KR100966879B1

KR100966879B1 - 브러시리스 직류 모터의 제어 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100966879B1
Application number: KR1020030000977A
Authority: KR
Inventors: 이광운
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2003-01-08
Filing date: 2003-01-08
Publication date: 2010-06-30
Anticipated expiration: 2023-01-08
Also published as: US20040130284A1; JP2004215489A; KR20040063524A; CN1285167C; CN1518205A; US7112936B2; JP3825434B2

Abstract

본 발명은 브러시리스 직류 모터의 제어 장치 및 방법에 관한 것으로, 브러시리스 직류 모터에 공급되는 3상 전류의 상 전환(phase commutation) 구간에서 일어나는 상 전류의 일시적 감소에 의한 토크 맥동을 최소화하기 위해 3상 교류 전원의 상 전환 시점 및 구간을 정확히 검출하고, 검출된 상 전환 구간에서의 전류 감소를 보상하여 토크 맥동을 최소화하는데 그 목적이 있다. 이와 같은 목적의 본 발명에 따른 브러시리스 모터의 제어 장치는 상용 교류 전원을 다상 교류 전원으로 변환하여 브러시리스 직류 모터에 제공하는 전력 변환부를 포함한다. 회전자 위치/속도 검출부는 브러시리스 직류 모터의 회전자의 상태 정보를 검출한다. 단자 전압 검출부는 브러시리스 직류 모터에 제공되는 다상 교류 전원의 단자 전압의 변화를 검출한다. 제어부는 회전자 위치/속도 검출부로부터 제공되는 회전자의 상태 정보와 단자 전압 검출부로부터 제공되는 다상 교류 전원의 단자 전압의 변화로부터 다상 교류 전원의 상 전환 기간을 검출한다. 또 제어부는 검출된 상 전환 기간 동안 다상 교류 전원의 비전환 상의 평균 전압을 일정하게 유지하기 위한 보상 전압이 브러시리스 직류 모터에 공급되도록 전력 변환부를 제어한다.

Description

브러시리스 직류 모터의 제어 장치 및 방법{CONTROL APPARATUS AND METHOD FOR BRUSHLESS DC MOTOR}

도 1은 종래의 브러시리스 직류 모터의 제어 장치를 나타낸 블록도.

도 2는 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 장치를 나타낸 블록도.

도 3은 도 2에 나타낸 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 장치에서, 3상 풀-브리지 인버터(206)의 구성을 나타낸 회로도.

도 4는 브러시리스 직류 모터의 제어 장치의 인버터(206)를 구동하기 위한 인버터 제어 신호를 나타낸 도면.

도 5는 도 2에 나타낸 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터 제어 장치의 제어부(214)의 구성을 나타낸 블록도.

도 6은 도 2에 나타낸 단자 전압 검출부(216)의 구성을 나타낸 회로도.

도 7A 내지 도 7C는 상 전환 기간 동안 인버터(206) 내부에 흐르는 전류의 방향을 나타낸 도면.

도 8은 도 6에 나타낸 단자 전압 검출부(216)의 입출력 신호를 나타낸 파형도.

도 9는 도 5에 나타낸 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 장치의 제어 신호 변환부(510)를 나타낸 블록도.

도 10은 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 장치의 인버터 제어 신호와 PWM 반송파 신호를 나타낸 파형도.

도 11은 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 방법을 나타낸 순서도.

*도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명*

210 : 브러시리스 직류 모터

214 : 제어부

216 : 단자 전압 검출부

502 : 가산기

504 : 속도 제어부

510 : 제어 신호 변환부

514 : 인버터 제어부

516 : 전환 기간 검출부

518 : 전환 시점 검출부

본 발명은 모터(motor)의 제어 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 토크 맥동(torque ripple)을 최소화하기 위한 브러시리스 직류 모터(brushless DC motor)의 제어 장치 및 방법에 관한 것이다.

브러시리스 직류 모터는 브러시와 정류자 등의 기계적인 요소 대신 스위칭 소 자로 구성된 정류 회로를 사용한다. 이 브러시리스 직류 모터는 마모에 따른 브러시의 교체가 필요 없으며, 전자 장해(electromagnetic interference)와 구동 소음이 적은 것이 특징이다. 이와 같은 브러시리스 직류 모터를 구동하기 위한 제어 장치를 도 1을 참조하여 설명하면 다음과 같다.

도 1은 종래의 브러시리스 직류 모터의 제어 장치를 나타낸 블록도이다. 도 1에 나타낸 바와 같이, 컨버터(104)와 캐패시터(108), 인버터(106)로 구성되는 전력 변환 장치는 교류 전원 장치(102)로부터 공급되는 교류 전원을 펄스 형태의 3상 교류 전원으로 변환하여 브러시리스 직류 모터(110)에 공급한다. 인버터(106)에서 브러시리스 직류 모터(110)로 공급되는 3상 교류 전원(U, V, W)의 각각의 상 전류 가운데 U상 및 V상 전류가 두 개의 전류 센서(112a, 112b)를 통해 검출된다. 전류 센서(112a, 112b)에 의해 검출된 U상 및 V상 전류의 정보는 제어부(114)에 제공되어 인버터 제어 신호의 근간이 된다. 브러시리스 직류 모터(110)의 회전자의 위치와 속도는 위치/속도 검출부(116)에 의해 검출되고, 검출된 회전자의 위치/속도 정보 역시 제어부(114)에 제공되어 인버터 제어 신호의 근간이 된다. 제어부(114)는 전류 센서(112a, 112b)로부터 입력되는 상 전류 정보와 위치/속도 검출부(116)로부터 입력되는 회전자의 위치/속도 정보를 참조하여 브러시리스 직류 모터(110)의 회전 속도를 제어한다. 제어부(114)는 인버터(106)에서 출력되는 3상 교류 전원(U, V, W)의 상 전환(phase commutation) 시점 및 상 전류의 크기를 제어하기 위한 인버터 제어 신호를 출력하여 브러시리스 직류 모터(110)의 회전 속도가 속도 명령을 추종하도록 한다.

