comprend des unités de FFT 302 et 328 et une unité d'IFFT 322, tandis que l'unité 750 ne comprend pas 25 une unité d'IFFT mais, à la place, utilise de manière différente une seule unité de FFT à la fois pour la FFT et 1'IFFT.
L'unité 750 comprend une unité de FFT et de réducteur de bruit impulsionnel 706 et une unité 30 d'égaliseur 304. L'unité de FFT et de réducteur de bruit impulsionnel 706 comprend: une unité de Réutilisation de FFT et d'Estimation d'Impulsions 710; une unité de mesure de bruit total 308; et un générateur de signal compensé 312. L'unité de Réutilisation de FFT et d'Estimation 35 d'Impulsions 710 comprend: un multiplexeur (MUX) 760; une unité de FFT 762; un démultiplexeur (DEMUX) 764; des unités de calcul de conjugé complexe de matrice 766 et 768; une source scalaire 770; un multiplieur 772; et une unité de détection de valeurs de crête 326.
Le multiplexeur 760 et le démultiplexeur 764 sont 5 commandés de façon à sélectionner la même entrée. Pendant une première phase de fonctionnement de l'unité 710, le multiplexeur 760 et le démultiplexeur 764 sont commandés pour sélectionner des signaux à la première entrée, et par conséquent un signal rk est reçu à partir de l'unité 10 d'intervalle de garde 230 et traité par l'unité de FFT 762, qui fournit en sortie une version du domaine de fréquence R. L'estimation de bruit total D est reçue par l'unité de calcul de conjugué 766, qui produit la transposée D* et l'applique à la seconde entrée du multiplexeur 760.
Pendant une seconde phase de fonctionnement de l'unité 710, le multiplexeur 760 et le démultiplexeur 764 sont commandés pour sélectionner des signaux sur la seconde entrée, et par conséquent l'unité de FFT 762 travaille sur D* et produit FFT(D*). L'unité de conjugué 768 travaille 20 sur les signaux sur la seconde sortie du démultiplexeur 764, qui produit le signal [FFT(b*)] . La source scalaire, par exemple une position en mémoire, produit la valeur scalaire -, que le multiplieur 772 multiplie avec le
N
signal [FFT(f')]* pour former une estimation de bruit total 25 du domaine temporel d pour le produit. En d'autres termes, les unités 768 - 772 fonctionnent ensemble pour effectuer une transformation de Fourier rapide inverse (IFFT) conformément à l'équation suivante.
1 EFTx'] IFFT(x) [FFT(x*) (11) Comme dans l'unité 250, l'unité de détection de valeurs de crête 326 travaille sur d pour produire une estimation de bruit impulsionnel du domaine temporel û.
Pendant une troisième phase de fonctionnement de l'unité 710, le multiplexeur 760 et le démultiplexeur 764 sont commandés pour sélectionner des signaux sur la troisième entrée, et par conséquent l'unité de FFT 762 5 travaille sur û et produit une estimation de bruit impulsionnel du domaine de fréquence U. La troisième sortie du démultiplexeur 764 fournit ê au multiplieur 334 dans le générateur de signal compensé 312.
Les trois phases de fonctionnement de l'unité 710 10 doivent être achevées avant que le symbole de MCM suivant, par exemple un symbole d'OFDM, apparaisse à la première entrée du multiplexeur 760. Par conséquent, une horloge appliquée à l'unité de FFT 762 qui est utilisée dans l'unité 710 peut être réglée de façon à être trois fois 15 plus rapide que l'horloge appliquée à l'unité de FFT 302, utilisée dans l'unité 250. Selon une variante, un retard associé aux trois phases de fonctionnement de l'unité 710 peut être compensé par des unités de retard 332 et 336.
Sur la figure 7A, comme sur la figure 3, on note 20 que l'unité d'égaliseur 304 peut estimer à la fois H et H1. Ceci se prête à d'autres arrangements de l'unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 750 qui correspondent aux autres arrangements de l'unité 250 représentée sur la figure 3. De tels autres arrangements ne 25 sont pas représentés sur la figure 7A, pour la simplicité de l'illustration. La figure 7B est un résumé visuel sous forme de schéma synoptique d'un récepteur 780 qui correspond au récepteur 224 de la figure 5. On note que des composants 226-230 et 236-242 du récepteur 224 sont inclus 30 dans le récepteur 780 mais ne sont pas explicitement représentés sur la figure 7B, pour la simplicité de l'illustration; l'inclusion des composants 226-230 et 236242 est indiquée par les points de suspension (...). Comme avec la représentation de l'égaliseur 304 sur la figure 5, 35 l'égaliseur 304 sur la figure 7B est représenté comme un élément fournissant H, ou H-1 ou H & H-1, en accord avec l'explication ci- dessus concernant d'autres arrangements de l'unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 250.
