CN106059438A - 马达的旋转位置推定方法以及马达的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供马达的旋转位置推定方法以及马达的控制装置，马达的旋转位置推定方法具有：工序a)，其为对用于使具有凸极性的马达的旋转部旋转的驱动电压叠加比驱动电压的频率高的规定的频率的测定用电压，并将生成的多个电压提供给马达的静止部的工序；工序b)，其与工序a)并行，为提取流向静止部的电流中的规定的频率的分量作为提取电流的工序；工序c)，其为通过求取提取电流与将提取电流的位相变改变π/2而得到的相位变换电流的平方和来取得与提取电流的振幅相关的合成信号的工序；以及工序d)，其为基于合成信号取得旋转部的旋转位置的工序。

Description

马达的旋转位置推定方法以及马达的控制装置

技术领域

本发明涉及马达的旋转位置推定方法以及马达的控制装置。

背景技术

以往为了降低马达的导线数、尺寸以及马达的制造成本而采用省略了旋转位置检测用的传感器的无传感器矢量控制。作为无传感器矢量控制技术的一种而公知有高频電圧施加法。在高频电压施加法中，对马达提供比马达的驱动电压的频率高的频率的电压，并根据其响应电流来推定马达的旋转位置(相位)。

例如，公知有由Shinnaka,S.提出的“A new speed-varying ellipse voltage injectionmethod for sensorless drive of permanent-magnet synchronous motors with polesaliency-New PLL method using high-frequency current component multiplied signal”(Ieee Transactions on Industry Applications,2008,44(3),p.777-788)。(“一种新的椭圆变速电压施加法，其用作对永磁同步电机进行无传感器驱动，所述永磁同步电机具有采用了高频电流分量相乘信号的PLL方法的凸极”(电气和电子工程师协会工业应用汇刊,2008,44(3),p.777-788))。在该方法中,在γδ旋转坐标系中生成高频电压。该电压通过派克变换被变换成αβ静止坐标系，且该电压利用空间矢量PWM以及逆变器被提供给马达。流向马达的三相高频电流利用带通滤波器被提取，并被变换成γδ旋转坐标系。通过对γ轴的电流与δ轴的电流相乘得到的信号进行低通滤波处理来生成单信道的信号。利用该信号通过PLL来推定马达的旋转位置。

并且，公知有由Corley,M.J.以及Lorenz,R.D.提出的“Rotor position and velocityestimation for a salient-pole permanent magnet synchronous machine at standstill andhighspeeds”(Ieee Transactions on Industry Applications,1998,34(4),p.784-789)。(“用于推定凸极性的永磁同步电机在停止或高速旋转时转子的位置以及转速”(电气和电子工程师协会工业应用汇刊,1998,34(4),p.784-789))。在该方法中，采用静止坐标系中的响应电流和推定出的旋转位置(角度)的正弦以及余弦来求取高频电流的d轴分量的信号。通过将该信号穿过带通滤波器等来获得推定出的旋转位置与实际的旋转位置之间的误差信号。该误差信号被输入到观测器。观测器通过使误差最小来追踪旋转位置。

发明内容

然而，在上述方法中，静止坐标系与旋转坐标之间的变换等需要在运算部中处理高的运算负荷。运算部中的运算负荷的增加有可能对旋转部的旋转位置的取得精度造成影响。因此，需要一种以低的运算负荷来精确地取得旋转部的旋转位置的新方法。

本发明鉴于上述课题，以提供一种以低运算负荷来精确地取得旋转部的旋转位置的新方法为目的。

本发明的例示性的马达的旋转位置推定方法包括：工序a)、工序b)、工序c)以及工序d)。

工序a)为对用于使具有凸极性的马达的旋转部旋转的驱动电压叠加比所述驱动电压的频率高的规定的频率的测定用电压，并将生成的多个电压提供给所述马达的静止部的工序；工序b)与所述工序a)并行，为提取流向所述静止部的电流中的所述规定的频率的分量作为提取电流的工序；工序c)为通过求取所述提取电流与使所述提取电流的相位改变π/2而得到的相移电流的平方和来取得与所述提取电流的振幅相关的合成信号的工序；以及工序d)为基于所述合成信号取得所述旋转部的旋转位置的工序。

