CN1241840A

CN1241840A - 电动机控制装置及具有该控制装置的电动机单元

Info

Publication number: CN1241840A
Application number: CN99110467A
Authority: CN
Inventors: 楢崎和成; 飯島友邦; 田澤徹; 土山吉朗; 丸山幸纪
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1998-07-10
Filing date: 1999-07-12
Publication date: 2000-01-19
Anticipated expiration: 2019-07-12
Also published as: CN1084547C; US6121736A

Abstract

本发明的电动机控制装置及具有该控制装置的电动机单元的构成是利用电压输出电路10对同一相的开关元件在间歇时间的期间中的端电压进行检测,根据电流符号变化检测单元11检测的端电压来检测相电流符号变化的时间,再根据电流符号变化检测单元11输出的电流符号变化时间及相施加电压的相位,第1施加电压控制电路14将相施加电压指令输入至开关元件调制电路9,因此能够不设置电流传感器而对电动机进行高效连续通电或大角度通电驱动。

Description

电动机控制装置及具有该控制装置的电动机单元

本发明涉及不用电流传感器检测电动机相电流状态以控制加在电动机上电压的电动机控制装置及有该控制装置的电动机单元。

关于以往的电动机控制装置，下面用两个例子说明其概况。

(1)作为以往的电动机控制装置有多个开关元件及与各开关元件并联的续流二极管构成三相桥式电路的逆变器。与该逆变器相连的电动机没有设置编码器等位置传感器。在这样构成的以往的控制装置中，设置了将上边的开关元件与下边的元件元件两者都处于断开状态(OFF)而形成不通电状态的电流为零的电角度60°的期间。这样，通过设置电流为零的期间，构成能检测出由转子磁极感应产生的感应电压的状态，将检测的感应电压与某个设定值进行比较，并根据该比较结果，能检测出转子位置。根据这样检测出的转子位置，该以往的控制装置对所加相电压进行切换。该以往技术是所谓六拍驱动或120°通电的通电方式，流过定子绕组的电流波形是矩形波。作为这种以往的技术有日本特开平2-32790号公报、特开昭61-112590号公报及特公昭59-25038号公报等所揭示的技术。

(2)作为电动机控制装置有关的另外的以往技术有电气学会论文集D、115卷、420页(1995年4月)[T.IEE Japan，Vol.115-D，No.4，1995]及电气学会论文集D、110卷、1193页(1990年11月)[T.IEE Japan，Vol.110-D，No.11，1990]所述的技术。该第2种的以往技术不是形成电流为零的期间来检测感应电压，另外也不是用位置传感器来直接检测转子位置。第2种的以往技术设有检测流过各绕组电流的电流传感器，是用该电流传感器检测的电流值与指令电压值根据电动机有关的理论公式推算瞬时转子位置θ的方式。用推算的位置θ生成180°的通电指令波形，进行连续180°(正弦波)通电驱动。

下面就前述第(1)项所述的第1种以往技术进行详细说明。

图20所示为以往的电动机控制装置构成的方框图。

在图20中，电动机100有定子(未图示)及转子200。各定子中绕有流过相电流的各绕组300。定子绕组300由U、V相绕组300U、300V及W相绕组300W构成。在转子200的表面设置永久磁铁。各绕组300与逆变器400相连，对加在各绕组300上的相电压进行控制。

如图20所示，逆变器400具有直流电源50及构成三相桥式电路的上边的开关元件组60(61U、61V、61W)和下边的开关元件组70(71U、71V、71W)。另外，在逆变器400中设有与上边的开关元件组60及下边的开关元件组70的各开关元件61U、61V、61W、71U、71V、71W并联的二极管81U、81V、81W、82U、82V、82W。上边的开关元件组60及下边的开关元件组70与开关元件调制电路109相连，利用该开关元件调制电路109进行控制。另外，在以往的控制装置中，还设有用电阻构成的电压输出电路110、检测绕组300感应的感应电压的感应电压检测电路113d、电压指令单元120、第2断开期间指令单元150及第4施加电压控制电路152。

在对电动机100进行驱动控制的逆变器400中设有正端为E[V]、负端为O[V]的直流电源50。上边的开关元件组60形成从直流电源50至三相(U相、V相、W相)绕组300的电流路径。另外，下边的开关元件组70形成从三相绕组300至直流电源50的电流返回路径。各二极管81U、81V、81W、82U、82V、82W与各开关元件反并联。

下面就上述构成的以往的控制装置动作进行详细说明。

开关元件调制电路109通过对上边的开关元件组60及下边的开关元件组70给予导通(ON)指令信号或断开(OFF)指令信号对各相绕组300(300U、300V、300W)的通电电压进行控制。

图21所示为以往的控制装置中开关元件的时序及施加电压的波形图。图21中的(a)～(f)表示对上边的开关元件组60(61U、61V、61W)和下边的开关元件组70(71U、71V、71W)的导通(ON)及断开(OFF)的指令信号。在图21的(a)～(f)中，高电平表示ON状态，低电平表示OFF状态，因而，在期间T1，上边的开关元件61U以脉宽调制(PWM)重复开关的ON及OFF，而下边的开关元件71V为ON状态。这时，其他的开关元件61V、61W、71U、71W处于OFF状态。其结果，U相的上边的开关元件61U及V相的下边的开关元件71V导通，电流从定子的U相绕组300U流向V相绕组300V。