La figure 8A est un schéma synoptique d'une unité 5 de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 850 conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention. L'unité 850 est similaire à l'unité 450 par le fait qu'elle a de multiples étages, mais elle présente une réutilisation de FFT, comme dans l'unité 750. 10 Le générateur de signal compensé 812 correspond au générateur de signal compensé 312 mais comprend un multiplexeur (MUX) 882 interposé entre l'unité d'égaliseur 304 et l'unité de retard 336. La première entrée du multiplexeur 882 est connectée à l'unité d'égaliseur 304, 15 tandis que la seconde entrée est connectée en rétroaction à la sortie de l'additionneur 338, par l'intermédiaire d'une unité de retard 884 facultative.
La première phase de l'étage de rang zéro de l'unité 806 est représentée par la commande du multiplexeur 20 882 de façon à sélectionner sa première entrée, pour transmettre ainsi R(eq) à l'unité de retard 336, etc. De ce fait, la première phase de l'étage de rang zéro de l'unité 806 correspond à la première phase de fonctionnement de l'unité 710. Les seconde et troisième phases de l'étage de 25 rang zéro de l'unité 806 correspondent aux seconde et troisième phases du fonctionnement de l'unité 710.
Après l'étage de rang zéro de l'unité 806, le multiplexeur 882 est connecté à la sortie de l'unité de retard 884. La connexion du multiplexeur 882 à l'unité de 30 retard 884 est maintenue dans les étages de l'unité 806 qui suivent. Une horloge appliquée à l'unité de FFT 762 (à l'intérieur de l'unité 710) est également utilisée dans l'unité 850, mais doit être réglée de façon à être 2M+l fois plus rapide que l'horloge appliquée à l'unité de FFT 35 302 utilisée dans l'unité 250.
2858143' De plus, le multiplexeur 890 et l'unité de retard 892 facultative sont inclus pour retarder H pendant des opérations d'itération similaires à l'inclusion d'unités de retard 4521 sur la figure 6. Dans l'étage de rang zéro, le 5 multiplexeur 890 est connecté à l'égaliseur 304. Dans des étages qui suivent, le multiplexeur 890 est connecté à l'unité de retard 892.
Selon une variante, du fait que l'égaliseur 304 lui-même peut avoir une mémoire pour stocker une estimation 10 de canal, le multiplexeur 890 et l'unité de retard 892 peuvent être réalisés à l'intérieur de l'égaliseur 304.
De façon similaire, l'étage de rang zéro de réduction d'impulsion par l'intermédiaire de l'unité 850 travaille sur R(eq) et produit l'itération de rang zéro du 15 signal égalisé et à bruit impulsionnel réduit, c'est-àdire R0(eq&comp). Le premier étage de réduction de bruit impulsionnel travaille sur R0(eq&comp) et produit la première itération du signal égalisé et à bruit impulsionnel réduit, c'est-à-dire Rl(eq&c mp); etc. Ici 20 encore, un avantage de l'unité multi-étage 450 consiste en ce qu'une estimation de bruit impulsionnel n'est pas parfaite, mais le fait d'estimer le bruit impulsionnel de manière itérative, et de le compenser de manière cumulative, de façon correspondante, procurera une 25 meilleure réduction de bruit qu'un seul étage d'estimation et de compensation de bruit impulsionnel. En pratique, le choix d'un seul étage ou d'étages multiples de réduction de bruit impulsionnel dépend des circonstances de l'utilisation à laquelle une unité de FFT, Egalisation et 30 Compensation de Bruit Impulsionnel est appliquée.
La figure 8B est un résumé visuel sous forme de schéma synoptique d'un récepteur 880 qui correspond au récepteur 780 de la figure 7B. Comme avec la représentation de l'égaliseur 304 sur la figure 7B, l'égaliseur 304 sur la 35 figure 8B est représenté comme un élément fournissant H, ou f-' ou H & i-1. De plus, une voie de rétroaction 886 représente les second, troisième, etc., étages de l'unité 850.