本发明的例示性的马达的控制装置包括电压供给部、电流提取部、合成信号取得部以及旋转位置取得部。电压供给部对用于使具有凸极性的马达的旋转部旋转的驱动电压叠加比所述驱动电压的频率高的规定的频率的测定用电压，并将生成的多个电压提供给所述马达的静止部。电流提取部提取流向所述静止部的电流中的所述规定的频率的分量作为提取电流。合成信号取得部通过求取所述提取电流与使所述提取电流的相位改变π/2而得到的相移电流的平方和来取得与所述提取电流的振幅相关的合成信号。旋转位置取得部基于所述合成信号取得所述旋转部的旋转位置。所述电压供给部基于所述旋转部的旋转位置来控制所述驱动电压的相位。

根据本发明，能够以低的运算负荷精确地取得旋转部的旋转位置。

附图说明

图1为示出第一实施方式所涉及的马达的控制装置的结构的图。

图2为示出控制装置的处理流程的图。

图3为示出HF施加信号的图。

图4为示出提取电流的图。

图5为示出复解析信号的实数部以及虚数部的图。

图6为示出合成信号的图。

图7为示出通过旋转位置取得部取得的信号的图。

图8为示出第二实施方式所涉及的马达的控制装置的结构的图。

图9为示出第三实施方式所涉及的马达的控制装置的结构的图。

具体实施方式

图1为示出本发明的例示性的第一实施方式所涉及的马达1的控制装置10的结构的图。控制装置10的各构成要素例如设置于马达1的电路板上。另外，控制装置10也可与电路板(例如逆变器等)分体设置。马达1例如为永磁同步马达且具有凸极性。马达1包括静止部11以及旋转部(转子)12。静止部11包括定子(固定部)111。旋转部12包括永久磁铁121。静止部11将旋转部12支承为能够旋转。

控制装置10包括电压供给部2、电流提取部3、合成信号取得部4以及旋转位置取得部5。控制装置10的一部分可以通过包括软件在内的运算部等来实现。因此，这些构成要素不必被设成能够实际地进行区分。也就是说，控制装置10的一部分既可由软件来实现也可由硬件来实现。

电压供给部2包括HF施加信号生成部21、LF控制信号生成部22、两个加法器23a、23b、以及电压生成部24。HF施加信号生成部21生成在αβ坐标系的α轴方向上变化的高频施加信号以及在αβ坐标系的β轴方向上变化的高频施加信号(high-frequencyinjection signal)。以下，将高频施加信号称作“HF施加信号”。HF施加信号例如为正弦波信号。在图1中，将α轴的HF施加信号表示为V_αh，将β轴的HF施加信号表示为V_βh。HF施加信号V_αh、V_βh可以是其他波形的信号。在此，如果将用矢量表示出流向三相定子绕组的电流的坐标系设成ABC坐标系，则αβ坐标系是指将ABC坐标系变换成两相(克拉克变换)的固定坐标系。α轴以及β轴彼此正交。

LF控制信号生成部22生成在αβ坐标系的α轴以及β轴上的低频控制信号。以下，将低频控制信号称作“LF控制信号”。利用由用户设定的各种设定值以及由旋转位置取得部5取得的旋转部12的旋转位置等的输入,生成LF控制信号。LF控制信号为控制旋转部12的旋转的信号。LF控制信号的生成基于矢量控制(Field Oriented Control：FOC)、直接转矩控制(Direct Torque Control：DTC)、PID(比例积分微分)控制或六步控制等算法。在图1中，将α轴的LF控制信号表示为V_α1，将β轴的LF控制信号表示为V_β1。加法器23a将α轴的HF施加信号V_αh叠加到α轴的LF控制信号V_α1，并输出α轴的叠加信号V_α。加法器23b将β轴的HF施加信号V_βh叠加到β轴的LF控制信号V_{β 1}，并输出β轴的叠加信号V_β。