同样，在期间T2，上边的开关元件61U由于PWM的开关而重复ON及OFF，下边的开关元件71W为ON状态。这时，其他的开关元件61V、61W、71U、71V处于OFF状态。其结果，电流从U相绕组300U流向W相绕组300W。

同样，在期间T3电流从绕组300V流向绕组300W，在期间T4电流从绕组300V流向绕组300U，在期间T5电流从绕组300W流向绕组300U，在期间T6电流从绕组300W流向绕组300V。

如上所述，重复期间T1～T6的导通(ON)及断开(OFF)的时间，每隔电角度60°对通电的相进行控制，就使转子200旋转。这种情况下，流过各绕组300U、300V、300W的电流为相位各相差电角度120°的电流波形。图22所示为那样时某相感应的相感应电压及流过某相的相电流的波形图。

在图21所示的从期间T1开始到期间T3结束的期间表示电角度为180°的期间。图2所示的控制系统在各相的电角度180°期间中的120°期间给出施加电压的指令。因而该控制系统叫做120°通电。或者由于在电角度360°中每隔60°切换通电的相，因此也叫做六拍驱动。

这样的通电控制期间及断开控制期间预先由第2断开期间指令单元150(图20)给出。

下面就以往的电动机控制装置中得到切换各期间T1～T6的时间信号的方法进行说明。

首先，电压输出电路110对各相上边的开关元件61U、61V、61W及下边的开关元件71U、71V、71W之间的绕组300的电流输入输出端子所加的电压(Vu、Vv、Vw)进行检测。

图21的(g)、(h)及(i)所示为绕组300各相端电压Vu、Vv、Vw的波形图。

下面说明期间T1的各端电压。U相的端电压Vu在上边的开关元件61u导通时为近似直流电源5的电压E[V]。另外，在上边的开关元件61U断开时，由于通过二极管82U流过电流，因此端电压Vu为O[V]。在期间T1，由于下边的开关元件71V接通，因此V相端电压Vv近似O[V]。

绕组300W在期间T1的最初通过二极管82W流过电流。在该期间的W相的端电压Vw为O[V]。然后在电流为零之后，当上边的开关元件61U导通时，W相出现感应电压。这时处于能够检测出感应电压的状态。另外，当上边的开关元件61U断开时，不能检测出感应电压。因而，通过设置电角度60°的断开控制期间以切断通电使电流为零，就能够检测出因转子200旋转而产生的感应电压。当上边的开关元件61U导通时，端电压Vw随转子200的旋转而持续变化。因此，通过检测端电压就能够检测出转子200的旋转位置。另外，若设T1区间W相的感应电压为ew，则输出的端电压为3ew/2+E/2的电压。关于感应电压与转子200的旋转位置的关系在前述的特开平2-32790号公报等中有详细叙述。

根据上述检测出的感应电压，对各绕组300的通电时间按如下所述进行控制。

下面就瞬时检测感应电压的数字方式具体进行说明。

在期间T1中，将输出的W相感应电压(ew)与预先设定的基准电(E/2)进行比较。当感应电压(ew)与基准电压(E/2)相交时，感应电压检测电路113d输出过零信号。当从该过零信号的输出时间起的电压超前角α为0°时，将从该过零信号的输出时间起的超前电角度为30°的时间作为下面的换流时间，来决定期间T2的开始点。

实际上各绕组300的端电压是用电阻进行分压。该分压的感应电压与该分压的感应电压相应的基准电压进行比较。与感应电压比较的结果而输出的过零信号输入计算机进行处理。另外，超前电角度30°的时间根据现在的速度利用计算机内的定时器很容易进行计算。

如上所述，通过将感应电压与基准电压进行比较，当转子200的转速高时，过零信号输出得快。结果，应该通电的相的切换就按照输出的过零信号加快进行。这样，通过检测感应电压，能够在与电动机100的转子位置相对应的时间加上电压。

将上述的以往技术加以归纳，即一旦从第4施加电压控制电路152输出W相开关元件的断开控制信号，则感应电压检测电路113d与开关元件调制电路109输出的其它相的开关信号同步对电压输出电路110输出的W相端电压Vw进行检测。感应电压检测电路113d在检测的感应电压与基准电压相交时输出过零信号。

接着，第4施加电压控制电路152根据感应电压检测电路113d输出的过零信号及第2断开期间指令单元150输出的断开指令期间60°，对开关元件调制电路109输出对规定开关元件的开关允许或禁止进行控制的导通及断开控制信号。例如，当电压超前角α为0°时，第4施加电压控制电路152对开关元件调制电路109在超前电角度30°的时间输出下边的开关元件71V的开关断开控制信号及上边的开关元件71W的开关导通控制信号。

如上所述，第4施加电压控制电路152在电动机100旋转时依次生成从期间T1到期间T6的换流时间。在期间T2到期间T6也与上述相同，虽然应该通电的相发生变化，但利用与前述控制方法相同的控制方法，能够检测出换流时间。