La compensation de bruit impulsionnel peut également être effectuée dans le domaine temporel par 5 l'intermédiaire de l'unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 950 de la figure 9A, conformément à un autre mode de réalisation de la présente invention. L'unité 950 a des similitudes avec l'unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 250, 10 comme le traduit la réutilisation des mêmes numéros d'éléments ou de numéros d'éléments correspondants, par exemple 308 <-e 908. L'unité 950 comprend: l'unité de FFT 302; l'unité d'égaliseur 304; et une unité de réducteur de bruit impulsionnel 906. L'unité de réducteur de bruit 15 impulsionnel 906 comprend: une unité de mesure de bruit total 908; une unité d'estimation de bruit impulsionnel 911;. et un générateur de signal compensé 913.
L'unité de mesure de bruit total 908 produit une estimation du bruit total (d) dans le domaine temporel et 20 comprend une unité d'application inverse et d'insertion de pilote 314; un multiplieur 919; une unité de transformation de Fourier rapide inverse (IFFT) 332; et un additionneur 917. L'unité d'estimation de bruit impulsionnel 911 produit une estimation dans le domaine temporel du contenu de bruit 25 impulsionnel û (et comprend l'unité de détection de valeurs de crête 326). Le générateur de signal compensé 913 produit un signal égalisé et compensé dans le domaine de fréquence, R(eq&c mP) et comprend: un additionneur 939; une unité de FFT 929; l'unité de retard facultative 330; l'unité 30 d'inversion 332; et un multiplieur 935.
En rappelant l'Equation n 2 et la relation dk = nk-uk, et en résolvant ensuite vis-à-vis de nk, on peut calculer de la manière suivante l'estimation de bruit total d dans le domaine temporel.
rk =h *Sk +(dk -uk)+Uk = h, *S + dk k = rk - (Sk * hk) = rk - IFFT (SeH), avec k = 0,l,...,N-1 (12) Dans l'unité de mesure de bruit total 908, l'unité 314 reçoit le signal égalisé R(eq) et produit une version estimée S du signal de MCM émis S, qui est fournie au multiplieur 919, qui la multiplie avec H pour former un produit matriciel du domaine de fréquence Sâ.H Ce produit 10 est transformé par l'unité d'IFFT 332 sous la forme de la version du domaine temporel s*h, dans laquelle "*" désigne la convolution, et est appliqué à une entrée négative de l'additionneur 917. L'additionneur 917 reçoit également une version retardée de rk, par l'intermédiaire de l'unité de 15 retard facultative 937. En d'autres termes, l'additionneur 917 soustrait â*h du signal égalisé rk, et fournit en sortie la différence, qui est l'estimation du bruit total a dans le domaine temporel. Si l'unité d'IFFT 332 introduit un retard, alors l'unité de retard 937 est 20 incorporée, et il en est de même pour l'unité de retard 330.
L'unité de détection de valeurs de crête 326 de l'unité d'estimation de bruit impulsionnel 911 reçoit d et génère l'estimation dans le domaine temporel de son contenu 25 de bruit impulsionnel u.
Une entrée négative de l'additionneur 939 du générateur de signal compensé 913 reçoit l'estimation dans le domaine temporel du contenu de bruit impulsionnel u.
L'additionneur 939 reçoit également la version retardée de 30 rk, par l'intermédiaire de l'unité de retard 937. En d'autres termes, l'additionneur 939 soustrait û du signal égalisé rk et fournit en sortie la différence, qui est le signal compensé dans le domaine temporel r(cmp). L'unité de FFT 929 reçoit r(c mP) et produit la version dans le domaine de fréquence R(c mP). L'unité de retard 330 facultative reçoit et retarde H. L'unité d'inversion 332 travaille sur la version retardée de H et fournit en sortie (H-1) 5 retardé. Le multiplieur 935 reçoit R(c mP) et effectue une multiplication matricielle de celui-ci avec H-1 retardé, pour former le signal égalisé et compensé R(eq&c mP) dans le domaine de fréquence.