브러시리스 직류 모터의 토크는 유기 전압과 전류의 곱으로 나타낼 수 있는데, 3상 교류 전원(U, V, W)의 상 전환 구간에서 상 전류의 일시적인 감소로 인하여 토크 맥동이 발생한다. 이 토크 맥동은 소음 발생과 진동의 원인이 되기 때문에 이를 최소화하기 위한 대책 마련이 요구된다.

브러시리스 직류 모터의 토크 맥동을 최소화하기 위해서는 상 전환 구간 동안 일시적으로 감소하는 상 전류를 보상해주어야 하며, 그 보상은 정확히 상 전환 구간에서만 이루어져야 한다. 만약 상 전환 구간을 정확히 검출하지 못하면 전류의 부족 보상 또는 과 보상을 초래하기 때문에 토크 맥동을 최소화하기 위해서는 상 전환 구간을 정확하게 검출하는 것이 무엇보다 중요하다. 브러시리스 직류 모터의 상 전환 구간을 검출하기 위해 기존에는 홀 센서(hall sensor)와 같은 전류 센서를 이용하였다. 그러나 도 1과 같이 각각의 상 전류를 검출하기 위해 전류 센서를 사용하는 것은 제조 원가 상승의 원인이 되어 생산자와 소비자 모두에게 큰 부담이 된다.

본 발명은 브러시리스 직류 모터에 공급되는 3상 전류의 상 전환(phase commutation) 구간에서 일어나는 상 전류의 일시적 감소에 의한 토크 맥동을 최소화하기 위해 3상 교류 전원의 상 전환 시점 및 구간을 정확히 검출하고, 검출된 상 전환 구간에서의 전류 감소를 보상하여 토크 맥동을 최소화하는데 그 목적이 있다.

이와 같은 목적의 본 발명에 따른 브러시리스 모터의 제어 장치는 상용 교류 전원을 다상 교류 전원으로 변환하여 브러시리스 직류 모터에 제공하는 전력 변환부를 포함한다. 회전자 위치/속도 검출부는 브러시리스 직류 모터의 회전자의 상태 정보를 검출한다. 단자 전압 검출부는 브러시리스 직류 모터에 제공되는 다상 교류 전원의 단자 전압의 변화를 검출한다. 제어부는 회전자 위치/속도 검출부로부터 제공되는 회전자의 상태 정보와 단자 전압 검출부로부터 제공되는 다상 교류 전원의 단자 전압의 변화로부터 다상 교류 전원의 상 전환 기간을 검출한다. 또 제어부는 검출된 상 전환 기간 동안 다상 교류 전원의 비전환 상의 평균 전압을 일정하게 유지하기 위한 보상 전압이 브러시리스 직류 모터에 공급되도록 전력 변환부를 제어한다.
또한, 상술한 단자 전압 검출부는, 다상 교류 전원의 단자 전압을 기준 전압과 비교하고; 다상 교류 전원의 단자 전압이 기준 전압보다 클 때 제 1 레벨의 단자 전압 정보를 발생시키고, 다상 교류 전원의 단자 전압이 기준 전압보다 작을 때 제 2 레벨의 단자 전압 정보를 발생시킨다.
또한, 상술한 전력 변환부는, 상용 교류 전원을 직류로 변환하는 컨버터와, 직류 전원을 다상 교류 전원으로 변환하는 인버터, 컨버터와 인버터를 연결하는 직류단 캐패시터를 포함하며, 상술한 기준 전압이 직류단 캐패시터 양단에 나타나는 직류단 전압의 1/2 크기이고; 제 1 논리 레벨이 직류단 전압의 1/2보다 크며, 제 2 논리 레벨이 직류단 전압의 1/2보다 작다.
또한, 상술한 회전자 위치/속도 검출부에 의해 검출되는 회전자의 상태 정보가 회전자의 위치 및 속도 정보이다.
또한, 상술한 단자 전압 검출부는 다상 교류 전원의 단자 전압의 파형에서 상 전환시 발생하는 트리거 펄스를 단자 전압의 변화로서 검출한다.
또한, 상술한 제어부가 트리거 펄스의 폭으로부터 다상 교류 전원의 상 전환 기간을 산출한다.
또한, 상술한 제어부는, 외부로부터 입력되는 속도 명령과 회전자 위치/속도 검출부로부터 제공되는 현재의 속도 정보를 기초로 하여 다상 교류 전원의 비전환 구간에서 비전환 상 전류가 공급되도록 하기 위한 제 1 전류 제어 신호를 발생시키는 속도 제어부와; 단자 전압 검출부로부터 제공되는 단자 전압 정보를 통해 상 전환 기간을 검출하는 전환 기간 검출부와; 제 1 전류 제어 신호를 입력받고, 내부적으로 제 2 전류 제어 신호를 발생시키며, 상 전환 검출부에서 발생하는 상 전환 검출 신호에 따라 제 1 및 제 2 전류 제어 신호 가운데 하나를 제 3 전류 제어 신호로서 출력하는 제어 신호 변환부와; 제어 신호 변환부에서 출력되는 제 3 전류 제어 신호에 따라 시비율이 결정되는 인버터 제어 신호를 발생시키는 인버터 제어부를 포함한다.
상술한 목적의 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 방법은, 상용 교류 전원을 다상 교류 전원으로 변환하는 전력 변환 장치를 통해 전력을 공급받아 회전하는 브러시리스 직류 모터의 제어 방법에 있어서, 비전환 상 전류를 공급하여 모터를 구동하는 단계와; 회전자의 위치 정보를 통해 상 전환 시작점을 감시하는 단계와; 상 전환이 시작되면 상 전환에 따른 토크 맥동을 최소화하기 위한 보상 전압을 공급하는 단계와; 단자 전압 파형에서의 트리거 펄스 발생 시점으로부터 상 전환 종료 시점을 검출하고 상 전환 종료 시점에서 보상 전압의 공급을 중지단계를 포함한다.
또한, 상술한 상 전환 종료 시점의 검출은, 다상 교류 전원의 상 전압을 기준 전압과 비교하고; 다상 교류 전원의 상 전압이 기준 전압보다 클 때 제 1 레벨의 단자 전압 정보를 발생시키며, 다상 교류 전원의 상 전압이 기준 전압보다 작을 때 제 2 레벨의 단자 전압 정보를 발생시키는 단계를 더 포함한다.
또한, 상술한 전력 변환 장치는, 상용 교류 전원을 직류로 변환하는 컨버터와, 직류 전원을 다상 교류 전원으로 변환하는 인버터, 컨버터와 인버터를 연결하는 직류단 캐패시터를 포함하며, 상술한 기준 전압이 직류단 캐패시터 양단에 나타나는 직류단 전압의 1/2 크기이고; 제 1 논리 레벨이 직류단 전압의 1/2보다 크며, 제 2 논리 레벨이 직류단 전압의 1/2보다 작다.