第4施加电压控制电路152在T1～T6的各个时间将对各相的导通及断开控制信号输出给开关元件调制电路109。然后，开关元件调制电路109仅在输入导通控制信号时以PWM周期输出导通及断开信号，进行开关的实际导通及断开动作。因此，第4施加电压控制电路152相对开关元件调制电路109来说对开关元件进行的是上位控制。

因而，第4施加电压控制电路152虽然在图21(a)的T1期间及T2期间始终输出导通控制信号但在T1期间及T2期间中开关元件61U不一定始终处于导通状态。在以下的说明中，从第4施加电压控制电路152将导通及断开控制信号输出给开关元件调制电路109，从开关元件调制电路109以PWM周期将导通及断开信号输出给逆变器400的各开关元件。

另外，利用从感应电压检测电路113d依次输出的过零信号的间隔来检测出转子的转速。电压指令单元120利用检测的转速与目标速度之差的比例积分生成相电压指令Vh并输出(图示省略)。另外，电压指令单元120根据检测的转速输出电压超前角α。

接着，从电压指令单元120输出的相电压指令Vh及电压超前角α输出至第4施加电压控制电路152。第4施加电压控制电路152对开关元件调制电路109输出每隔电角度60°的各开关元件导通及断开控制信号或每隔电角度60°的导通及断开切换时间控制信号和在电角度60°期间进行PWM开关时的相电压指令Vsou。然后，开关元件调制电路109实际执行根据相电压指令Vsou的脉宽调制动作及每隔电角度60°的各开关元件的导通及断开动作，将电压加在电动机100的各绕组300上。

这里，若在开关元件调制电路109中相电压指令Vsou较大，则图21(a)所示T1期间的开关元件61U的占空比导通宽度Ton较大，加上了较大的电压。

如上所述，通过生成不流过电流的相，在电动机100的端电压中出现与转子200的旋转位置对应的感应电压。然后，通过检测感应电压与基准电压的过零位置并进行相的换流，能够与转子200的旋转位置同步进行电动机的旋转控制，所谓60°的期间，由于要使电流为零，另外即使转子200的位置变化较大，也要检测感应电压的过零位置，因此是必须要的。

但是，在如上所述的以往的构成中，如图21所示，为了检测各绕组300中的感应电压，必须在U相中在期间T3及期间T6强制形成开关元件61U及71U为不通电期间、在V相中在期间T2及期间T5强制形成不通电期间、以及在W相中在期间T1及期间T4强制形成不通电期间即60°断开期间。结果是，在以往的控制装置中，不得不是120°通电，不可能180°连续通电或比120°更大角度的通电。

图22所示为利用以往的控制装置120°通电中的相感应电压及相电流的波形图。在以往的控制装置中，相电流形成图22所示的波形，转矩波动较大。因此，有电动机100的振动大、效率低等问题。

作为解决上述问题的装置有上述以往技术中第(2)项所述的以往技术。该以往技术另外设有直接检测流过各绕组电流的电流传感器，用该电流传感器检测的电流值与指令电压值根据电动机的理论公式推算瞬时转子位置θ。该以往技术的控制装置是根据推算的转子位置θ生成连续的电流指令、进行180°(正弦波)通电驱动的方式。该方式虽然由于没有不通电期间从而解决了上述问题，但问题是因为必须设置电流传感器，因此成本高。

因而在以往的控制装置中，不能够不设置电流传感器而进行高效连续通电或大角度通电。

本发明的目的是解决上述以往技术的问题，提供能够不设置电流传感器而进行高效连续通电或大角度通电、能够抑制振动的电动机控制装置及具有该控制装置的电动机单元。

为达到上述目的，本发明有关的电动机控制装置具有

有形成流向电动机各相绕组电流路径的多个开关元件的上边的开关元件组，

有形成从前述电动机各相绕组流出电流路径的多个开关元件的下边的开关元件组，

与前述上边的开关元件组及前述下边的开关元件组的各开关元件反并联的多个二极管，

对前述上边的开关元件组及前述下边的开关元件组输出进行同一相开关元件导通及断开切换动作而有同时断开期间的导通及断开信号、并将电压加在前述电动机各相绕组上的开关元件调制手段，

连接在前述上边的开关元件组与前述下边的开关元件组中各相开关元件之间的检测各相绕组端电压值并输出的电压输出手段，

根据前述开关元件调制手段的导通及断开信号和利用前述电压输出手段检测的端电压值检测相电流符号变化的时间并输出电流符号变化时间信号的至少1个电流符号变化检测手段，

以及根据前述电流符号变化时间信号及各相绕组施加电压值将相施加电压指令输出给前述开关元件调制手段的第1施加电压控制手段。

如上所述构成的电动机控制装置能够不设置电流传感器而进行高效连续通电。

根据其它观点发明的电动机控制装置具有

对前述上边的开关元件组及前述下边的开关元件组输出进行同一相开关元件导通及断开切换动作而有同时断开期间的导通及断开信号，并将电压加在前述电动机各相绕组上的开关元件调制手段，