Sur la figure 9A, comme sur la figure 3, on note 10 que l'unité d'égaliseur 304 peut estimer à la fois H et H1. Ceci se prête à d'autres arrangements de l'unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 950 qui correspondent aux autres arrangements de l'unité 250 représentée sur la figure 3. De tels autres arrangements ne 15 sont pas représentés sur la figure 9A, pour la simplicité de l'illustration. La figure 9B est un résumé visuel sous forme de schéma synoptique d'un récepteur 980 qui correspond au récepteur 224 de la figure 5. On note que les composants 226-230 et 236-242 du récepteur 224 sont inclus 20 dans le récepteur 980 mais ne sont pas représentés explicitement sur la figure 9B, pour la simplicité de l'illustration; l'inclusion des composants 226-230 et 236242 est indiquée par les points de suspension (...). Comme avec la représentation de l'égaliseur 304 sur la figure 5, 25 l'égaliseur 304 sur la figure 9B est représenté comme un élément fournissant H, ou H-1 ou H & H-1. De plus, un chemin d'action directe 988 représente le signal de MCM rk reçu qui est directement appliqué à l'unité 950 (par l'intermédiaire de l'unité de retard facultative 937, 30 etc.).
La figure 10 est un schéma synoptique d'une unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel 1050 conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention. L'unité 1050 est similaire à l'unité 35 450 par le fait qu'elle comporte de multiples étages.
L'étage de réduction d'impulsion de rang zéro correspond aux unités 302, 304 et 10060, dans lesquelles l'unité de réducteur de bruit impulsionnel 10060 produit l'itération de rang zéro du signal égalisé et à bruit impulsionnel réduit, c'est-à-dire R0(eq&comp) Le premier étage de 5 réduction de bruit impulsionnel correspond à l'unité de réducteur de bruit impulsionnel 10061, qui travaille sur R0(eq&comp) et produit la première itération du signal égalisé et à bruit impulsionnel réduit, c'est-à-dire Rl(eq&comp). L'unité 1050 comprend, dans le cadre du premier 10 étage, une unité de retard 4520 qui retarde de façon correspondante f et/ou ê-1 et une unité de retard facultative 10540 qui retarde de façon correspondante rk, conformément au retard induit par le traitement effectué par l'unité 10060. De façon similaire, l'unité 450 15 comprend, dans le cadre du second étage, une unité de retard 4521 et une unité de retard facultative 10541.
La figure 10 représente un total de P étages, le dernier étage étant l'étage P-1 qui comprend une unité de réducteur de bruit impulsionnel 1006p_1. On note que 20 l'étage P-1 ne comprend pas d'unités de retard, du fait que c'est l'étage final de réduction de bruit impulsionnel. En d'autres termes, sur la figure 10, il y a P étages de réduction de bruit impulsionnel, mais P-t unités de retard 452i et 1054i. Un avantage de l'unité multi-étage 1050 25 consiste en ce que l'estimation de bruit impulsionnel n'est pas parfaite, mais le fait d'estimer le bruit impulsionnel de manière itérative et de le compenser de façon correspondante d'une manière cumulative permettra d'atteindre une meilleure réduction de bruit qu'avec un 30 seul étage d'estimation et de compensation de bruit impulsionnel. Ici encore, en pratique, le choix d'un seul étage ou de multiples étages de réduction de bruit impulsionnel dépend des circonstances de l'utilisation à laquelle l'unité de FFT, Egalisation et Compensation de 35 Bruit Impulsionnel est appliquée.
La figure 11A est un schéma synoptique d'une autre unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel (relativement à l'unité 950), conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention. 5 L'unité de FFT sur la figure 11A est réutilisée d'une manière similaire à celle selon laquelle l'unité de FFT 762 est réutilisée sur la figure 7A.
La figure llB est un résumé visuel sous forme de schéma synoptique d'un récepteur 1180, relatif à la figure 10 11A, conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
La figure 12A est un schéma synoptique d'une autre unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel (relativement à l'unité correspondante sur la 15 figure 11A), conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention. L'unité de FFT sur la figure 12A est réutilisée d'une manière similaire à celle selon laquelle l'unité de FFT de la figure 11A est réutilisée. Par rapport à la figure 11A, des multiplexeurs 1282, 1292 et 1294 sont 20 inclus sur la figure 12A, ce qui permet à l'unité de FFT, Egalisation et Compensation de Bruit Impulsionnel de la figure 12A d'effectuer des itérations dans le temps, d'une manière correspondant à l'unité 1050 de la figure 10.