또한, 상술한 트리거 펄스의 발생 시점으로부터 다상 교류 전원의 상 전환 기간을 산출하도록 이루어진다.

이와 같은 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 장치 및 방법의 바람직한 실시예를 도 2 내지 도 11을 참조하여 설명하면 다음과 같다. 먼저 도 2는 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 장치를 나타낸 블록도이다. 도 2에 나타낸 바와 같이, 컨버터(204)와 직류단 캐패시터(DC-link capacitor, 208), 인버터(206)로 구성되는 전력 변환 장치는 교류 전원 장치(202)로부터 제공되는 교 류 전원을 직류 전원으로 변환한 후 다시 3상 교류 전원(U, V, W)으로 변환하여 브러시리스 직류 모터(210)에 공급한다. 컨버터(204)는 교류 전원을 직류로 변환하고, 인버터(206)는 직류 전원을 펄스 형태의 3상 교류 전원(U, V, W)으로 변환한다.

단자 전압 검출부(216)는 인버터(206)에서 브러시리스 직류 모터(210)로 공급되는 3상 교류 전원의 각 상의 전압(U, V, W)을 검출하여 각 상의 단자 전압 정보(U_C, V_C, W_C)를 제어부(214)에 제공한다. 위치/속도 검출부(246)는 브러시리스 직류 모터(210)의 회전자의 속도/위치 정보(F/G)를 획득하여 이를 제어부(214)에 제공한다. 위치/속도 검출부(246)는 위치 센서를 이용하거나 브러시리스 직류 모터(210)에 공급되는 단자 전압(U, V, W)의 상 전환 정보를 통해 회전자의 위치를 검출한다. 제어부(214)는 단자 전압 검출부(216)로부터 제공되는 3상 교류 전원의 단자 전압 정보(U_C, V_C, W_C)와 위치/속도 검출부(246)로부터 제공되는 브러시리스 직류 모터(210)의 회전자의 위치/속도 정보(F/G)를 참조하여 브러시리스 직류 모터(210)의 회전 속도를 제어하기 위한 인버터 제어 신호(P1~P6)를 생성한다. 제어부(214)에서 생성되는 인버터 제어 신호(P1~P6)는 인버터(206)에서 브러시리스 직류 모터(210)로 출력되는 3상 교류 전원(U, V, W)의 각 상의 전환 시점 및 전류량을 제어하기 위한 것으로서, 그 궁극적인 목적은 브러시리스 직류 모터(210)의 회전 속도가 외부로부터 입력되는 속도 명령(H)을 추종하도록 하는 것이다.

도 3은 도 2에 나타낸 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 장치에 서, 3상 풀-브리지 인버터(206)의 구성을 나타낸 회로도로서, 다음에 설명하는 도 4의 2상 여자 패턴의 3상 교류 신호들(P1~P6)에 의해 각각의 스위칭 소자 즉 트랜지스터들(Q1~Q6)이 스위칭되어 상 전류의 전환이 이루어진다.

