CN1321495C - 电动机的磁极位置推测装置和控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明的目的是提供可以调整高频电流的振幅的电动机的磁极推测装置。本发明的控制装置，利用电压型PWM逆变器(1—2)驱动电动机(1—1)，控制电动机的转矩和速度、转矩、速度、位置，其具有：切换单元(1)和单元(2)的单元，所述单元(1)使PWM载波信号在UVW三相中如UV、VW、WU那样的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元(2)使在UVW三相中如UV、VW、WU那样的各个两相之间的相位差为零；从推测电流抽取频带与由此产生的载波信号相同的高频电流的单元；和使用所抽取的高频电流推测磁极位置的单元(1—4)。

Description

电动机的磁极位置推测装置和控制装置

技术领域

本发明涉及能够根据包括零速度的极低速来高精度地推测出磁极位置，并根据所推测出的磁极位置控制转矩、速度和位置的电动机的控制装置。

背景技术

作为以往的磁极推测方法，广泛采用电学论D、108卷12号、1988“パラメ一タ同定機能をもつブラシレスD Cモ一タの適応電流制御法(具有参数同化功能的无刷DC电动机的自适应电流控制方法)”中报告的方法，即，根据电动机的输入电压和电流计算出与电动机速度成比例的感应电压，进行速度的推测。另外，还有1996年电气学会产业应用部门全国大会No.170“センサレス方式による突極形同期モ一タのゼロ速トルク制御(使用无传感器方式的凸极形同步电动机的零速度转矩控制)”方法，该方法通过在电压指令值中叠加交流信号，对推测电流进行FFT分析，来检测出电动机的旋转速度和磁极位置。但是，在根据电动机的感应电压推测转子速度、位置的方法中，虽然在高速区域能以充分的精度工作，但在感应电压信息少的极低速下不能准确推测。

因此，提出了几个把与驱动频率无关的传感用交流信号输入电动机，根据电压电流的关系推测转子位置的方法。但是，存在着为了输入传感信号需要特殊的信号发生器，并且导致控制变复杂的问题。作为与此不同的方法，在电学论D、118卷5号、1988“突極性に基づく位置推定法を用いた位置センサレスI P Mモ一タ駆動システム(使用基于凸极性的位置推测法的无位置传感器IPM电动机驱动系统)”、和电学论D、120卷2号、2000“Carrier Frequency Component Method for PositionSensorless Control of IPM Motor in Lower Speed Range”中报告了以下方法：不输入特殊的传感信号，使用逆变器输出高频或载波频率成分的电流推测磁极位置。前者的特征是，根据PWM逆变器的产生输出电压高频的高频电流运算电感，根据该电感推测位置。

后者的特征是，通过使PWM逆变器的载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有120度的相位差，产生驱动频率之外的载波频率成分电压和电流，根据载波周期中的电压固定这种假设，只使用载波频率成分电流推测位置。

在IECON’01(Proc.of the 27^th Annual Conference of the IEEEIndustrial Electronics Society pp.1435-1440)“Novel Rotor PositionExtraction based on Carrier Frequency Component Method(CFCM)usingTwo Reference-frames for IPM drives”、同一申请人的在先申请即专利文献1中，为了使后者更容易实用化，通过利用后面所述的被转换为4个轴的高频电流在各个轴的移动平均值的方法，解决了载波周期内的多个电流推测的定时和位置运算的同步很复杂的问题。

专利文献1

特愿2001-238060号公开公报

具体讲，图6是以往的磁极位置检测装置的方框图，通过该磁极位置检测器62，将从带通滤波器输出的三相高频电流利用坐标转换器64转换为α轴、β轴、α’轴、β’轴。利用绝对值运算器65、低通滤波器66，把转换后的4个输出的各自峰值平均化，根据与各轴的电感的比例关系，利用磁极位置运算器67运算tan(2Δθ)并求出Δθ，计算磁极位置。

但是，在上述现有技术中，利用逆变器输出高频或载波频率成分的高频电流推测磁极位置的方法具有以下优点：虽然由于高频电压而流过的高频电流相对于逆变器输出的基础波成分为外部干扰，但由于载波频率相对于电动机的旋转速度充分大，所以不会成为转矩干扰。并且，在磁极位置推测中对电流反馈值没有附加低通滤波器等的制约，也可以实现控制系统的高响应化。虽然具有这些优点，但是如果从实用方面考虑，高频电流的大小由电动机的参数所决定，其影响因电动机而不同，存在难以在通用系统中适用的问题。