La figure 12B est un résumé visuel sous forme de 25 schéma synoptique d'un récepteur 1280, relatif à la figure 12A, conforme à au moins un mode de réalisation de la présente invention.
De façon similaire, le fonctionnement, respectivement de la figure 11A et de la figure 12A, est similaire à 30 celui de la figure 9A, de la figure 10, de la figure 7A et de la figure 8A, ce qui fait que des explications détaillées sont omises ici, pour la brièveté.
On note que chacun des récepteurs, par exemple 780, 880, 980, 1180 et 1280, peut également être modifié de 35 façon à inclure un circuit écrêteur 594 facultatif, ce qui donne des variantes de récepteur 780', 880', 980', 1180' et 1280', conformes à d'autres modes de réalisation de la présente invention.
Des modes de réalisation de la présente invention fonctionnent mieux que l'art antérieur. Par exemple, des 5 modes de réalisation de la présente invention peuvent bénéficier d'une amélioration relative s'élevant jusqu'à 5 dB en ce qui concerne le taux d'erreurs de symboles, en pourcentage, pour un symbole donné, en comparaison avec l'art antérieur. De plus, l'amélioration relative est 10 inversement (et approximativement linéairement) proportionnelle à un rapport de signal à bruit total.
Il va de soi que de nombreuses modifications peuvent être apportées au dispositif et au procédé décrits et représentés, sans sortir du cadre de l'invention.
Claims (48)
1. Procédé de réduction de bruit dans un signal à modulation multiporteuse (MCM) qui a été égalisé, le procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend les étapes 5 suivantes: on estime un bruit impulsionnel sur la base du signal égalisé; et on supprime une partie du bruit dans le signal égalisé en fonction du bruit impulsionnel estimé.
2. Procédé selon la revendication 1, dans lequel le signal à modulation multiporteuse est un signal en 10 multiplexage par répartition en fréquence orthogonal (OFDM).
3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que l'étape de suppression supprime ladite partie également sous la dépendance d'une fonction de transfert de 15 canal estimée (H).
4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'au moins une partie de l'étape de suppression est effectuée dans un domaine de fréquence.
5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en 20 ce que l'étape de suppression supprime ladite partie en prenant le produit matriciel du bruit impulsionnel estimé et d'un inverse (H-1) de H, et en soustrayant le produit du signal égalisé.
6. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en 25 ce qu'au moins une partie de l'étape de suppression est effectuée dans un domaine temporel.
7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'étape de suppression comprend l'opération consistant à soustraire du signal reçu l'approximation du 30 bruit impulsionnel dans le domaine temporel pour former une version compensée du signal reçu.
8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que l'étape de suppression comprend en outre les étapes suivantes: on prend la transformée de Fourier rapide (FFT) 35 du signal reçu compensé dans le domaine temporel pour produire une version du domaine de fréquence du signal reçu compensé; et on prend le produit de la version du domaine de fréquence du signal reçu compensé et d'un inverse (H-1) de fH.
9. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en 5 ce que l'étape d'estimation comprend la détermination d'une valeur approchée du bruit total dans le signal égalisé, et la détermination d'une valeur approchée du bruit impulsionnel sur la base de la valeur approchée du bruit total.
10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'au moins une partie de l'étape de détermination d'une valeur approchée du bruit impulsionnel est effectuée dans un domaine temporel.
11. Procédé selon la revendication 10, caractérisé 15 en ce que l'étape de détermination d'une valeur approchée du bruit impulsionnel comprend l'utilisation d'une détection de valeurs de crête pour produire une version du domaine temporel du bruit impulsionnel estimé, sur la base d'une version du domaine temporel de la valeur approchée du 20 bruit total.
12. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'au moins une partie de l'étape de détermination d'une valeur approchée du bruit total est effectuée dans un domaine de fréquence.
13. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que l'étape de détermination d'une valeur approchée du bruit total comprend les étapes suivantes: on estime un signal en bande de base qui contient un ensemble de symboles émis; on soustrait le signal en bande de base 30 estimé du signal égalisé pour former un ensemble de différences; et on multiplie l'ensemble de différences par une fonction de transfert de canal estimée (H).
14. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce qu'au moins une partie de l'étape de détermination de 35 la valeur approchée du bruit total est effectuée dans un domaine temporel.