도 4는 브러시리스 직류 모터의 제어 장치의 인버터(206)를 구동하기 위한 인버터 제어 신호를 나타낸 도면으로서, 2상 여자 패턴의 3상 교류 신호 형태를 갖고 후단부 유니폴라 펄스폭 변조 방식에서 사용되는 인버터 제어 신호(P1~P6)를 나타낸 것이다. 후단부 유니폴라 펄스폭 변조 방식에서는, 120°통전 구간 가운데 후단부의 60°구간에서(out-going phase) 단일의 스위칭 소자의 온/오프에 의해 펄스폭이 변조된다(unipolar).

도 5는 도 2에 나타낸 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터 제어 장치의 제어부(214)의 구성을 나타낸 블록도이다. 도 5에 나타낸 바와 같이, 제어부(214)의 입력단에 마련되는 가산기(502)는 외부로부터 제공되는 속도 명령(H)과 속도/위치 검출부(246)로부터 제공되는 속도 정보(G)의 차(差)를 산출하여 속도 제어부(504)에 제공한다. 속도 제어부(504)는 속도 명령(H)과 속도 정보(G)의 차이를 반영하여 브러시리스 직류 모터(210)의 회전 속도가 속도 명령(H)을 추종하도록 하기 위한 제 1 전류 제어 신호(A)를 발생시킨다. 속도 제어부(504)에서 출력되는 제 1 전류 제어 신호(A)는 제어 신호 변환부(510)에 제공된다. 제어 신호 변환부(510)는 속도 제어부(504)로부터 제공되는 제 1 전류 제어 신호(A)를 변환하여 내부적으로 제 2 전류 제어 신호(B, 미도시, 도 8 참조)를 생성한다. 제어 신호 변환부(510)는 속도 제어부(504)로부터 제공되는 제 1 전류 제어 신호(A)와 내부적으로 생성되는 제 2 전류 제어 신호(B, 미도시) 가운데 하나를 제 3 전류 제어 신호(C)로서 출력하는데, 그 선택은 전환 기간 검출부(516)로부터 제공되는 전환 기간 검출 신호(D)에 의해 이루어진다.

전환 시점 검출부(518)는 상 전환이 시작되는 시점을 검출하기 위한 것으로, 검출된 상 전환 개시 시점의 정보(t_C)를 전환 기간 검출부(516)에 제공한다. 전환 기간 검출부(516)는 전환 시점 검출부(518)로부터 제공되는 상 전환 개시 시점의 정보(t_C)와 단자 전압 검출부(216)로부터 제공되는 각 상의 단자 전압 정보(U_C, V_C, W_C)를 통해 정확한 전환 기간을 검출하고, 검출된 전환 기간 정보(t_C)를 이용하여 전환 기간 검출 신호(D)를 생성한다. 즉, 전환 기간 검출 신호(D)는 상 전환 기간 동안에만 활성화되어 제어 신호 변환부(510)에서 제 2 전류 제어 신호(B)가 제 3 전류 제어 신호(C)로서 출력되도록 한다. 2상 통전 기간 동안에는 전환 기간 검출 신호(D)가 활성화되지 않기 때문에, 이 동안에는 제 1 전류 제어 신호(A)가 제 3 전류 제어 신호(C)로서 출력된다. 제어 신호 변환부(510)에서 인버터 제어부(514)에 제공되는 제 3 전류 제어 신호(C)는 인버터 제어부(514)에서 출력되는 2상 여자 패턴의 인버터 제어 신호(P1~P6)의 시비율(time ratio)을 결정한다.

도 6은 도 2에 나타낸 단자 전압 검출부(216)의 구성을 나타낸 회로도이다. 도 6에 나타낸 바와 같이, 단자 전압 검출부(216)에는 브러시리스 직류 모터(210)에 공급되는 단자 전압(U, V, W)과 직류단 캐패시터(208) 양단의 직류단 전압(V_DC)이 입력된다. 이 두 종류의 전압은 단자 전압 검출부(216)를 구성하는 저항들(R1, R2, R3, R4)에 의해 일정 비율로 분압된 후 비교기(602, 604, 606)에 의해 비교된 결과가 단자 전압 정보(U_C, V_C, W_C)로서 출력된다. 단자 전압 정보(U_C, V_C, W_C) 는 각 상의 단자 전압 을 직류단 캐패시터(208) 양단의 직류단 전압(V_DC) 의 1/2과 비교하여 단자 전압이 V_DC/2 보다 크면 1 상태를 출력하고, V_DC/2 보다 작으면 0 상태를 출력한다. 각 상의 단자 전압(U, V, W)과 V_DC/2 전압의 비교를 통해 해당 상의 단자 전압 정보(U_C, V_C, W_C)를 얻고, 이로부터 상 전환 기간을 검출하는 원리를 설명하면 다음과 같다.

도 7A 내지 도 7C는 상 전환 기간 동안 인버터(206) 내부에 흐르는 전류의 방향을 나타낸 도면으로서, U-V 상(0°∼60°구간)에서 U-W 상(60°∼120°구간)으로 전환되는 기간 동안의 전류 흐름을 단계적으로 나타낸 것이다. 도 7A에는 U-V 상(0°∼60°구간)에서의 인버터(206)의 전류 흐름이 나타나 있다. 이 구간에서는 트랜지스터(Q1, Q6)가 턴 온되어 U-V 상 전류가 흐른다.