设定在利用前述电流符号变化检测手段检测相电流符号变化时使相应相的前述上边的开关元件及前述下边的开关元件在规定期间断开的断开控制期间并输出的第1断开期间指令手段，

在输出前述断开控制期间的断开控制信号时根据前述电压输出手段输出的输出电压检测感应电压信息的感应电压检测手段，

以及根据前述感应电压信息及前述第1断开期间指令手段输出的前述断开控制期间将导通及断开控制信号和相施加电压指令输出给前述开关元件调制手段的第2施加电压控制手段。

如上所述构成的电动机控制装置能够不设置电流传感器而进行高效大角度通电。

根据其它观点发明的电动机控制装置具有

与前述上边的开关元件组及前述下边的开关元件组的各个开关元件反并联的多个二极管，

连接在前述上边的开关元件组与前述下边的开关元件组中各相关元件之间的检测各相绕组端电压值并输出的电压输出手段，

利用断开控制信号将同一相的前述上边的开关元件及前述下边的开关元件断开后根据电压输出手段输出的前述端电压值输出相电流为零、处于能够检测感应电压的状态的零电流信号的零电流判断手段，

在从前述零电流判断手段输入零电流信号时根据前述同一相以外的前述上边的开关元件及前述下边的开关元件的开关状态并根据前述电压输出手段输出的前述端电压值检测感应电压信息并输出的感应电压检测手段，

以及在前述感应电压检测手段输出前述感应电压信息后将使立即断开的相导通的导通控制信号输出给开关元件调制手段进行所有相的开关动作、同时根据前述感应电压信息将导通及断开控制信号和相施加电压指令输出给前述开关元件调制手段的第3施加电压控制手段。

根据其它观点发明的电动机控制装置具有

有形成从前述电动机各相绕组流出的电流路径的多个开关元件的下边的开关元件组，

连接在前述上边的开关元件组及前述下边的开关元件组中各相开关元件之间的检测各相绕组端电压值并输出的电压输出手段，

根据前述电流符号变化时间信号及各相绕组施加电压值将相施加电压指令输出给前述开关元件调制手段的第1施加电压控制手段，

设定不管相电流值如何连续断开同一相的前述上边的开关元件及前述下边的开关元件的断开控制期间并输出的第2断开期间指令手段，

在前述断开控制期间的断开控制信号输出期间根据前述电压输出手段输出的输出电压检测感应电压信息并输出的感应电压检测手段，

以及将前述感应电压检测手段输出的前述感应电压信息的感应电压进行2值化处理形成感应电压时间信号并根据前述感应电压时间信号及前述第2断开期间指令手段输出的断开控制期间将导通及断开控制信号和相施加电压指令输出给前述开关元件调制手段的第4施加电压控制手段。

上述构成是这样的，当前述电动机的速度或速度变化较大时，前述第4施加电压控制手段控制前述开关元件调制手段，当前述电动机的速度或速度变化较小时，利用前述第1施加电压控制手段控制前述开关元件调制手段。

如上所述构成的电动机控制装置能够不设置电压传感器而进行高效连续通电，并能够抑制振动。

根据其它观点发明的电动机控制装置具有

对前述上边的开关元件组及前述下边的开关元件组输出进行同一相关元件导通和断开切换动作而有同时断开期间的导通及断开信号、并将电压加在前述电动机各相绕组上的开关元件调制手段，

设定在利用前述电流符号变化检测手段检测电流符号变化时使相应相的前述上边的开关元件及前述下边的开关元件断开的断开控制期间并输出的第1断开期间指令手段，

根据前述电压输出手段输出的输出电压检测感应电压信息的感应电压检测手段，

根据前述感应电压信息及第1断开期间指令手段输出的前述断开控制期间将导通及断开控制信号和相施加电压指令输出给前述开关元件调制手段的第2施加电压控制手段，

以及根据前述感应电压检测手段输出的前述感应电压信息的感应电压进行2值化处理的感应电压时间信号及第2断开期间指令手段输出的前述断开控制期间将导通及断开控制信号和施加电压指令输出给前述开关元件调制手段的第4施加电压控制手段。

上述构成是这样的，当前述电动机的速度或速度变化较大时，前述第4施加电压控制手段控制前述开关元件调制手段，当前述电动机的速度或速度变化较小时，前述第2施加电压控制手段控制前述开关元件调制手段。

如上所述构成的电动机控制装置能够不设置电流传感器而稳定进行高效大角度通电，并能够抑制振动。

本发明有关的电动机单元具有

有永久磁铁的转子，

有多相绕组的定子，

有形成流向各相绕组电流路径的多个开关元件的上边的开关元件组，

有形成从前述各相绕组流出电流路径的多个开关元件的下边的开关元件组，

对前述上边的开关元件组及前述下边的开关元件组输出进行同一相关元件导通及断开切换动作而有同时断开期间的导通及断开信号、并将电压加在前述各相绕组上的开关元件调制手段，