15. Procédé selon la revendication 14, caractérisé en ce que l'étape de détermination d'une valeur approchée du bruit total comprend les étapes suivantes: on estime un signal en bande de base qui contient un ensemble de 5 symboles émis; on prend le produit matriciel du signal en bande de base et d'une fonction de transfert de canal estimée (H) pour former un produit du domaine de fréquence; on prend la transformée de Fourier rapide inverse (IFFT) du produit du domaine de fréquence pour 10 former une version du domaine temporel du produit; et on soustrait du signal reçu le produit du domaine temporel pour former une version du domaine temporel du bruit total estimé.
16. Procédé selon la revendication 1, caractérisé 15 en ce que l'étape d'estimation et l'étape de suppression peuvent être effectuées de manière itérative, une première de ces itérations donnant une première version à bruit réduit du signal égalisé; et en ce que le procédé comprend en outre l'accomplissement d'une seconde itération de 20 l'étape d'estimation et de l'étape de suppression, dans laquelle l'étape d'estimation travaille sur la première version à bruit réduit du signal égalisé; la seconde itération produisant une seconde version à bruit réduit du signal égalisé qui a un contenu de bruit inférieur à celui 25 de la première version.
17. Procédé selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il comprend en outre l'accomplissement d'une troisième itération de l'étape d'estimation et de l'étape de suppression, dans laquelle l'étape d'estimation 30 travaille sur la seconde version à bruit réduit du signal égalisé; la troisième itération produisant une troisième version à bruit réduit du signal égalisé qui a un contenu de bruit inférieur à celui de la seconde version.
18. Procédé selon la revendication 1, caractérisé 35 en ce qu'il comprend en outre l'écrêtage de pics au-dessus d'un seuil, avant l'égalisation du signal à modulation multiporteuse; le signal égalisé étant une version égalisée du signal à modulation multiporteuse écrêté.
19. Procédé selon la revendication 18, caractérisé en ce que l'étape d'écrêtage écrête le signal à modulation multiporteuse à un niveau de seuil ou à zéro.
20. Appareil pour réduire le bruit dans un signal en modulation multiporteuse (MCM) reçu, caractérisé en ce qu'il comprend: une unité de transformation de Fourier (302) pouvant travailler sur le signal à modulation 10 multiporteuse reçu; un égaliseur (304) capable d'égaliser un signal ayant subi une transformation de Fourier, provenant de l'unité de transformation de Fourier (302); un estimateur de bruit total (308) capable d'estimer un bruit total dans le signal égalisé provenant de l'égaliseur 15 (304); un estimateur de bruit impulsionnel (310) capable d'estimer un bruit impulsionnel sur la base du bruit total estimé; et un compensateur de bruit (312) capable de supprimer une partie du bruit impulsionnel dans le signal égalisé en fonction du bruit impulsionnel estimé.
21. Appareil selon la revendication 20, caractérisé en ce que le signal à modulation multiporteuse est un signal en multiplexage par répartition en fréquence orthogonal (OFDM).
22. Appareil selon la revendication 20, caractérisé 25 en ce que le compensateur de bruit (312) peut également fonctionner sous la dépendance d'une fonction de transfert de canal estimée (H).
23. Appareil selon la revendication 22, caractérisé en ce que la suppression par le compensateur de bruit (312) 30 a lieu dans un domaine de fréquence.
24. Appareil selon la revendication 23, caractérisé en ce que le compensateur de bruit (312) peut effectuer la suppression en prenant le produit matriciel du bruit impulsionnel estimé et d'un inverse (H-1) de H, et en 35 soustrayant le produit du signal égalisé.
25. Appareil selon la revendication 22, caractérisé en ce que la suppression par le compensateur de bruit (911, 913) est effectuée dans un domaine temporel.
26. Appareil selon la revendication 25, caractérisé 5 en ce que le compensateur de bruit (911, 913) est en outre capable d'effectuer la suppression en soustrayant le bruit impulsionnel approché dans le domaine temporel du signal à modulation multiporteuse reçu dans le domaine temporel, pour former un signal compensé.
27. Appareil selon la revendication 26, dans lequel le compensateur de bruit (913) est en outre capable de prendre la transformée de Fourier rapide (FFT) du signal compensé du domaine temporel pour produire une version du domaine de fréquence du signal compensé; et de prendre le 15 produit de la version du domaine de fréquence du signal compensé et d'un inverse (l-1) de H.