이 상태에서 트랜지스터(Q6)가 턴 오프되고 트랜지스터(Q2)가 턴 온되면서 도 7B와 도 7C에 나타낸 것과 같이 U-V 상에서 U-W 상으로의 상 전환이 시작된다. 도 7B와 도 7C는 상 전환 구간에서의 소호되는 V상 전류(702)와 점호되는 W상 전류(704)의 흐름을 나타낸 도면이다. 도 7B의 경우는 트랜지스터(Q1, Q2)가 모두 턴 온되어 있는 상태인데, 이 경우 직류단 캐패시터(208)의 음극(-)에는 새롭게 점호되는 상(W)의 전류(704)가 나타난다. 도 7C의 경우는 트랜지스터(Q1)가 턴 오프 되고 트랜지스터(Q2)는 여전히 턴 온되어 있는 상태인데, 이 경우 소호되는 V상 전류는 다이오드(D3)를 통해 흐른다. 따라서 소호되는 V상 전류가 0으로 떨어질 때까지 V상 단자 전압(V)은 직류단 전압(V_DC)과 동일한 크기를 갖는다. V상에서 W상으로의 전환이 완료된 후 오픈된 V상 단자 전압(V)은 다음과 같이 표현된다.

(1)

식 (1)에서 E_V는 V상의 역기전력이다. 상 전환이 완료된 직후에는 역기전력(E_V)의 크기가 0보다 작기 때문에 V상 단자 전압(V)은 V_DC/2보다 작다는 것을 알 수 있다. 즉, 오픈된 V상 단자 전압(V)은 상 전환 기간 중에는 V_DC/2보다 크고, 상 전환 완료 시점부터는 V_DC/2보다 작다. 따라서 도 6에 나타낸 것과 같은 비교 회로를 통해 각 상의 단자 전압과 V_DC/2 전압을 비교함으로써 상 전환 기간을 정확히 검출할 수 있다.

도 8은 도 6에 나타낸 단자 전압 검출부(216)의 입출력 신호를 나타낸 파형도로서, 각 상의 단자 전압(U, V, W) 및 그에 따른 단자 전압 정보(U_C, V_C, W_C)를 함께 나타낸 도면이다. 도 8에 나타낸 바와 같이, 각 상의 단자 전압(U, V, W)이 V_DC/2보다 큰 구간에서는 해당 상의 단자 전압 정보(U_C, V_C, W_C)는 1 상태이다. 반대로 각 상의 단자 전압(U, V, W)이 V_DC/2보다 작은 구간에서는 해당 상의 단자 전압 정보(U_C, V_C, W_C)는 0 상태이다.

도 8에는 세 개의 상 전환 시점(#1, #2, #3)이 도시되어 있는데, 각각 W상과 V상 U상의 전환 개시 시점을 나타낸다. 도 7A 내지 도 7C에 나타낸 바와 같이 각각의 상 전환이 시작된 다음부터 소호 상의 전류가 0으로 감소할 때까지 소호 상의 단자 전압은 0 또는 V_DC의 크기를 갖는다. 따라서 상 전환 직후 소호되는 상의 단자 전압을 V_DC/2와 비교하여 그 비교 결과가 1 또는 0을 유지하는 기간이 곧 상 전환 기간이다.

도 8에서, 전환 시점 #1 이후에도 W상의 단자 전압이 V_DC 레벨을 유지하고, 이 때문에 도 6의 비교기(606)의 출력은 t_W의 시간 만큼 1로 유지된다. 이 시간 t_W가 W상의 상 전환 기간이다. 또 전환 시점 #2 이후에는 V상의 단자 전압이 0을 유지하고, 이 때문에 도 6의 비교기(604)의 출력은 t_V의 시간 만큼 0으로 유지된다. 이 시간 t_V가 V상의 상 전환 기간이다. 마찬가지로, 전환 시점 #3 이후에는 U상의 단자 전압이 V_DC 레벨을 유지하고, 이 때문에 도 6의 비교기(602)의 출력은 t_U의 시간만큼 1로 유지된다. 이 시간 t_U가 U상의 상 전환 기간이다. 따라서 도 5의 전환 기간 검출부(516)는, 전환 시점 검출부(518)로부터 제공되는 상 전환 개시 시점의 정보(t_C)를 통해 상 전환 개시 시점을 인지하고, 이 때부터 상 전환이 완료될 때까지의 기간인 t_U, t_V, t_W 동안에 제어 신호 변환부(510)에서 상 전환에 의한 전압 변동을 방 지할 수 있는 제 3 전류 제어 신호(C)가 출력되도록 함으로써 상 전환 구간에서 발생하는 토크 맥동이 최소화되도록 한다.