如上所述构成的电动机单元能够不设置电流传感器而进行高效连续通电，并能够抑制振动。

发明的新特征不外乎所附权利要求书中特别叙述的内容，关于构成及内容两个方面，本发明包括其它的目的及特征从下面的与附图一起加以理解的详细说明能更加深理解及给予评价。

附图简要说明

图1为表示本发明有关的实施例1中电动机单元构成的方框图。

图2为表示实施例1中相施加电压指令及PWM开关指令的波形图。

图3为表示实施例1中开关元件导通及断开时间的波形图及绕组端电压波形图。在图3中，(a)为表示实施例1中开关元件6U导通及断开时间的波形图，(b)为表示实施例1中开关元件7U导通及断开时间的波形图，(c)为表示实施例1中电流沿正方向流动时的端电压Vu的波形图，(d)为表示实施例1中电流沿负方向流动时的端电压Vu的波形图，(e)为表示实施例1中电流从负方向变为正方向时的端电压Vu的波形图，(f)为表示对于实施例1中图3(e)所示的波形考虑到动作滞后及端电压的上升沿及下降沿倾斜时的实际端电压Vu波形图。

图4为实施例1中U相电流有关的电流路径的说明图。

图5为表示实施例1中相对于图3(e)所示的端电压Vu的U相电流变化的波形图。

图6为表示实施例1中相施加电压、相感应电压及相电流的波形图，表示相施加电压与相电流的相位差。

图7为实施例1中绕组端电压的波形图。在图7中，(a)为表示实施例1中开关元件6U的电流为正方向时的端电压的波形图，(b)为表示实施例1中电流为负方向时的端电压的波形图，(c)为表示实施例1中电流从负方向变为正方向时的端电压的波形图，(d)为表示对实施例1中电流从负方向变为正方向时端电压波形中电流符号变化进行判断的参照期间的图形，(e)为表示实施例1中电流从负方向变化为正方向时的实际端电压Vu的波形图。

图8为表示实施例1中开关元件导通及断开期间的时间等的波形图。在图8中，(a)为表示实施例1中U相开关元件6U的导通及断开期间的时间的波形图，(b)为表示实施例1中V相开关元件6V的导通及断开期间的时间的波形图，(c)为表示实施例1中W相开关元件6W的导通及断开期间的时间的波形图。(d)为实施例1中U相、V及相W相的电流波形图。

图9为表示本发明实施例2的电动机单元构成的方框图。

图10为表示实施例2中相电流与相感应电压的相位的波形图。

图11为表示本发明实施例3的电动机单元构成的方框图。

图12为表示实施例3中大角度通电时上边的开关元件6U、6V、6W及下边的开关元件7U、7V、7W的导通及断开时间的图形。

图13为表示实施例3中绕组端电压的波形图。在图13中，(a)为表示实施例3中端电压Vu的电压波形图，(b)为表示实施例3中端电压Vv的电压波形图，(c)为表示实施例3中W相的电流波形图，(d)为表示实施例3中W相端电压Vw的电压波形图。

图14为实施例3中电压输出电路10、零电流判断单元12及感应电压检测电路13b的具体电路图。

图15为表示实施例3中端电压及基准电压和感应电压检测时间的说明图。

图16为表示实施例3中加上正弦波电压时的电压波形的波形图。

图17为实施例3中带磁铁的电动机的磁通、电流及电压有关的向量图。

图18为表示实施例4中电动机单元构成的方框图。

图19为表示实施例5中电动机单元构成的方框图。

图20为表示以往的电动机控制装置构成的方框图。

图21为表示以往的控制装置中开关元件的导通及断开时间的波形图及绕组端电压的波形图。在图21中，(a)～(f)为表示以往的控制装置中61U、61V、61W、71U、71V、71W的导通及断开时间的图形，(g)～(i)为表示以往的控制装置中端电压Vu、Vv、Vw的电压波形图。

图22为表示以往的控制装置120°通电时相感应电压与相电流的波形图。

附图的一部分或全部是根据以图示为目的的概略性的表现而绘制的，务请考虑到图中所示各要素不一定忠实反映了实际的相对大小及位置。

下面利用附图就本发明有关的的电动机控制装置及具有该控制装置的电动机单元的理想实施例进行说明。

实施例1

图1是表示具有电动机及其控制装置的实施例1电动机单元构成的方框图。

在图1中，电动机1有定子(未图示)及转子2。定子中绕有流动相电流的各绕组3。定子绕组3由U相绕组3U、V相绕组3V及W相绕组3W构成。在转子2的表面设置永久磁铁。各绕组3与逆变器4相连，利用该逆变器4对加在各绕组3上的电压进行控制。

如图1所示，逆变器4具有直流电源5及构成三相桥式电路的上边的开关元件组6(6U、6V、6W)和下边的开关元件7(7U、7V、7W)。另外，在逆变器4中设有与上边的开关元件组6及下边的开关元件组7的各开关元件6U、6V、6W、7U、7V、7W反并联的二极管8uu、8vu、8wu、8ud、8vd、8wd。上边的开关元件组6及下边的开关元件组7与作为开关元件调制手段的开关元件调制电路9相连，利用该开关元件调制电路9进行控制。