电压生成部24例如包括能够进行两相/三相变换(αβ-ABC变换)的线性功率放大器、或者空间矢量PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)逆变器等。两相/三相变换将α轴以及β轴的信号变换为分别与提供给静止部11的三相电压对应的A轴、B轴以及C轴的信号。也就是说，两相/三相变换将αβ坐标系的信号变换为ABC坐标系的信号。电压生成部24将分别与A轴、B轴以及C轴对应的三相电压V_a、V_b、V_c提供给静止部11。HF施加信号生成部21、LF控制信号生成部22以及加法器23a、23b能够看作是生成提供给马达1的电压指令的电压指令生成部。电压生成部24基于来自电压指令生成部的电压指令将电压提供给马达1。

电流提取部3包括电流信号取得单元31、三个提取器32a、32b、32c。电流信号取得单元31为所谓的电流传感器，例如包括：具有放大电路的分流器、分流电阻器、或霍尔效应电流变换器等。电流信号取得单元31取得流向静止部11的三相电流i_a、i_b、i_c。提取器32a至32c例如包括带通滤波器(BPF)。提取器32a至32c分别提取三相电流i_a、i_b、i_c的高频(HF)分量作为A轴、B轴以及C轴的提取电流i_ah、i_bh、i_ch。

合成信号取得部4包括三个希尔伯特变换器41a、41b、41c以及三个信号运算单元42a、42b、42c。希尔伯特变换器41a至41c利用FIR(Finite Impulse Response：有限脉冲响应)滤波器或者FFT(Fast Fourier Transform：快速傅里叶变换)等来实现。在本实施方式中，希尔伯特变换器41a至41c采用FIR滤波器来实现。信号运算单元42a至42c分别生成A轴、B轴以及C轴的合成信号。合成信号为后述的用于取得旋转位置的位置感知信号。将在后面详细叙述合成信号。在图1中，将A轴的合成信号表示为|z_a|，将B轴的合成信号表示为|z_b|，将C轴的合成信号表示为|z_c|。提取器32a至32c、希尔伯特变换器41a至41c以及信号运算单元42a至42c通过对三相电流i_a、i_b、i_c进行处理，而能够被看作是生成A轴、B轴以及C轴的合成信号的信号处理单元。

旋转位置取得部5基于合成信号，取得旋转部12的旋转位置θ_e。旋转位置θ_e用于生成LF控制信号生成部22中的LF控制信号V_α1、V_β1。也就是说，基于旋转位置θ_e进行马达1的旋转控制。

接下来，参照图2对在马达1的驱动时控制装置10的处理进行说明。在控制装置10中，图2的处理在马达1的驱动中持续重复。以下说明中的对各信号的处理严格地说表示对该信号在各时刻的值的处理。

在LF控制信号生成部22中，为了使马达1的旋转部12旋转，而生成α轴的LF控制信号V_α1以及β轴的LF控制信号V_β1。在HF施加信号生成部21中，生成α轴的HF施加信号V_αh以及β轴的HF施加信号V_βh。将角频率设为ω，将时间设为t，从而α轴的HF施加信号V_αh以及β轴的HF施加信号V_βh用数式1来表示。

【数式1】

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}h}=cos\left(\mathrm{\ω}t\right)\\ V_{\mathrm{\β}h}=sin\left(\mathrm{\ω}t\right)\end{array}\right\}$

图3为示出HF施加信号V_αh、V_βh的一个例子的图。HF施加信号V_αh、V_βh的频率比LF控制信号V_α1、V_β1的频率高。也可预先测定作为基于HF施加信号V_αh，V_βh的响应结果的旋转位置θ_e，并通过作成查找表，来取得各时刻的作为基于HF施加信号V_{α h}、V_βh的响应结果的旋转位置θ_e。α轴的HF施加信号V_αh被叠加到α轴的LF控制信号V_α1，生成α轴的叠加信号V_α。β轴的HF施加信号V_βh被叠加到β轴的LF控制信号V_β1，生成β轴的叠加信号V_β。在电压生成部24中，基于α轴的叠加信号V_α以及β轴的叠加信号V_β生成三相电压V_a、V_b、V_c。