도 9는 도 5에 나타낸 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 장치의 제어 신호 변환부(510)를 나타낸 블록도이다. 도 9에 나타낸 바와 같이, 제어 신호 변환부(510)는 속도 제어부(504)로부터 제공되는 제 1 전류 제어 신호(A)와 내부적으로 생성되는 제 2 전류 제어 신호(B) 가운데 하나가 스위치(910)를 통해 제 3 전류 제어 신호(C)로서 출력되도록 구성된다. 제 2 전류 제어 신호(B)는 다음과 같이 생성된다. 먼저 제 1 증폭기(402)는 제 1 전류 제어 신호(A)를 3/4 크기로 증폭시켜 가산기(908)에 제공한다. 제 2 증폭기(404)는 제 1 전류 제어 신호(A)의 최대 크기인 A_max신호를 1/2 크기로 증폭하여 역시 가산기(908)에 제공한다. 신호 발생기(406)는 K_eω/2V_DC 신호를 발생시켜 역시 가산기(408)에 제공한다. 여기서, K _e는 역기전력 상수이고, ω는 회전자의 회전 속도, V_DC는 직류단 캐패시터(208) 양단의 전압이다. 가산기(908)에서 더해진 세 신호는 가변이득조절 증폭기(Variable Gain Control Amplifier, 914, 이하 AGC 증폭기)에서 가변적으로 증폭되어 제 2 전류 제어 신호(B)가 생성된다. 통전 기간 동안에는 스위치(910)의 접점이 S1 단자에 연결되어 제 1 전류 제어 신호(A)가 제 3 전류 제어 신호(C)로서 출력된다. 반대로 상 전환 기간 동안에는 활성화된 전환 기간 검출 신호(D)에 의해 스위치(910)의 접점이 S2 단자에 연결되어 상 전환 기간에 발생하는 평균 전압 변동을 보상하도록 하기 위한 제 2 전류 제어 신호(B)가 제 3 전류 제어 신호(C)로서 출력된다.

제 2 전류 제어 신호(B)를 출력하는 AGC 증폭기(914)의 이득 K는 전환 기간 검출부(516)로부터 제공되는 이득 제어 신호(E)를 통해 제어된다. 이득 K는 상 전환이 PWM 반송파 신호의 1주기 이내에 완료될 때 발생하는 과 보상에 따른 전류 맥동을 방지하기 위한 것으로서, 0~1 사이의 값을 가지며, 인버터 제어부(514)에 입력되는 PWM 반송파 신호의 주기에 대한 상 전환 기간의 폭 비율에 따라 그 값이 결정된다. 예를 들면, PWM 반송파 신호의 주기가 250㎲이고, 상 전환 기간의 폭이 125㎲이면 K는 0.5의 값을 가지며, 이 때 제 2 전류 제어 신호(B)는 인버터(206)의 트랜지스터(Q1~Q6)를 제어하는 인버터 제어 신호(P1~P6)의 시비율에 이득 K를 곱한 값으로 정의된다. PWM 반송파 신호의 주기가 250㎲이고 상 전환 기간의 폭이 300㎲이면, 즉 상 전환 기간이 PWM 반송파 신호의 1주기보다 크면, 상 전환 직후 PWM 반송파 신호의 1주기 동안 이득 K는 1의 값을 갖고, PWM 반송파 신호의 그 다음 1주기 동안에는 0.2의 값을 갖는다. 이처럼 상 전환 기간이 PWM 반송파 신호의 1주기보다 크면, 전환 기간 검출 신호(D)는 PWM 반송파 신호의 2주기 동안 제 2 전류 제어 신호(B)가 제 3 전류 제어 신호(C)로서 출력되도록 스위치(910)를 제어한다. 일반적으로 인버터 제어 신호(P1~P6)의 시비율은 0~1 사이의 값을 갖는데, 리미터(912)는 제 3 전류 제어 신호(C)의 시비율을 0~1 범위로 제한한다.

이처럼, 상 전환 기간 동안에는 평균 전압 변동을 보상하기 위해 인버터 제어 신호(P1~P6)의 시비율을 조절하는 것이 매우 중요한데, 이를 구체적으로 설명하면 다음과 같다. 먼저 U-V 상이 통전되는 경우, 통전 상태인 U상 및 V상에 각각 인가 되는 평균 상 전압 V_M1은 다음과 같다.

(2)

식 (2)에서 V_DC는 인버터(206)의 직류 단 캐패시터(208) 양단의 전압이고, T₁은 인버터(206)의 트랜지스터(Q6)에 인가되는 인버터 제어 신호(P6)의 시비율이다. U-V상 통전에서 U-W상 통전으로의 상 전환 기간에서 비전환 상인 U상에 인가되는 평균 전압 V_M2는 다음과 같다.

(3)

식 (3)에서 T₂는 U-V상에서 U-W상으로의 상 전환 기간 동안 인버터(206)의 트랜지스터(Q1)에 인가되는 인버터 제어 신호(P1)의 시비율이고, E_U, E_V, E_W는 각각 U, V, W 상의 역기전력이다.

위의 식 (2)와 (3)을 통해 알 수 있듯이, 2상 통전 기간 및 상 전환 기간 동안의 인버터 제어 신호(P6, P1)의 시비율 T₁과 T₂가 동일하다면 비전환 상인 U상에 인가되는 평균 전압이 상 전환으로 인하여 V_M1에서 V_M2로 순간적으로 변동한다. 이와 같은 평균 전압의 순간적인 변동은 비전환 상 전류에 맥동을 발생시킨다. 상 전환 기간에서 브러시리스 직류 모터(210)의 토크는 비전환 상 전류에 비례하므로, 상 전환에 의한 비전환 상 전류의 맥동은 곧 토크 맥동을 유발시킨다. 따라서 상 전환에 의한 토크 맥동을 저감시키기 위해서는 상 전환 구간에서 비 전환 상에 맥동없 는 일정한 전류가 흐르도록, 즉 VM1=VM2가 되도록 상 전환 기간 동안 인버터(206)에 제공되는 인버터 제어 신호(P1)의 시비율 T₂를 다음과 같이 조절한다.