另外，在实施例1的电动机控制装置中，还设有将通过电阻分压得到与各组电压成正比的电压信号输出的电压输出手段即电压输出电路10。电压输出电路10对各相上边的开关元件6U、6V、6W及下边的开关元件7U、7V、7W之间的流入绕组3的电流的输入输出端子上所加的实际电压(Vu、Vv、Vw)进行检测。

另外，实施例1的电动机控制装置还设有将来自电压输出电路10的各相电压信号作为输入的电流符号变化检测手段即电流符号变化检测单元11、电压指令手段即电压指令单元20、以及第1施加电压控制手段即第1施加电压控制电路14。

对电动机1进行驱动控制的逆变器4的直流电源5，其正端为E[V]，负端为O[V]。上边的开关元件组6形成从直流电源5至三相(U相、V相、W相)绕组3的电流路径。另外，下边的开关元件组7形成从三相绕组3至直流电源5的电流返回路径。逆变器4中设置的各二极管8uu、8vu、8wu、8ud、8vd、8wd与各开关元件6U、6V、6W、7U、7V、7W反并联。

下面就上述构成的实施例1电动机控制装置中开关动作进行详细说明。

图2为分别表示PWM(脉宽调制)用的三角波、相施加电压指令及输入至U相的开关元件6U及7U的PWM开关指令的波形图。

如图2所示，为了减少开关元件的损耗，第1施加电压控制电路14输出的相施加电压指令在开关元件调制电路9中与三角波进行比较。当相施加电压指令的电压比三角波电压要高时，使上边的开关元件组6处于导通(ON)状态。另外，当相施加电压指令的电压比三角波电压要低时，使开关元件组7处于导通(ON)状态。如图2所示，在PWM1周期(三角波的1个周期)中将ON或OFF的PWM开关指令给予开关元件组6及7。利用PWM开关指令中的ON期间的长短来控制加在各相的电压。

上述控制方式在对电动机1的开关元件进行控制中是早已知道的方式，是叫做三角波比较PWM的方式。在该三角波比较PWM方式中，PWM1的周期采用300μs～50μs左右的数值。

下面用图3及图4就PWM1个周期中U相上边的开关元件6U及下边的开关元件7U的导通及断开时更详细的动作及端电压Vu的变化进行说明。图3为PWM1个周期中PWM开关指令及端电压的详细波形图。图4为说明在U相上边的开关元件6U及下边的开关元件7U中电流流过的电流路径的电路图。

在开关元件组6及7中，如果各相上边的开关元件(例如6U)与下边的开关元件(例如7U)同时处于导通状态，则产生的问题是，由于形成短路状态，故在该电路中流过大电流，开关元件被损坏。为了防止这样的大电流的产生，在同一相的上边的开关元件与下边的开关元件切换时，要设置同时断开的期间。

图3(a)为表示U相上边的开关元件6U在PWM1个周期中导通及断开时间的波形图。图3(b)为表示U相下边的开关元件7U在PWM1个周期中导通和断开时间的波形图。在图3(a)及(b)中，H(高电平)时表示导通(ON)状态，L(低电平)时表示断开(OFF)状态。如图3(a)及(b)的波形图所示，设置U相上边的开关元件6U及下边的开关元件7U都为断开状态的期间A1及A2。下面将图3中用A1及A2表示的同时断开期间叫做间歇时间(dead time)。间歇时间A1及A2吸收了传送PWM开关指令用的光耦合器及驱动开关元件用的前级驱动电路而产生的上升沿及下降沿导致上下边的各开关元件等动作时间的时间差。因而，为了避免因同时导通而导致开关元件损坏，间歇时间A1及A2设定为数μs左右。

在图4中电流沿箭头B的方向流动时端电压Vu的变化示于图3(c)。另外，电流沿图箭头C的方向流动时端电压Vu的变化示于图3(d)，电流从图4的负方向(箭头C的方向)变为正方向(箭头B的方向)时端电压Vu的变化示于图3(e)。

下面就端电压Vu如图3所示变化的理由进行说明。

首先，就图3的U相绕组3U中流过图4箭头B方向的正电流时的情况进行说明。这种情况下，利用电压输出电路10检测的电压Vu为与图3(a)实际上是相同的图3(c)所示的电压波形。其理由说明如下。

在上边的开关元件6U及下边的开关元件7U两方面都处于OFF状态的间歇时间A1及A2时，由于电流的连续性，电流继续沿图4的箭头B方向流动。这时，电流通过与开关元件7U反并联的二极管8ud沿箭头D方向流动，在绕组3U中流过正方向的电流。在该状态下，若假定二极管8ud的正向压降为O[V]，则端电压Vu为O[V]，间歇时间的期间中电压为O[V]。这里由于开关元件6U及7U的集电极与发射极间的饱和电压及二极管8uu及8ud的正向压降相对于电源电压E[V]很小，故可看成为O[V]。另外，在图3的(c)、(d)、(e)中，为了容易理解，不考虑从图3(a)所示的PWM开关指令到图3(c)所示的实际开关动作为止的滞后。但是，实际上必须考虑到，由于从计算机的相对于图3(a)所示的PWM开关指令的动作滞后而导致图3(c)所示的实际动作中间歇时间的期间的滞后。另外，实际上电压是逐渐上升逐渐下降的，但为了容易理解，在图3(c)、(d)、(e)中用垂直状态表示电压的上升沿下降沿，其变化被忽略。作为参考，在图3(f)中表示与图3(e)所示电压波形相应的实际的电压波形。