各电压V_a、V_b、V_c包括由LF控制信号V_α1、V_β1引起的驱动电压和由HF施加信号V_αh、V_βh引起的测定用电压。也就是说，在电压供给部2中，实质上生成多个电压V_a、V_b、V_c，该多个电压V_a、V_b、V_c是对用于使旋转部12旋转的驱动电压叠加比该驱动电压的频率高的规定的频率的测定用电压而形成的。例如，测定用电压的频率在20kHz(千赫)以下。优选测定用电压的频率为500Hz以上1kHz以下。多个电压V_a、V_b、V_c被提供给马达1的静止部11(步骤S1)。实际上，连续地进行向静止部11提供多个电压V_a、V_b、V_c，且后述的步骤S2至S4与步骤S1同时进行。

在电流信号取得单元31中取得流向静止部11的三相电流i_a、i_b、i_c。在提取器32a至32c中提取三相电流i_a、i_b、i_c中的HF施加信号V_αh、V_βh的频率分量作为A轴、B轴以及C轴的提取电流i_ah、i_bh、i_ch(步骤S2)。像这样，在电流提取部3中提取流向静止部11的多个电流i_a、i_b、i_c中的测定用电压的频率分量作为多个提取电流i_ah、i_bh、i_ch。

图4为示出多个提取电流i_ah、i_bh、i_ch的图。在图4中，纵轴表示提取电流i_ah、i_bh、i_ch的值。横轴表示旋转部12的旋转位置。如图4所示，提取电流i_ah、i_bh、i_ch的振幅随旋转部12的旋转位置变化。也就是说，表示提取电流i_ah、i_bh、i_ch的振幅变化的振幅轮廓为旋转部12的旋转位置的函数。将提取电流i_ah、i_bh、i_ch的振幅分布设为A_a、A_b、A_c，从而提取电流i_ah、i_bh、i_ch用数式2表示。另外，在数式2中，将作为旋转部12的旋转位置θ_e的函数的振幅分布表示为A_a(θ_e)、A_b(θ_e)、A_c(θ_e)，将作为时间函数的提取电流表示为i_ah(t)、i_bh(t)、i_ch(t)。在后述的数式3以及数式4中相同。

【数式2】

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{ah}\left(t\right)\\ i_{bh}\left(t\right)\\ i_{ch}\left(t\right)\end{array}\right\}=\left\{\begin{array}{c}{A}_a\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·cos\left(\mathrm{\ω}t\right)\\ A_b\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·\cos (\mathrm{\ω}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ A_c\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·cos(\mathrm{\ω}t-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right\}$

并且，提取电流i_ah、i_bh、i_ch能够通过数式3变换成复解析信号z_a、z_b、z_c。

【数式3】

$\left\{\begin{array}{c}{z}_a\left(t\right)\\ z_b\left(t\right)\\ z_c\left(t\right)\end{array}\right\}=\left\{\begin{array}{c}{x}_a\left(t\right)\\ x_b\left(t\right)\\ x_c\left(t\right)\end{array}\right\}+j\·\left\{\begin{array}{c}{y}_a\left(t\right)\\ y_b\left(t\right)\\ y_c\left(t\right)\end{array}\right\}$

其中

$\left\{\begin{array}{c}{x}_a\left(t\right)\\ x_b\left(t\right)\\ x_c\left(t\right)\end{array}\right\}=\left\{\begin{array}{c}{i}_{ah}\left(t\right)\\ i_{bh}\left(t\right)\\ i_{ch}\left(t\right)\end{array}\right\}=\left\{\begin{array}{c}{A}_a\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·cos\left(\mathrm{\ω}t\right)\\ A_b\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·\cos (\mathrm{\ω}t\·\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ A_c\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·\cos (\mathrm{\ω}t-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right\}$

$\left\{\begin{array}{c}{y}_a\left(t\right)\\ y_b\left(t\right)\\ y_c\left(t\right)\end{array}\right\}=\left\{\begin{array}{c}HT\[i_{ah}\left(t\right)\]\\ HT\[i_{bh}\left(t\right)\]\\ HT\[i_{ch}\left(t\right)\]\end{array}\right\}=\left\{\begin{array}{c}{A}_a\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·sin\left(\mathrm{\α}\right)\\ A_b\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·sin\left(\mathrm{\ω}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3}\right)\\ A_c\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·sin\left(\mathrm{\ω}t-\frac{4\mathrm{\π}}{3}\right)\end{array}\right\}$