(4)

상 전환 기간 동안 각 상의 역기전력의 크기가 일정하고 또 브러시리스 직류 모터(210)의 회전 속도에 비례한다고 가정하면 식 (4)는 다음의 식 (5)와 같이 간략화 할 수 있다.

(5)

결론적으로, 2상 여자 방식의 브러시리스 직류 모터(210)를 제어할 때, 상 전환에 따른 전류 맥동을 저감시키기 위해 상 전환 기간 동안 비 전환 상에 인가되는 평균 전압의 변동을 방지해야 하고, 이를 위해서는 상 전환과 동시에 인버터 제어 신호(P1~P6)의 시비율을 식 (5)와 같이 조절해 주어야 한다. 2상 통전 기간동안 인버터 제어 신호(P1~P6)의 시비율이 T₁이라면, 상 전환의 시작과 동시에 시비율을 T₂로 변경하고 상 전환이 완료되는 시점(소호 상의 전류가 0으로 되는 시점)에서 시비율을 다시 T₁로 변경해 주어야 비전환 상의 평균 전압 변동을 방지할 수 있다.

만약, 상 전환이 완료되기 전에 시비율이 T₂에서 T₁로 미리 변경되면 상 전환으로 인한 평균 전압 감소를 제대로 보상하지 못하여(부족 보상) 전류 맥동이 발생 한다. 반면에 상 전환이 완료된 이후에도 시비율이 T₂로 계속 유지되면 과잉 보상에 의한 전류 맥동이 발생한다. 따라서 상 전환으로 인한 토크 맥동을 최소화하기 위해서는 상 전환 기간을 정확히 검출하고, 상 전환 기간 동안에만 인버터 제어 신호(P1~P6)의 시비율이 T₂로 유지되어야 한다.

도 10은 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 장치의 인버터 제어 신호와 PWM 반송파 신호를 나타낸 파형도이다. 상 전환에 의한 토크 맥동을 저감하기 위해 도 5에 나타낸 제어부(214)를 이용하는 경우, 도 10과 같이 PWM 반송파와 새로 점호되는 스위칭 소자의 턴 온 시점이 동기되어야 한다. 그렇지 않으면 새로 점호되는 스위칭 소자의 턴 온 시점에서 비 전환 상에 인가되는 평균 전압이 변동되어 전류 맥동을 발생시킨다. 도 10과 같이 PWM 반송파와 새로 점호되는 스위칭 소자의 턴 온 시점을 동기 시키기 위해 PWM 반송파 주파수를 변경시키는 경우 PWM 펄스의 턴 온 시점을 적절히 조절하여 시비율이 일정한 값을 유지하도록 해 주어야 한다. 이는 PWM 펄스의 턴 온 시점이 일정한 상태에서 PWM 반송파 주파수만 변경하면 과도하거나 부족한 입력이 인가되어 전류 맥동이 발생하기 때문이다. PWM 반송파와 새로운 상의 점호 시점을 동기 시키기 위해서는 도 10과 같이 전환 시점을 기준으로 전환 직전에 소호되는 상에 인가되는 PWM 펄스의 반송파 주파수를 변경하는 것이 바람직하다. 또는 전기각으로 60도 단위로 PWM 반송파 신호의 주파수를 변경하는 방법을 사용할 수 있다.

도 11은 본 발명에 따른 브러시리스 직류 모터의 제어 방법을 나타낸 순서도 이다. 도 11에 나타낸 바와 같이, 비전환 상 전류를 공급하여 모터(210)를 구동한다(1102). 회전자의 위치 정보를 통해 상 전환이 시작되는지를 감시한다(1104). 상 전환 시작점 감시 단계(1104)에서, 상 전환이 시작되면(1106), 토크 맥동을 최소화하기 위한 보상 전압을 공급한다(1108). 상 전환이 종료되면(1110) 보상 전압의 공급을 중지한다.

본 발명은 브러시리스 직류 모터에 공급되는 3상 전류의 상 전환(phase commutation) 구간에서 일어나는 상 전류의 일시적 감소에 의한 토크 맥동을 최소화하기 위해 3상 교류 전원의 상 전환 시점 및 구간을 정확히 검출하고, 검출된 상 전환 구간에서의 전류 감소를 보상하여 토크 맥동을 최소화한다.

Claims

상용 교류 전원을 다상 교류 전원으로 변환하여 브러시리스 직류 모터에 제공하는 전력 변환부와;

상기 브러시리스 직류 모터의 회전자의 상태 정보를 검출하는 회전자 위치/속도 검출부와;

상기 브러시리스 직류 모터에 제공되는 다상 교류 전원의 단자 전압의 변화를 검출하기 위한 단자 전압 검출부와;

상기 회전자 위치/속도 검출부로부터 제공되는 회전자의 상태 정보와 상기 단자 전압 검출부로부터 제공되는 다상 교류 전원의 단자 전압의 변화로부터 상기 다상 교류 전원의 상 전환 기간을 검출하고, 검출된 상 전환 기간 동안 상기 다상 교류 전원의 비전환 상의 평균 전압을 일정하게 유지하기 위한 보상 전압이 상기 브러시리스 직류 모터에 공급되도록 상기 전력 변환부를 제어하는 제어부를 포함하는 브러시리스 직류 모터의 제어 장치.
삭제
제 1 항에 있어서, 상기 단자 전압 검출부는,