28. Appareil selon la revendication 20, caractérisé en ce que l'estimateur de bruit irrmpulsionnel (911) est capable d'estimer le bruit impulsionnel dans le domaine temporel.
29. Appareil selon la revendication 28, caractérisé en ce que l'estimateur de bruit impulsionnel (911) est capable d'effectuer une estimation en utilisant une détection de valeurs de crête pour produire une version du domaine temporel du bruit impulsionnel estimé, sur la base 25 d'une version du domaine temporel du bruit total approché.
30. Appareil selon la revendication 20, caractérisé en ce que l'estimateur de bruit total (308) est capable de fournir le bruit total estimé dans le domaine de fréquence.
31. Appareil selon la revendication 30, caractérisé 30 en ce que l'estimateur de bruit total (308) est capable de déterminer une valeur approchée du bruit total en estimant un signal en bande de base qui contient un ensemble de symboles émis; en soustrayant le signal en bande de base du signal égalisé pour former un ensemble de différences; et 35 en multipliant respectivement l'ensemble de différences par une fonction de transfert de canal estimée (H).
32. Appareil selon la revendication 20, caractérisé en ce que l'estimateur de bruit total (908) est capable de fournir le bruit total estimé dans le domaine temporel.
33. Appareil selon la revendication 32, caractérisé 5 en ce que l'estimateur de bruit total (908) est capable de déterminer une valeur approchée du bruit total en: estimant un signal en bande de base qui contient un ensemble de symboles émis; prenant le produit matriciel du signal en bande de base et d'une fonction de transfert de 10 canal estimée (H) pour former un produit; prenant la transformée de Fourier rapide inverse (IFFT) du produit pour former une version du domaine temporel du produit; et soustrayant le produit du domaine temporel du signal reçu pour former une version du domaine temporel du bruit total 15 estimé.
34. Appareil selon la revendication 20, caractérisé en ce que l'un des énoncés suivants s'applique: l'égaliseur (304) est capable de déterminer un inverse (H 1) d'une fonction de transfert de canal estimée (H) et le 20 compensateur de bruit est capable d'inverser H1 pour produire H; l'égaliseur (304) est capable de déterminer H et le compensateur de bruit est capable de produire ê-1; et l'égaliseur (304) est capable de produire à la fois H-1 et H.
35. Appareil selon la revendication 34, caractérisé en ce que l'estimateur de bruit total (308), l'estimateur de bruit impulsionnel (310) et le compensateur de bruit (312) sont incorporés dans un premier étage (4060) et la version à bruit réduit du signal égalisé est une première 30 d'une telle version; et l'appareil comprend en outre au moins un second étage (4061) ayant de façon correspondante un second estimateur de bruit total capable de travailler sur la première version à bruit réduit du signal égalisé qui lui est renvoyé, un second estimateur de bruit 35 impulsionnel, et un second compensateur de bruit capable d'émettre une seconde version à bruit réduit du signal égalisé, qui a un contenu de bruit inférieur à celui de la première version.
36. Appareil selon la revendication 35, caractérisé en ce que le second estimateur de bruit total est également 5 capable de travailler sur le signal reçu qui lui est appliqué en voie directe.
37. Appareil selon la revendication 35, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un troisième étage ayant un troisième estimateur de bruit total correspondant capable 10 de travailler sur la seconde version à bruit réduit du signal égalisé qui est renvoyé vers lui, un troisième estimateur de bruit impulsionnel, et un troisième compensateur de bruit capable d'émettre une troisième version à bruit réduit du signal égalisé, qui a un contenu 15 de bruit inférieur à celui de la seconde version.
38. Appareil selon la revendication 37, caractérisé en ce que le second estimateur de bruit total est également capable de travailler sur le signal reçu qui lui est appliqué en voie directe.
39. Appareil selon la revendication 20, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une première unité de transformation de Fourier rapide (FFT) (302) pour fournir à l'égaliseur (304) une version du domaine de fréquence du signal reçu; et l'estimateur de bruit impulsionnel (310) 25 comprend une unité de FFT inverse (IFFT) (322) et une seconde unité de FFT (328), l'unité d'IFFT fournissant une version du domaine temporel du bruit total, l'estimateur de bruit impulsionnel (310) étant capable de fournir une estimation du domaine temporel du bruit impulsionnel sur la 30 base du bruit total estimé du domaine temporel, et la seconde unité de FFT (328) étant capable de fournir une version du domaine de fréquence du bruit impulsionnel estimé.