HT[·]为希尔伯特变换

数式3的虚数部y_a、y_b、y_c是利用希尔伯特变换被从提取电流i_ah、i_bh、i_ch获取的。希尔伯特变换使负频率分量的相位改变π/2“rad”，使正频率分量的相位改变-π/2“rad”。因此，通过希尔伯特变换，余弦函数变为正弦函数。在合成信号取得部4中，由希尔伯特变换器41a至41c进行提取电流i_ah、i_bh、i_ch的希尔伯特变换，并取得虚数部y_a、y_b、y_c。此时，希尔伯特变换器41a至41c为FIR滤波器。虚数部y_a、y_b、y_c为使提取电流i_ah、i_bh、i_ch的相位改变π/2而得到的相移电流。数式3的实数部x_a、x_b、x_c为提取电流i_ah、i_bh、i_ch本身。在图5中示出了实数部x_a以及虚数部y_a相对于旋转部12的旋转位置的变化。

实数部x_a、x_b、x_c以及虚数部y_a、y_b、y_c被输入到信号运算单元42a至42c。实际上，通过使作为实数部x_a、x_b、x_c的提取电流i_ah、i_bh、i_ch的相位延迟来补偿因希尔伯特变换所产生的延迟。在信号运算单元42a至42c中，利用数式4来求取作为复解析信号z_a、z_b、z_c的绝对值的合成信号|z_a|、|z_b|、|z_c|(步骤S3)。

【数式4】

$\begin{array}{c}\left\{\begin{array}{c}\left|z_a\left(t\right)\right|\\ \left|z_b\left(t\right)\right|\\ \left|z_c\left(t\right)\right|\end{array}\right\}=\left\{\begin{array}{c}\sqrt{x_a^2\left(t\right)+t_a^2\left(t\right)}\\ \sqrt{x_b^2\left(t\right)+t_b^2\left(t\right)}\\ \sqrt{x_c^2\left(t\right)+t_c^2\left(t\right)}\end{array}\right\}\\ =\left\{\begin{array}{c}\sqrt{A_a^2\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·{\cos }^2\left(\mathrm{\ω}t\right)+A_a^2\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·{\sin }^2\left(\mathrm{\ω}t\right)}\\ \sqrt{A_b^2\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·{\cos }^2(\mathrm{\ω}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3})+A_b^2\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·{\sin }^2(\mathrm{\ω}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3})}\\ \sqrt{A_c^2\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·{\cos }^2(\mathrm{\ω}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3})+A_c^2\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·{\sin }^2(\mathrm{\ω}t-\frac{4\mathrm{\π}}{3})}\end{array}\right\}\\ =\left\{\begin{array}{c}{A}_a\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·\sqrt{{\cos }^2\left(\mathrm{\ω}t\right)+{\sin }^2\left(\mathrm{\ω}t\right)}\\ A_b\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·\sqrt{{\cos }^2(\mathrm{\ω}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3})+{\sin }^2(\mathrm{\ω}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3})}\\ A_c\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\·\sqrt{{\cos }^2(\mathrm{\ω}t-\frac{4\mathrm{\π}}{3})+{\sin }^2(\mathrm{\ω}t-\frac{4\mathrm{\π}}{3})}\end{array}\right\}\\ =\left\{\begin{array}{c}{A}_a\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\\ A_b\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\\ A_c\left({\mathrm{\θ}}_e\right)\end{array}\right\}\end{array}$

也就是说，求取提取电流i_ah、i_bh、i_ch与使提取电流i_ah、i_bh、i_ch的相位改变π/2而得到的相移电流的平方和，进而取得该平方和的平方根作为合成信号|z_a|、|z_b|、|z_c|。在图6中示出了合成信号|z_a|、|z_b|、|z_c|相对于旋转部12的旋转位置的变化。

在此，从数式4中的式子的导出可知合成信号|z_a|、|z_b|、|z_c|与提取电流i_ah、i_bh、i_ch的振幅轮廓A_a、A_b、A_c相同。也就是说，合成信号|z_a|、|z_b|、|z_c|为表示提取电流i_ah、i_bh、i_ch的振幅的变化的信号。因此，可以认定合成信号|z_a|、|z_b|、|z_c|能够用于计算具有凸极性的马达1的旋转位置θ_e。合成信号|z_a|、|z_b|、|z_c|被输入到旋转位置取得部5。