상기 다상 교류 전원의 단자 전압을 기준 전압과 비교하고;

상기 다상 교류 전원의 단자 전압이 상기 기준 전압보다 클 때 제 1 레벨의 단자 전압 정보를 발생시키고, 상기 다상 교류 전원의 단자 전압이 상기 기준 전압보다 작을 때 제 2 레벨의 단자 전압 정보를 발생시키도록 이루어지는 브러시리스 직류 모터의 제어 장치.
제 3 항에 있어서,

상기 전력 변환부는, 상기 상용 교류 전원을 직류로 변환하는 컨버터와; 상기 직류 전원을 상기 다상 교류 전원으로 변환하는 인버터; 상기 컨버터와 인버터를 연결하는 직류단 캐패시터를 포함하여 이루어지며;

상기 기준 전압이 상기 직류단 캐패시터 양단에 나타나는 직류단 전압의 1/2 크기이고;

상기 제 1 논리 레벨이 상기 직류단 전압의 1/2보다 크며, 상기 제 2 논리 레벨이 상기 직류단 전압의 1/2보다 작은 브러시리스 직류 모터의 제어 장치.
제 1 항에 있어서,

회전자 위치/속도 검출부에 의해 검출되는 상기 회전자의 상태 정보가 상기 회전자의 위치 및 속도 정보인 브러시리스 직류 모터의 제어 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 단자 전압 검출부는 상기 다상 교류 전원의 단자 전압의 파형에서 상 전환시 발생하는 트리거 펄스를 상기 단자 전압의 변화로서 검출하는 브러시리스 직류 모터의 제어 장치.
제 6 항에 있어서,

상기 제어부가 상기 트리거 펄스의 폭으로부터 상기 다상 교류 전원의 상 전환 기간을 산출하도록 이루어지는 브러시리스 직류 모터의 제어 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 제어부는,

외부로부터 입력되는 속도 명령과 상기 회전자 위치/속도 검출부로부터 제공되는 현재의 속도 정보를 기초로 하여 상기 다상 교류 전원의 비전환 구간에서 비전환 상 전류가 공급되도록 하기 위한 제 1 전류 제어 신호를 발생시키는 속도 제어부와;

상기 단자 전압 검출부로부터 제공되는 상기 단자 전압 정보를 통해 상 전환 기간을 검출하는 전환 기간 검출부와;

상기 제 1 전류 제어 신호를 입력받고, 내부적으로 제 2 전류 제어 신호를 발생시키며, 상기 상 전환 검출부에서 발생하는 상기 상 전환 검출 신호에 따라 상기 제 1 및 제 2 전류 제어 신호 가운데 하나를 제 3 전류 제어 신호로서 출력하는 제어 신호 변환부와;

상기 제어 신호 변환부에서 출력되는 상기 제 3 전류 제어 신호에 따라 시비율이 결정되는 인버터 제어 신호를 발생시키는 인버터 제어부를 포함하는 브러시리 스 직류 모터의 제어 장치.
상용 교류 전원을 다상 교류 전원으로 변환하는 전력 변환 장치를 통해 전력을 공급받아 회전하는 브러시리스 직류 모터의 제어 방법에 있어서,

비전환 상 전류를 공급하여 모터를 구동하는 단계와;

회전자의 위치 정보를 통해 상 전환 시작점을 감시하는 단계와;

상 전환이 시작되면 상 전환에 따른 토크 맥동을 최소화하기 위한 보상 전압을 공급하는 단계와;

단자 전압 파형에서의 트리거 펄스 발생 시점으로부터 상 전환 종료 시점을 검출하고 상기 상 전환 종료 시점에서 상기 보상 전압의 공급을 중지하는 단계를 포함하는 브러시리스 직류 모터의 제어 방법.
제 9 항에 있어서, 상기 상 전환 종료 시점의 검출은,

상기 다상 교류 전원의 상 전압을 기준 전압과 비교하고;

상기 다상 교류 전원의 상 전압이 상기 기준 전압보다 클 때 제 1 레벨의 단자 전압 정보를 발생시키며, 상기 다상 교류 전원의 상 전압이 상기 기준 전압보다 작을 때 제 2 레벨의 단자 전압 정보를 발생시키는 단계를 더 포함하는 브러시리스 직류 모터의 제어 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 전력 변환 장치는, 상기 상용 교류 전원을 직류로 변환하는 컨버터와; 상기 직류 전원을 상기 다상 교류 전원으로 변환하는 인버터; 상기 컨버터와 인버터를 연결하는 직류단 캐패시터를 포함하여 이루어지며;

상기 기준 전압이 상기 직류단 캐패시터 양단에 나타나는 직류단 전압의 1/2 크기이고;

상기 제 1 논리 레벨이 상기 직류단 전압의 1/2보다 크며, 상기 제 2 논리 레벨이 상기 직류단 전압의 1/2보다 작은 브러시리스 직류 모터의 제어 방법.
제 9 항에 있어서,

상기 트리거 펄스의 발생 시점으로부터 상기 다상 교류 전원의 상 전환 기간을 산출하도록 이루어지는 브러시리스 직류 모터의 제어 방법.