另外，图3(a)及(b)所示的电压波形中的电压，由于5[V]的控制电源加在开关元件组6及7上，因此为O[V]或5[V]。另外，图3(c)所示功率部分的端电压Vu的电压值为O[V]或E[V]。

下面就U相绕组3U中电流沿箭头C方向(图4)的负方向流动时的情况进行说明。

当负方向的电流流过绕组3U时，端电压Vu为图3(d)所示的电压波形。这时，在间歇时间的期间中，电流通过二极管8uu继续沿图4的箭头E方向(负方向)流动。结果是，在间歇时间的期间中端电压Vu为E[V]。因而，这时的端电压Vu为将图3(b)所示的下边的开关元件7u的电压波形正负倒过来的波形。

下面就图3(a)所示那样上边的开关元件6U处于导通状态(H)下流过U相绕组3U的电流(U相电流)从负方向流动变为正方向流动时的情况进行说明。

下面说明的情况是，在间歇时间A1的期间，U相电流沿箭头C的方向流动，在间歇时间A2的期间，U相电流沿箭头B的方向流动。图5为表示流过U相绕组3U的电流从负方向(图4的箭头C方向)变为正方向(图4的箭头B方向)时通过过零点状态的波形图。图5所示的端电压Vu的电压波形为图3(e)所示的波形，在间歇时间A1的期间为E[V]，在间歇时间A2的期间为O[V]。这样，当流经绕组3的电流方向变化时，在间歇时间A1及间歇时间A2的各自期间中电压发生变化。

在实施例1的电动机控制装置中，电流符号变化检测单元11根据开关元件调制电路9发出的PWM开关指令与实际的间歇时间的期间同步从电压输出电路10检测各相电压。这时，当检测的电压符号变化时，电流符号变化检测单元11输出表示相电流符号变化(电流通过零点)的信号。

实际上，在间歇时间的期间电压检测的时间是以开关动作发生变化时为基准，若考虑到开关动作滞后，则检测电压的时间也推迟相应的滞后时间。在图3(e)所示的波形图中用箭头表示检测时间。

如上所述，通过检测各相端电压，能够检测出流过绕组3的电流符号变化时间(电流过零点)。

下面就利用表示相电流通过过零点时的过零信号来控制电动机的方法进行说明。

在转子2的表面设置磁铁的表面磁铁型转子的情况下，已经知道，通过控制相电流的相位使得与被检测的感应电压的相位一致，能够提高电动机效率。因此通过控制使得相电流的相位与感应电压的相位一致。

下面就用来使相电流与感应电压的相位一致的实施例1中的第1施加电压控制电路14进行说明。

图6的(a)、(b)及(c)为表示相电流与感应电压关系的波形图。在图6中，实线为施加电压波形，虚线为感应电压波形，点划线为相电流波形。另外，在图6中，为了容易理解，作为施加电压表示的是第1施加电压控制电路14输出的正弦波的相施加电压指令的电压波形。

图6(a)所示波形图为表示相电流与感应电压相位一致的理想控制情况下的波形图。图6(b)为表示相电流滞后于感应电压情况下的波形图。图6(c)为表示相电流超前于感应电压情况下的波形图。

在图6中，施加电压与相电流的相位差用φ表示。图6(b)所示的状态相对于图6(a)所示的状态，其相位差φ变大。图6(c)所示的状态相对于图6(a)所示的状态，其相位差φ变小。

如上所述，在感应电压与相电流的相位不一致的情况下，施加电压与相电流的相位发生变化。因此利用这一现象能够进行控制。在图6中，实际的施加电压如已经叙述的那样，是利用开关元件调制电路9进行PWM开关控制并有间歇时间而施加在各开关元件上。

另外，当感应电压与电流的相位差较小时，由于定子绕组3的电阻及电感而引起的电气时间常数，必须使施加电压的相位超前于相电流的相位。因此，如果设施加电压相对于相电流的超前角为φref，则相电流与感应电压相位一致时的相电流与施加电压理想的相位差φref由于基本上由电动机的速度及转短单值决定，因此能够预先设定。

基于以上的考虑方法，第1施加电压控制电路14检测自己输出的相施加电压指令的过零点时间与电流符号变化检测单元11输出的相电流过零点的相位差φ。另外，若设在现在的转矩及转速情况下感应电压与相电流相位一致时的作为目标的电压与电流的相位差为φref，则相位误差φc可根据下式(1)计算。

φc＝-(φref-φ) (1)

接着，若设移动电角度60°所需要的时间(60°移动时间)为Tθ60deg(n)，上一次的60°移动时间为Tθ60deg(n-1)，则这一次的60°移动时间Tθ60deg(n)可根据下式(2)进行修正。在式(2)中，(n)及(n-1)表示这一次的值及上一次的值。

Tθ60deg(n)＝Tθ60deg(n-1){1-K2·φc/60} …(2)