图7为示出由旋转位置取得部5取得的信号的图。图7的最上层表示合成信号|z_a|、|z_b|、|z_c|。图7的上数第二层表示后述的z_α以及z_β，图7的上数第三层表示后述的θ。图7的最下层表示旋转位置θ_e。

在旋转位置取得部5中，对A轴、B轴以及C轴的合成信号|z_a|、|z_b|、|z_c|进行三相/二相变换(ABC-αβ变换)即克拉克变换。由此，如图7的上数第二层所示，取得α轴的合成信号z_α以及β轴的合成信号z_β。接下来，利用α轴的合成信号z_α以及β轴的合成信号z_β求取反正切函数atan2(z_α，z_β)作为角度θ(参照图7的上数第三层)。也就是说，在αβ坐标系中，求取以原点作为始点、以α轴上的位置为z_α且β轴上的位置为z_β的点作为终点的矢量的相对于β轴的角度θ。并且，角度θ通过仅被补偿规定的角度来与旋转部12的旋转位置θ_e的O度吻合。

在此，如图4所示，在旋转部12的旋转位置从0度旋转到360度的一周中，提取电流的振幅轮廓呈两周期变化。因此，取得将在从0度到720度的范围内被补偿的上述角度除以2所得的值作为图7的最下层所示的旋转部12的旋转位置θ_e(步骤S4)。像这样，在旋转位置取得部5中，基于合成信号|z_a|、|z_b|、|z_c|来推定马达1的旋转位置θ_e。

在马达1的驱动中，重复进行上述步骤S1至S4。如已述那样，在各步骤S1至S4中，严格处理各时刻的信号的值。此时，在步骤S1中生成三相电压V_a、V_b、V_c时，基于在前一步骤S4中取得的旋转部12的旋转位置θ_e的值以及旋转速度等设定值，生成LF控制信号V_α1、V_β1的值。也就是说，基于旋转部12的旋转位置θ_e控制马达1的驱动电压的相位。由此能够精确地控制马达1的旋转。

如上所述，在马达1的控制装置10中，对用于使旋转部12旋转的驱动电压叠加比驱动电压的频率高的频率的测定用电压，且所生成的多个电压被提供给静止部11。提取流向静止部11的电流的测定用电压的频率分量作为提取电流。通过求取提取电流与使该提取电流的相位改变π/2而得到的相移电流的平方和，来取得与提取电流的振幅相关的合成信号。基于该合成信号，取得旋转部12的旋转位置。由此能够精确地取得旋转部12的旋转位置。并且，基于旋转部12的旋转位置来控制马达1的驱动电压的相位。由此能够精确地使马达1旋转。也就是说，本说明中的具有凸极性的马达的旋转位置推定方法具有以下的工序a)至工序d)。工序a)为将对用于使马达的旋转部12旋转的驱动电压叠加比驱动电压的频率高的规定频率的测定用电压而得到的多个电压提供给马达的静止部11的工序。工序b)为与工序a)并行、提取将流向静止部11的电流的规定的频率的分量作为提取电流的工序。工序c)为通过求取提取电流与使提取电流的相位改变π/2而得到的相移电流的平方和来取得与提取电流的振幅相关的合成信号的工序。工序d)为基于合成信号来取得旋转部12的旋转位置的工序。

在控制装置10中，在固定坐标系中进行测定用电压的供给以及针对于提取电流的信号处理。由此，不采用上述的由Shinnaka,S.提出的方法以及由Corley,M.J.等提出方法中的在静止坐标系与旋转坐标系之间的复杂变换等，就能够以低运算负荷取得旋转位置。

并且，在由Shinnaka,S.提出的方法以及由Corley,M.J.等提出的方法中，在低速时无法生成感应电压，从而产生旋转方向不清楚以及分辨率低的问题。因此，为了高精度地检测旋转位置而需要观测器或PLL(锁相环)，从而运算负荷变大。在这种观点中，能够降低低速时的控制装置10的运算负荷。