发明内容

本发明的目的在于，提供一种电动机的磁极位置推测装置和控制装置，将PWM的输出中在相间具有任意相位差的三相载波切换为单相载波，通过调整该磁极推测的执行时间，可以进行高频电流的振幅调整，使能够适用于通用系统。

为了达到上述目的，本发明之一的磁极位置推测装置，是利用电压型PWM逆变器驱动电动机，并控制电动机的转矩、或转矩和速度、或转矩、速度和位置的控制装置的磁极位置推测装置，其特征在于，具有：切换单元1和单元2的单元，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零；从电动机的三相中的各相的检测电流抽取频带与由所述切换单元1和单元2的单元产生的载波信号相同的高频电流的单元；和使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元。

并且，本发明之二是根据本发明之一的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元具有：在将三相定子线圈UVW中的一相作为α轴、将与α轴90°正交的轴作为β轴的两相静止坐标系中，将所述高频电流转换为两相电流的单元；同样在将从所述两相静止坐标系将相位移动45度后的坐标系中，即在将从α轴移动45度后的轴作为α’轴、将与α’90°正交的轴作为β’轴的两相静止坐标系中，将所述高频电流转换为两相电流的单元；以及通过将所述α轴、β轴、α’轴和β’轴的高频电流利用载波频率进行平均来运算各自的最大值的单元，使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元根据所运算的α轴、β轴、α’轴和β’轴的所述最大值推测磁极位置。

并且，本发明之三是根据本发明之一的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元具有：在将三相定子线圈UVW中的一相作为α轴、将与α轴90°正交的轴作为β轴的两相静止坐标系中，将所述高频电流转换为两相电流的单元；使用磁极位置推测值，从所述两相电流转换到与磁极位置方向相同的γ轴及将与γ轴90度正交的轴作为δ轴的两相旋转坐标系的单元；同样在从所述两相旋转坐标系将相位移动45度后的坐标系中，即在将从γ轴移动45度后的轴作为γ’轴、将与γ’轴90度正交的轴作为δ’轴的两相旋转坐标系中，将所述高频电流转换为两相电流的单元；以及将所述γ轴、δ轴、γ’轴和δ’轴的高频电流利用载波频率进行平均来运算各自的最大值的单元，使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元根据所运算的γ轴、δ轴、γ’轴和δ’轴的所述最大值推测磁极位置。

并且，本发明之四是根据本发明之一的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，在1个载波周期内至少检测2个以上的所述电动机的三相中的各相电流。

并且，本发明之五是根据本发明之一的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，将所述任意的相位差设为120度。

并且，本发明之六是根据本发明之一的磁极位置推测装置，其特征在于，以调整产生的高频电流的振幅、降低功率损耗为目的，对切换单元1和单元2的单元中的单元1和单元2的执行时间进行设定所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零。

并且，本发明之七是根据本发明之一的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，切换单元1和单元2的单元具有利用负荷状态调整单元1和单元2的执行时间的单元，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零。

并且，本发明之八是根据本发明之二的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元在单元1的执行时间中实施，在单元2的执行时间中停止，并使用由所述单元1推测的磁极位置，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零。

并且，本发明之九是根据本发明之二的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元与单元1和单元2的执行时间无关地总是实施，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零，具有将所述α轴、β轴、α’轴和β’轴的高频电流利用载波频率进行移动平均来运算各个最大值的单元，根据所述运算的α轴、β轴、α’轴和β’轴的所述最大值推测磁极位置。

并且，本发明之十是根据本发明之二的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，α’轴和β’轴的高频电流根据α轴和β轴的高频电流来运算。

并且，本发明之十一是根据本发明之三的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元在单元1的执行时间中实施，在单元2的执行时间中停止，并使用由所述单元1推测的磁极位置，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零，。

并且，本发明之十二是根据本发明之三的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元与单元1和单元2的执行时间无关地总是实施，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零，具有将所述γ轴、δ轴、γ’轴和δ’轴的高频电流利用载波频率进行移动平均来运算各自的最大值的单元，根据所运算的γ轴、δ轴、γ’轴和δ’轴的所述最大值推测磁极位置。

并且，本发明之十三是根据本发明之三的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，γ’轴和δ’轴的高频电流根据γ轴和δ轴的高频电流来运算。