40. Appareil selon la revendication 20, caractérisé 35 en ce que l'estimateur de bruit impulsionnel (710) est capable, en partie, d'effectuer une transformation de Fourier rapide inverse (IFF); le compensateur de bruit est capable, en partie, d'effectuer une transformation de Fourier rapide (FF); l'appareil comprend en outre une unité de transformation de Fourier rapide (FFT) (762); l'appareil 5 étant configuré pour connecter sélectivement l'unité de FFT (762) selon au moins trois configurations, la première configuration ayant des connexions telles que le fonctionnement de l'unité de FFT (762) puisse fournir à l'égaliseur (304) une version du domaine de fréquence du 10 signal reçu, la seconde configuration ayant des connexions telles que le fonctionnement de l'unité de FFT (762) puisse former une partie de la transformation de Fourier rapide inverse; et la troisième configuration ayant des connexions telles que le fonctionnement de l'unité de FFT (762) puisse 15 former une partie de la transformation de Fourier rapide.
41. Appareil selon la revendication 40, caractérisé en ce que les première, seconde et troisième configurations font partie d'un premier arrangement et la version à bruit réduit du signal égalisé est une première d'une telle 20 version; et l'appareil étant en outre organisé de façon à adopter sélectivement au moins un second arrangement dans lequel la seconde configuration travaille sur la première version à bruit réduit du signal égalisé qui est renvoyé vers elle; et le compensateur de bruit dans le second 25 arrangement est capable d'émettre une seconde version à bruit réduit du signal égalisé qui a un contenu de bruit inférieur à celui de la première version.
42. Appareil selon la revendication 41, caractérisé en ce qu'il est en outre organisé pour adopter 30 sélectivement au moins un troisième arrangement dans lequel la seconde configuration travaille sur la seconde version à bruit réduit du signal égalisé qui est renvoyée vers elle; et le compensateur de bruit dans le troisième arrangement est capable d'émettre une troisième version à bruit réduit 35 du signal égalisé qui a un contenu de bruit inférieur à celui de la seconde version.
43. Appareil pour réduire le bruit dans un signal à modulation multiporteuse (MCM), l'appareil étant caractérisé en ce qu'il comprend: un convertisseur en sens descendant (226); un convertisseur analogiquenumérique 5 (228) pour numériser le signal de sortie du convertisseur en sens descendant (226); une unité de suppression d'intervalle de garde (230) capable de travailler sur le signal de sortie numérisé du convertisseur analogiquenumérique (228); et une unité combinée de transformation de 10 Fourier rapide, égalisation et compensation de bruit impulsionnel (250) capable de travailler sur un signal provenant de l'unité de suppression d'intervalle de garde (230).
44. Appareil selon la revendication 43, caractérisé 15 en ce que l'unité combinée de transformation de Fourier rapide, égalisation et compensation de bruit impulsionnel (250) comprend: un égaliseur (304) capable de travailler sur le signal provenant de l'unité de suppression d'intervalle de garde (230); un estimateur de bruit total 20 (308) capable de travailler sur un signal provenant de l'égaliseur (304); un estimateur de bruit impulsionnel (310) capable de travailler sur un signal provenant de l'estimateur de bruit total (308); et un compensateur de bruit (312) capable de travailler sur le signal provenant 25 de l'égaliseur (304) et le signal provenant de l'estimateur de bruit impulsionnel (310).
45. Appareil selon la revendication 43, caractérisé en ce que le signal à modulation multiporteuse est un signal en multiplexage par répartition en fréquence orthogonal (OFDM).
46. Procédé de réduction du bruit dans un signal à modulation multiporteuse (MCM) reçu qui a été partiellement égalisé, le procédé étant caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes: on estime un bruit impulsionnel sur la base du signal partiellement égalisé; et on supprime une 35 partie du bruit dans le signal reçu, dans le domaine temporel, en fonction du bruit impulsionnel estimé.
47. Procédé selon la revendication 46, caractérisé en ce que l'étape de suppression produit un signal compensé dans le domaine temporel; et le procédé comprend en outre l'égalisation d'une version du domaine de fréquence du signal compensé.
48. Procédé selon la revendication 47, caractérisé en ce que l'étape d'égalisation égalise d'après une fonction de transfert de canal estimée (H).
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