但是，可考虑对将提取电流平方后的信号进行低通滤波处理而获得滤波信号，将该滤波信号用于旋转位置的推定。但是，在这种情况下，会在该滤波信号中产生高次谐波，会对基于该滤波信号的旋转位置的推定精度产生一定的界限。并且，还可考虑对表示提取电流的绝对值的信号进行低通滤波处理而得到滤波信号，将该滤波信号用于旋转位置的推定。但是，在这种情况下，也会在该滤波信号中产生因高次谐波引起的噪声，会对旋转位置的推定精度产生一定的界限。

与这些方法相对，在本说明中，取得提取电流与相移电流的平方和的平方根作为合成信号。也就是说，合成信号为提取电流与相移电流的平方和的平方根。在本说明的控制装置10中，不会在合成信号中产生高次谐波。由此，能够更精确地取得旋转部12的旋转位置。

并且，通常由IIR(Infinite Impulse Response：无限脉冲响应)滤波器进行低通滤波处理。IIR滤波器不稳定，不具有线性相位特性。因此，与取得旋转位置相关的动作变得不稳定且复杂。与此相对，在控制装置10中，取得作为解析信号的范数的合成信号，不进行低通滤波处理。并且，在本实施方式中，由FIR滤波器进行取得合成信号时的希尔伯特变换。与IIR滤波器相比，FIR滤波器本质上稳定且具有线性相位特性。由此能够容易且稳定地实现与取得旋转位置相关的处理。另外，虽然也能够通过FIR滤波器来实现低通滤波处理，但在这种情况下，与希尔伯特变换相比，处理变得非常长，运算负荷也增大。

在上述第一实施方式中，从流向静止部11的三相电流取得A轴、B轴以及C轴的提取电流作为第一至第三提取电流。然后，在工序c)中取得分别与第一至第三提取电流对应的合成信号。不限于第一实施方式，即使在只提取两个提取电流的情况下，也能取得旋转位置。图8为示出本发明的例示性的第二实施方式所涉及的马达1的控制装置10的结构的图。图8的控制装置10的与取得C轴的合成信号|z_c|相关的构成要素不同。也就是说，与图1的控制装置10不同的点是：图8的控制装置10省略提取器32c、希尔伯特变换器41c以及信号运算单元42c。其他结构与图1的控制装置10相同，且对相同的构成要素标注相同的符号。

在图8的控制装置10中，与第一实施方式相同地，电压V_a、V_b、V_c被提供给马达1的静止部11(图2：步骤S1)。在电流信号取得单元31中取得流向静止部11的三相电流i_a、i_b、i_c中的两相电流i_a、i_b。在提取器32a、32b中提取A轴以及B轴的提取电流i_ah、i_bh(步骤S2)。在合成信号取得部4中，与第一实施方式相同地，进行对提取电流i_ah、i_bh的处理。由此，求取两个信道的合成信号|z_a|、|z_b|向旋转位置取得部5输入(步骤S3)。

在旋转位置取得部5中，通过数式5求取省略了信道的合成信号|z_c|。在数式5中，C为常数且等于合成信号|z_a|或合成信号|z_b|的直流分量的三倍。

【数式5】

|z_c|＝C-|z_a|-|z_b|

然后，利用A轴、B轴以及C轴的合成信号|z_a|、|z_b|、|z_c|，通过与第一实施方式相同的方法来推定旋转部12的旋转位置θ_e(步骤S4)。

如上所述，在图8的控制装置10中，能够在省略图1的控制装置10中的提取器32c、希尔伯特变换器41c以及信号运算单元42c的同时一定程度精确地取得旋转部12的旋转位置。由此能够削减控制装置10的制造成本。

图9为示出本发明的例示性的第三实施方式所涉及的马达1的控制装置10的结构的图。与图1的控制装置10不同点是：图9的控制装置10省略了与取得B轴以及C轴的合成信号|z_b|、|z_c|相关的构成要素即提取器32b、32c、希尔伯特变换器41b、41c以及信号运算单元42b、42c。其他结构与图1的控制装置10相同，并对相同的构成要素标注相同的符号。

在图9的控制装置10中，与第一实施方式相同地，电压V_a、V_b、V_c被提供给马达1的静止部11(图2：步骤S1)。在电流信号取得单元31中，只取得流向静止部11的三相电流i_a、i_b、i_c中的一相电流i_a。在提取器32a中，提取A轴的提取电流i_ah(步骤S2)。在合成信号取得部4中，与第一实施方式相同地，进行对提取电流i_ah的处理。由此，求取一个信道的合成信号|z_a|向旋转位置取得部5输入(步骤S3)。在旋转位置取得部5中，例如通过使用观测器或PLL等追踪合成信号|z_a|，来推定旋转位置θ_e(步骤S4)。