并且，本发明之十四的特征在于，使用利用本发明之一的磁极位置推测装置推测的磁极位置，将所述电动机的三相中的各相的检测电流分离为磁极方向成分和转矩成分，并将它们反馈来获取与所述磁极方向成分和转矩成分的电流指令值的差值，实施电流控制使所述差值为零。

并且，本发明之十五的特征在于，使用利用本发明之一的磁极位置推测装置推测的磁极位置来推测速度。

并且，本发明之十六的特征在于，反馈根据本发明之十五的速度推测装置推测的速度，获取所述推测的速度与速度指令值的差值，实施速度控制使所述差值为零。

并且，本发明之十七的特征在于，反馈根据利用本发明之一的磁极位置推测装置推测的磁极位置而得到的转子位置推测值，获取所述转子位置推测值与转子位置指令值的差值，实施位置控制使所述差值为零。

并且，本发明之十八的特征在于，具有本发明之一的电动机的磁极位置推测装置和本发明之十四的电流控制装置。

并且，本发明之十九的特征在于，具有本发明之一的电动机的磁极位置推测装置、本发明之十四的电流控制装置、本发明之十五的速度推测装置和本发明之十六的速度控制装置。

并且，本发明之二十的特征在于，具有本发明之一的电动机的磁极位置推测装置、本发明之十四的电流控制装置、本发明之十五的速度推测装置、本发明之十六的速度控制装置和本发明之十七的位置控制装置。

附图说明

图1是包括本发明的电动机的磁极位置推测装置的无传感器速度控制装置的方框图。

图2是图1所示的内置永久磁铁的同步电动机模型。

图3是用于说明图1所示的磁极位置推测装置的执行时间调整的波形图。

图4是图1所示的PWM信号发生装置的方框图。

图5是图1所示的磁极位置、速度推测装置的方框图。

图6是以往的磁极位置检测装置的方框图。

符号说明

1-1：电动机；1-2：电压型逆变器；1-3：PWM信号发生装置；1-4：磁极位置、速度推测装置；1-5、1-6：两相三相转换器；1-7：电流控制器、速度控制器；1-8：电流检测器；1-3-1：载波信号发生器；1-3-2：移相器；1-3-3：定时器；1-3-4：切换开关；1-4-1：带通滤波器；1-4-2：电流坐标转换器；1-4-3：平均值运算器；1-4-4、1-4-6：低通滤波器；1-4-5：微分器。

具体实施方式

以下，参照附图说明本发明的实施方式。

图1是本发明的实施方式的包括电动机的磁极位置推测装置的无传感器速度控制装置的方框图。

图2是图1所示的内置永久磁铁的同步电动机模型。

图3是说明图1所示的磁极位置推测装置的执行时间调整的波形图。

图4是图1所示的PWM信号发生装置的方框图。

图5是图1所示的磁极位置、速度推测装置的方框图。

在图1中，1-1是内置永久磁铁的电动机，1-2是电压型逆变器，1-3是PWM信号发生装置，1-4是磁极位置和速度推测装置，1-5和1-6是两相三相转换器，1-7是电流控制器和速度控制器，1-8是电流检测器。

1-7的电流控制器和速度控制器利用以往的控制方法，例如利用比例积分(PI)或比例积分微分(PID)控制来构成。在磁极位置、速度推测装置1-4中，利用A/D转换器分离并输入由电流检测器1-8检测的电流。该磁极位置推测装置1-4的输出作为磁极位置、速度推测值，被用于各种控制。

PWM信号发生装置1-3中使用三角波比较PWM控制。利用图4的1-3-5对三相的正弦波电压指令值和具有任意频率的三角波载波信号(载波)进行比较，如果电压指令大于载波，产生使PWM逆变器的正侧晶体管导通、使负侧晶体管截止的信号，如果电压指令小于载波，产生使PWM逆变器的正侧晶体管截止、使负侧晶体管导通的信号。在正常的三角波调制中，载波的振幅和相位、频率在所有的相中是固定的。

但是，在使用载波频率成分的无传感器控制中，在以往的发明中，使载波在UVW三相中如UV、VW、WU那样的各个两相之间具有任意的相位差(在实施例中设定为120度)，在本发明中，使用切换单元1和单元2的单元，所述单元1使载波在UVW三相中如UV、VW、WU那样的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中如UV、VW、WU那样的各个两相之间的相位差为零。详细内容将在图3和图4中说明。

图2是内置永久磁铁的同步电动机模型。在电动机的三相中，定义将U相作为α轴、将与其90度正交的轴作为β轴的两相静止坐标系，以及将从α轴移动45度后的轴作为α’轴、将与其90度正交的轴作为β’轴的两相静止坐标系。磁极位置可以根据将这4个轴的高频电流利用载波频率进行移动平均来运算各自的最大值而得到的最大值来推测。

图3用于说明切换单元1(T1区间)和单元2(T2区间)的单元，所述单元1使载波在UVW三相中如UV、VW、WU那样的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中如UV、VW、WU那样的各个两相之间的相位差为零。Tc表示载波周期，T表示切换周期。

首先，说明在T1区间中的磁极位置推测。

图4是说明产生向电压型逆变器输出的指令信号的PWM信号发生装置1-3的图，利用移相器1-3-2，对从载波信号发生器1-3-1输出的信号在UVW三相中如UV、VW、WU那样的各个两相之间赋予任意的相位差。在T1区间，切换开关1-3-4使T1侧接通，使T2侧断开。T1或T2利用定时器1-3-3进行计时。作为实施例，将T1区间中的任意相位差设为120度时，载波成为图3的tro、tr120、tr240，逆变器输出端子间包含的高频电压成分可以用算式(1)表示。

其中，E表示dc闭环电压，u_cfcu、u_cfcv、u_cfcw分别表示U相、V相、W相的高频电压，u_ref、V_ref、W_ref表示相电压指令值，ω_h表示载波角频率。

另一方面，高频电压和高频电流的关系用算式(2)表示。

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{cfcu}}\\ u_{\mathrm{cfcv}}\\ u_{\mathrm{cfcw}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{L}_{\mathrm{uu}}& L_{\mathrm{uv}}& L_{\mathrm{vw}}\\ L_{\mathrm{vu}}& L_{\mathrm{vv}}& l_{\mathrm{vw}}\\ L_{\mathrm{wu}}& L_{\mathrm{wv}}& L_{\mathrm{ww}}\end{array}\right]\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cfcu}}\\ i_{\mathrm{cfcv}}\\ i_{\mathrm{cfcw}}\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中，i_cfcu、i_cfcv、i_ctcw分别表示U相、V相、W相的高频电流，L表示电感，L_uu、L_vv、L_ww分别表示U相、V相、W相各自的电感，其他表示相间的电感。

在实施例的在转子中内置永久磁铁的电动机中，由于具有磁凸极，所以电感如算式(3)那样包括磁极位置θ的信息。

L_uv＝-L_go/2-L_g2cos(2θ-120°)

L_vw＝-L_go/2-L_g2cos(2θ)

L_uw＝-L_go/2-L_g2cos(2θ+120°)

L_uu＝L_s+L_go-L_g2cos(2θ)                        (3)

L_vv＝L_s+L_go-L_g2cos(2θ+120°)

L_ww＝L_s+L_go-L_g2cos(2θ-120°)

其中，L_go表示气隙磁通的励磁电感，L_s表示定子泄漏电感，L_g2表示大小依赖于角度的电感。如果将算式(2)转换为定子基准的静止坐标系，则得到算式(4)。

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{cfc\α}}\\ u_{\mathrm{cfc\β}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{sum}}+L_{\mathrm{diff}}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)& L_{\mathrm{diff}}\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ L_{\mathrm{diff}}\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)& L_{\mathrm{sum}}-L_{\mathrm{diff}}\left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cfc\α}}\\ i_{\mathrm{cfc\β}}\end{array}\right]---\left(4\right)$

其中，L_sum＝L_s+3L_g0/2，L_diff＝3L_g2/2。

按照算式(5)从算式(4)求出电流微分值，将两边积分得到算式(6)。

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cfc\α}}\\ i_{\mathrm{cfc\β}}\end{array}\right]=\frac{1}{L_{\mathrm{sum}}^2-L_{\mathrm{diff}}^2}\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{sum}}-L_{\mathrm{diff}}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)& -L_{\mathrm{diff}}\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ -L_{\mathrm{diff}}\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)& L_{\mathrm{sum}}+L_{\mathrm{diff}}\left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{cfc\α}}\\ u_{\mathrm{cfc\β}}\end{array}\right]----\left(5\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cfc\α}}\\ i_{\mathrm{cfc\β}}\end{array}\right]=\frac{1}{L_{\mathrm{sum}}^2-L_{\mathrm{diff}}^2}\left[\begin{array}{cc}{L}_{\mathrm{sum}}-L_{\mathrm{diff}}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)& -L_{\mathrm{diff}}\mathrm{sn}\left(2\mathrm{\θ}\right)\\ -L_{\mathrm{diff}}\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)& L_{\mathrm{sum}}+L_{\mathrm{diff}}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\∫u_{\mathrm{cfc\α}}\mathrm{dt}\\ \∫u_{\mathrm{cfc\β}}\mathrm{dt}\end{array}\right]---\left(6\right)$