如上所述，在图9的控制装置10中，实现了省略图1的控制装置10中的提取器32b、32c、希尔伯特变换器41b、41c以及信号运算单元42b、42c的同时取得旋转部12的旋转位置。

在上述控制装置10中，能够进行各种变形。

例如，可以生成A轴、B轴以及C轴的HF施加信号叠加到A轴、B轴以及C轴的LF控制信号。并且，可以将A轴、B轴以及C轴的提取电流变换为α轴以及β轴的提取电流，并从α轴以及β轴的提取电流来求取α轴以及β轴的合成信号。

在控制装置10中，在上述的工序c)中，能够通过对提取电流进行希尔伯特变换，容易地取得使提取电流的位相改变π/2而得到的相移电流，但可以通过装置的设计来用其他办法取得相移电流。

在信号运算单元42a至42c中，可以将提取电流与相移电流的平方和也可作为合成信号。这种情况下，在旋转位置取得部5中，基于表示提取电流的振幅的平方的合成信号来取得旋转部12的旋转位置。如上所述，合成信号不必一定为表示提取电流的振幅本身的信号，只要实质上是表示提取电流的振幅的信号、即与提取电流的振幅相关的信号即可。

在控制装置10中，对马达1进行了无传感器位置检测和控制，但控制装置10的功能可以用于以无传感器速度检测和控制、以及通过大转矩进行启动等为用途的无传感器状态下的初始位置检测。

如果马达1为具有凸极性的马达，则可以是除同步永磁马达以外的同步磁阻马达等。

上述实施方式以及各变形例中的结构只要不相互矛盾就可以适当地组合。

【工业上的可利用性】

本发明能够应用于具有凸极性的各种马达的旋转位置的推定以及控制。

Claims (6)

1.一种马达的旋转位置推定方法，其特征在于，具有：

工序a)，其为对用于使具有凸极性的马达的旋转部旋转的驱动电压叠加比所述驱动电压的频率高的规定的频率的测定用电压，并将生成的多个电压提供给所述马达的静止部的工序；

工序b)，其与所述工序a)并行，为提取流向所述静止部的电流中的所述规定的频率的分量作为提取电流的工序；

工序c)，其为通过求取所述提取电流与使所述提取电流的相位改变π/2而得到的相移电流的平方和来取得与所述提取电流的振幅相关的合成信号的工序；以及

工序d)，其为基于所述合成信号来取得所述旋转部的旋转位置的工序。

2.根据权利要求1所述的马达的旋转位置推定方法，其特征在于，

在所述工序c)中，通过对所述提取电流进行希尔伯特变换来取得所述相移电流。

3.根据权利要求2所述的马达的旋转位置推定方法，其特征在于，

由FIR滤波器进行所述希尔伯特变换。

4.根据权利要求1至3中的任一项所述的马达的旋转位置推定方法，其特征在于，

从流向所述静止部的三相电流取得第一至第三提取电流作为所述提取电流，

在所述工序c)中，取得分别与所述第一至第三提取电流对应的所述合成信号。

5.根据权利要求1至3中的任一项所述的马达的旋转位置推定方法，其特征在于，

所述合成信号为所述平方和的平方根。

6.一种马达的控制装置，其特征在于，具有：

电压供给部，其对用于使具有凸极性的马达的旋转部旋转的驱动电压叠加比所述驱动电压的频率高的规定的频率的测定用电压，并将生成的多个电压提供给所述马达的静止部；

电流提取部，其提取流向所述静止部的电流中的所述规定的频率的分量作为提取电流；

合成信号取得部，其通过求取所述提取电流与使所述提取电流的相位改变π/2而得到的相移电流的平方和来取得与所述提取电流的振幅相关的合成信号；以及

旋转位置取得部，其基于所述合成信号取得所述旋转部的旋转位置，

所述电压供给部基于所述旋转部的旋转位置来控制所述驱动电压的相位。