$\left[\begin{array}{c}\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)\\ \sin \left(2\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right]=\frac{1}{L_{\mathrm{diff}}({\left({\∫u}_{\mathrm{cfc\α}}\mathrm{dt}\right)}^2+{\left({\∫u}_{\mathrm{cfc\β}}\mathrm{dt}\right)}^2)}\left[\begin{array}{c}{L}_{\mathrm{sum}}({(\∫u_{\mathrm{cfc\α}}\mathrm{dt})}^2-{\left({\∫u}_{\mathrm{cfc\β}}\mathrm{dt}\right)}^2)-(L_{\mathrm{sum}}^2-L_{\mathrm{diff}}^2)(i_{\mathrm{cfc\α}}{\∫u}_{\mathrm{cfc\α}}\mathrm{dt}-i_{\mathrm{cfc\β}}\∫u_{\mathrm{cfc\β}}\mathrm{dt})\\ 2l_{\mathrm{sum}}\∫u_{\mathrm{cfc\α}}\mathrm{dt}\∫u_{\mathrm{cfc\β}}\mathrm{dt}-(L_{\mathrm{sum}}^2-L_{\mathrm{diff}}^2)(i_{\mathrm{cfc\α}}\∫u_{\mathrm{cfc\β}}\mathrm{dt}+i_{\mathrm{cfc\β}}\∫u_{\mathrm{cfc\α}}\mathrm{dt})\end{array}\right]---\left(7\right)$

从算式(6)导出磁极位置信息sin(2θ)、cos(2θ)，得到算式(7)。

其中，在低速区域，电压指令值的振幅小，并且取样周期短于载波周期时，电压积分值可以如算式(8)那样作为固定值来处理。

∫u_cfcadt＝u_cfcaΔt，∫u_cfcβdt＝u_cfcβΔt                (8)

Δt：取样时间

其中，在u_αh为峰值电压时，u_βh＝0，因此，若此时根据算式(9)计算cos(2θ)，则

$\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)=\frac{L_{\mathrm{sum}}}{L_{\mathrm{diff}}}-\frac{{(L}_{\mathrm{sum}}^2-L_{\mathrm{diff}}^2)}{L_{\mathrm{diff}}}\·\frac{i_{\mathrm{cfc\α}}}{u_{\mathrm{cfc\α}}\·\mathrm{\Δt}}---\left(9\right)$

另外，在u_βh为峰值电压时，u_αh＝0，因此，若此时根据算式(9)计算cos(2θ)，则

$\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)=-\frac{L_{\mathrm{sum}}}{L_{\mathrm{diff}}}+\frac{(L_{\mathrm{sum}}^2-L_{\mathrm{diff}}^2)}{L_{\mathrm{diff}}}\·\frac{i_{\mathrm{cfc\β}}}{u_{\mathrm{cfc\β}}\·\mathrm{\Δt}}---\left(10\right)$

另外，在θ从u_αh＝0的点开始前进45度后的点处，u_αh＝u_βh，因此，若此时根据算式(9)计算sin(2θ)，则

$\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)=\frac{L_{\mathrm{sum}}}{L_{\mathrm{diff}}}-\frac{(L_{\mathrm{sum}}^2-L_{\mathrm{diff}}^2)}{L_{\mathrm{diff}}}\·\frac{i_{\mathrm{cfc\α}}+i_{\mathrm{cfc\β}}}{(u_{\mathrm{cfc\α}}+u_{\mathrm{cfc\β}})\·\mathrm{\Δt}}---\left(11\right)$

另外，在θ从u_αh＝0的点开始前进135度后的点处，u_αh＝-u_βh，因此，若此时根据算式(9)计算sin(2θ)，则

$\sin \left(2\mathrm{\θ}\right)=-\frac{L_{\mathrm{sum}}}{L_{\mathrm{siff}}}+\frac{(L_{\mathrm{sum}}^2-L_{\mathrm{diff}}^2)}{L_{\mathrm{diff}}}\·\frac{i_{\mathrm{cfc\α}}-i_{\mathrm{cfc\β}}}{(u_{\mathrm{cfc\α}}+u_{\mathrm{cfc\β}})\·\mathrm{\Δt}}---\left(12\right)$

可以检测磁极的位置。

其中，按图2所示，定义将θ从α轴前进45度后的点作为α’轴、将与其90度正交的轴作为β’轴的两相静止坐标系，按算式(13)定义各个轴的高频电流和电压成分。

此处，认为算式(9)～(12)状态下的电流成分从各自峰值

|i_cfcα|_peak’|i_cfcβ|_peak’|i_cfcα’|_peak’|i_cfcβ’|_peak偏移功率角Δφ，并如算式(14)所示进行定义，

u_{cfcα_peak}：|i_cfcα|＝|i_cfcα|_peak cos(Δφ)

u_{cfcβ_peak}：|i_cfcβ|＝|i_cfcβ|_peak cos(Δφ)

u_cfcα-peak’：|i_cfcα’|＝|i_cfcα’|_peak cos(Δφ)           (14)

u_cfcβ-peak’：|i_cfcβ’|＝|i_cfcβ’|_peak cos(Δφ)

此时，各个轴的高频电压的峰值是

|u_cfcα|_peak＝|u_cfcβ|_peak＝|u_cfcα’|_peak＝|u_cfcβ’|_peak    (15)

通过将算式(14)、(15)代入算式(9)～(12)，计算tan2θ，得到算式(16)，磁极位置利用算式(17)推测。

$\tan 2\mathrm{\θ}=\frac{\sin 2\mathrm{\θ}}{\cos \mathrm{\θ}}=\frac{{\left|{i_{\mathrm{cfc\β}}}^{\′}\right|}_{\mathrm{peak}}-{\left|{i_{\mathrm{cfc\α}}}^{\′}\right|}_{\mathrm{peak}}}{{\left|i_{\mathrm{cfc\β}}\right|}_{\mathrm{peak}}-{\left|i_{\mathrm{cfc\α}}\right|}_{\mathrm{peak}}}---\left(16\right)$

$\mathrm{\θ}=\frac{1}{2}{\tan }^{-1}\left(\frac{{\left|{i_{\mathrm{cfc\β}}}^{\′}\right|}_{\mathrm{peak}}-{\left|{i_{\mathrm{cfc\α}}}^{\′}\right|}_{\mathrm{peak}}}{{\left|i_{\mathrm{cfc\β}}\right|}_{\mathrm{peak}}-{\left|i_{\mathrm{cfc\α}}\right|}_{\mathrm{peak}}}\right)---\left(17\right)$

因此，如果消去功率因数cos(Δφ)、电感的系数、偏移值，设取样时间内的电压为固定值，则可以仅利用被转换到各坐标的载波频率成分电流计算各电感。并且，各运算利用该时刻的电流峰值进行运算，不是利用高频电流的瞬时值，而是通过获取在载波频率内在各个轴所取样的电流值的绝对值并平均化来抽取峰值，因此能够推测准确的磁极位置。

在该实施例中，磁极位置推测是根据4个轴的静止坐标系中的电流值推测，但是需要说明的是，同样可以将本磁极推测方法应用于如本发明之三所述的旋转坐标系(γ-δ、γ’-δ’)。

图5是用于说明磁极位置、速度推测装置的方框图。

带通滤波器(BPF)1-4-1从电动机的三相中的各相的检测电流抽取与发生的载波信号相同频带的高频电流，利用电流坐标转换器1-4-2，将所抽取的高频电流在将三相定子线圈UVW中的一相作为α轴、将与其90度正交的轴作为β轴的两相静止坐标系中转换为两相电流，同样在从两相静止坐标系将相位移动45度后的坐标系中，即将从α轴移动45度后的轴作为α’轴、将与其90度正交的轴作为β’轴的两相静止坐标系中，将高频电流转换为两相电流。

如果利用平均值运算器1-4-3，将这4个轴的高频电流在载波频率内进行平均，则可以抽取各自的最大值。在实施例中使用移动平均法。根据实验得知在T1区间中至少要进行2个以上的电流检测。低通滤波器(LPF)1-4-4再从所抽取的电流最大值中去除杂音成分。并且，最后，实施算式(17)的运算，推测磁极的位置。

在推测磁极的位置后，可以根据该推测值来推测速度。利用微分器1-4-5对推测磁通位置求微分，并通过低通滤波器(LPF)1-4-6，来推测速度ω。

下面，说明在图3所示的T2区间中的磁极位置推测。

在T2区间中，切换开关1-3-4使T1侧断开，使T2侧接通。T1或T2利用定时器1-3-3进行计时。T2区间中的载波如图3所示为单个。逆变器输出端子间包含的高频电压成分可以用下面的算式(18)表示。

$\left[\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{cfcu}}\\ u_{\mathrm{cfcv}}\\ u_{\mathrm{cfcw}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}-\frac{2E}{\mathrm{\π}}\cos \left(\frac{\mathrm{\π}{u}_{\mathrm{ref}}}{2E}\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{b}t\right)\\ -\frac{2E}{\mathrm{\π}}\cos \left(\frac{\mathrm{\π}{v}_{\mathrm{ref}}}{2E}\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{h}t\right)\\ -\frac{2E}{\mathrm{\π}}\cos \left(\frac{\mathrm{\π}{w}_{\mathrm{ref}}}{2E}\right)\sin \left({\mathrm{\ω}}_{h}t\right)\end{array}\right]---\left(18\right)$

在T2区间中为正常的三角波调制，对三相电压指令值和单个三角波进行比较。因此，如算式(18)所示，为同相位的高频电压成分。所以，相间的高频电压被去除，不会产生高频电流。因此，不能进行T2区间中的磁极位置推测。因而，在T2区间中，使用在T1区间推测的磁极位置。如果T2区间变长，虽然在理论上由高频电流形成的功率损耗、磁噪声降低，但磁通位置推测精度变差。但是，考虑应用的用途，通过设定T1和T2，可以平均地调整以往不能调整的高频电流成分。

参照特定实施方式详细说明了本发明，但对本行业人员来说当然可以在不脱离本发明精神和范围的情况下进行各种变更和修改。

本申请以2002年10月03日申请的日本专利申请(特愿2002-291261)为基础，其内容作为参考被引入本申请中。

如上所述，根据本发明，使PWM逆变器的载波信号在UVW三相中的两相间具有任意的相位差，使产生驱动频率以外的载波频率成分的电压、电流，使用载波频率成分电流来推测位置。针对现有技术不能调整高频电流的振幅、功率损耗和噪声增大的问题，通过将PWM输出的相间具有任意相位差的三相载波切换为单相载波，并调整其执行时间，可以进行曾成为问题的高频电流的振幅调整，并降低功率损耗和磁噪声，具有提高磁通位置推测精度的效果。

Claims (20)

1.一种电动机的磁极位置推测装置，是利用电压型PWM逆变器驱动电动机，并控制电动机的转矩、或转矩和速度、或转矩、速度和位置的控制装置的磁极位置推测装置，其特征在于，具有：

切换单元1和单元2的单元，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零；

从电动机的三相中的各相的检测电流抽取频带与由所述切换单元1和单元2的单元产生的载波信号相同的高频电流的单元；和

使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元。

2.根据权利要求1所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，在所述磁极位置推测装置中，

使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元具有：

在将三相定子线圈UVW中的一相作为α轴、将与α轴90度正交的轴作为β轴的两相静止坐标系中，将所述高频电流转换为两相电流的单元；

同样在从所述两相静止坐标系将相位移动45度后的坐标系中，即在将从α轴移动45度后的轴作为α’轴、将与α’轴90度正交的轴作为β’轴的两相静止坐标系中，将所述高频电流转换为两相电流的单元；和

通过将所述α轴、β轴、α’轴和β’轴的高频电流利用载波频率进行平均来运算各自的最大值的单元，

使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元根据所运算的α轴、β轴、α’轴和β’轴的所述最大值推测磁极位置。

3.根据权利要求1所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，在所述磁极位置推测装置中，

使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元具有：

在将三相定子线圈UVW中的一相作为α轴、将与α轴90度正交的轴作为β轴的两相静止坐标系中，将所述高频电流转换为两相电流的单元；

使用磁极位置推测值，从所述两相电流转换到将与磁极位置相同的方向作为γ轴及将与γ轴90度正交的轴作为δ轴的两相旋转坐标系的单元；

同样在从所述两相旋转坐标系将相位移动45度后的坐标系中，即将从γ轴移动45度后的轴作为γ’轴、将与γ’轴90度正交的轴作为δ’轴的两相旋转坐标系中，将所述高频电流转换为两相电流的单元；和

通过将所述γ轴、δ轴、γ’轴和δ’轴的高频电流利用载波频率进行平均来运算各自的最大值的单元，

使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元根据所运算的γ轴、δ轴、γ’轴、δ’轴的所述最大值推测磁极位置。

4.根据权利要求1所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，在所述磁极位置推测装置中，在1个载波周期内至少检测2个以上的所述电动机的三相中的各相电流。

5.根据权利要求1所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，在所述磁极位置推测装置中，使所述任意的相位差为120度。

6.根据权利要求1所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，

在所述磁极推测装置中，以调整产生的高频电流的振幅、降低功率损耗为目的，对切换单元1和单元2的单元中的单元1和单元2的执行时间进行设定，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零。

7.根据权利要求1所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，

在所述磁极推测装置中，切换单元1和单元2的单元具有利用负荷状态来调整单元1和单元2的执行时间的单元，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零。

8.根据权利要求2所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，

在所述磁极位置推测装置中，使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元在单元1的执行时间中实施，在单元2的执行时间中停止，并使用由所述单元1推测的磁极位置，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零。

9.根据权利要求2所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，在所述磁极位置推测装置中，

使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元与单元1和单元2的执行时间无关地总是实施，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零，

具有将所述α轴、β轴、α’轴和β’轴的高频电流利用载波频率移动平均来运算各自的最大值的单元，

根据所运算的α轴、β轴、α’轴和β’轴的所述最大值推测磁极位置。

10.根据权利要求2所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，在所述磁极位置推测装置中，α’轴和β’轴的高频电流根据α轴和β轴的高频电流来运算。

11.根据权利要求3所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，在所述磁极位置推测装置中，使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元在单元1的执行时间中实施，在单元2的执行时间中停止，并使用由所述单元1推测的磁极位置，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零。

12.根据权利要求3所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，在所述磁极位置推测装置中，使用所述抽取的高频电流推测磁极位置的单元与单元1和单元2的执行时间无关地总是实施，所述单元1使PWM载波信号在UVW三相中的各个两相之间具有任意的相位差，所述单元2使在UVW三相中的各个两相之间的相位差为零，

具有将所述γ轴、δ轴、γ’轴和δ’轴的高频电流利用载波频率进行移动平均来运算各自的最大值的单元，

根据所运算的γ轴、δ轴、γ’轴和δ’轴的所述最大值推测磁极位置。

13.根据权利要求3所述的电动机的磁极位置推测装置，其特征在于，在所述磁极位置推测装置中，γ’轴和δ’轴的高频电流根据γ轴和δ轴的高频电流来运算。

14.一种控制装置，其特征在于，具有电流控制装置，该电流控制装置使用利用权利要求1所述的磁极位置推测装置推测的磁极位置，将所述电动机的三相中的各相的检测电流分离为磁极方向成分和转矩成分，并将它们反馈来获取与所述磁极方向成分和转矩成分的电流指令值的差值，实施电流控制使所述差值为零。

15.一种控制装置，其特征在于，具有使用利用权利要求1所述的磁极位置推测装置推测的磁极位置来推测速度的速度推测装置。

16.一种控制装置，其特征在于，具有如下的速度控制装置：反馈根据权利要求15所述的速度推测装置推测的速度，获取所述推测的速度与速度指令值的差值，实施速度控制使所述差值为零。

17.一种控制装置，其特征在于，具有如下的位置控制装置：反馈根据利用权利要求1所述的磁极位置推测装置推测的磁极位置而得到的转子位置推测值，获取所述转子位置推测值与转子位置指令值的差值，实施位置控制使所述差值为零。

18.一种控制装置，其特征在于，具有配备如下装置的电动机的转矩控制装置：权利要求1所述的电动机的磁极位置推测装置和权利要求14所述的电流控制装置。

19.一种控制装置，其特征在于，具有配备如下装置的电动机的速度控制装置：权利要求1所述的电动机的磁极位置推测装置、权利要求14所述的电流控制装置、权利要求15所述的速度推测装置和权利要求16所述的速度控制装置。

20.一种控制装置，其特征在于，具有配备如下装置的电动机的位置控制装置：权利要求1所述的电动机的磁极位置推测装置、权利要求14所述的电流控制装置、权利要求15所述的速度推测装置、权利要求16所述的速度控制装置和权利要求17所述的位置控制装置。

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