当K2＝K2′时，φc≤0

当K2＝0.2·K2′时，φc＞0

K2′为60°移动时间的修正增益(相位误差增益)，在实施例1采用K2′＝0.05～0.5左右的数值。

与图6(a)所示的理想感应电压相应的施加电压相比，图6(b)所示的状态及图6(c)所示的状态，其施加电压滞后或超前了电角度10°。对于图6(b)所示状态那样滞后的情况下，其表出现来的相位误差比图6(c)所示状态那样超前的情况要大。为此，当增加电压频率时将增益设定得较小。这里，当增加电压频率时将60°移动时间设定得较短，而当减少电压频率时将60°移动时间设定得较长。根据上述，对于非线性的相位误差φc的性质，能够增加控制的稳定性。另外，由于修正增益K2的值要影响响应性，因此当响应性不是很必要的情况下将修正增益K2设定得较小，这样设定对于稳定性较有利。

根据电角度60°移动时间Tθ60deg(n)例如下式(3)、(4)那样计算PWM每个周期内部推算角度的方法在美国专利第5729102号公报等中已经知道。

ΔθPWM＝Tθ60deg(n)/ΔT PWM …(3)

θ(m)＝θ(m-1)+ΔθPWM …(4)

在式(3)中，ΔT PWM表示PWM 1个周期的时间。在式(4)中，ΔθPWM表示PWM1个周期移动的角度。这些计算式在下一个周期中进行计算。首先，每得到相位误差φc，就计算式(1)、式(2)及式(3)。接着，根据计算的ΔθPWM再仔细对PWM每一周期计算式(4)，更新角度θ(m)。

为了对每电角度60°进行60°移动时间控制，电流符号变化检测单元11对U相、V相及W相所有相的电流符号变化进行检测，进行与上述处理相同的处理。

接着，对速度误差进行比例积分控制，求得的电压指令值Vamp及电压相位指令值α从电压指令单元20输出，输入至第1施加电压控制电路14。

在第1施加电压控制电路14中，当输入的电压相位指令值α为正时，为了使施加电压的相位超前于感应电压，将前述式(1)的目标相位差φref设定得较小。另外，当相位差φ为负时，根据电压相位指令值α将相位差φref设定得较大。然后输出用电压指令值Vamp及求得的推算角度θ(n)根据下式(5)、式(6)及式(7)得到的三相的正弦波指令电压Vu^*、Vv^*及Vw^*。

Vu^*＝Vamp·sin(θ) …(5)

Vv^*＝Vamp·sin(θ-2/3π) …(6)

Vw^*＝Vamp·sin(θ+2/3π) …(7)

下面就开关元件调制电路9进行说明。

开关元件调制电路9由三角波比较电路(CPU内计算)、光耦合器及前级驱动电路构成。首先，开关元件调制电路9根据第1施加电压控制电路14输出的正弦波指令电压利用与三角波的比较进行包含间歇时间形式的三角波比较PWM方式的处理。接着，开关元件调制电路9驱动包含光耦合器等的前级驱动电路，将对实际的开关元件组6及7的导通及断开信号输入至各开关元件，施加电压。

通过将相位误差φc进行反馈，计算60°移动时间Tθ60deg(n)，将与现在的转子位置相应的电压振幅及电压频率输入至各开关元件。这样对开关元件的输入电压及频率进行的控制是与使得现在的转子2的推算位置与实际转子位置的误差为零的控制相同。

一般通过控制使感应电压与电流相位一致可减少铜耗。因而，通过第1施加电压控制电路14进行控制使电流相位与感应电压相位一致，能够实现高效低振动的无电流传感器的大角度通电驱动。另外，通过将电压饱和时的目标相位差φref设定得较小，能够使电流相位超前于感应电压，扩大电动机1的动作范围。

图6为表示感应电压为正弦波时的施加电压、感应电压及相电流的关系的曲线图，但感应电压即使是包含大量3次及5次高次谐波的梯形波，与图6所示的正弦波情况相同的关系也成立，也能够同样进行控制。

另外，上述的开关元件调制电路9所叙述的是根据与三角波比较的三角波比较PWM方式，但采用固定脉宽方式等其它的PWM方式也能够利用间歇时间来检测电流符号变化，与三角波比较PWM方式有同样的效果。

在第1施加电压控制电路14中执行的60°移动时间Tθ60deg(n)的计算如式(2)所示，仅仅按相位误差φc的积分进行。但是也可以如下式所示，将式(2)计算的等号左边作为积分分量TθI_60deg(n)，计算与其成比例的比例分量Tθp_60deg(n)，然后将两者相加进行60°移动时间Tθ60deg(n)的计算。这样，通过加入比例分量的计算处理，以提高电动机控制的稳定性。

TθI_60deg(n)＝TθI_60deg(n-1){1-KI·φc/60} …(8)

当KI＝KI′时，φc≤0

当KI＝0.2·KI′时，φc＞0

Tθp_60deg(n)＝TθI_60deg(n-1){1-Kp·φc/60} …(9)

当KI＝Kp′时，φc≤0

当KI＝0.2·Kp′时，φc＞0

Tθ60deg(n)＝TθI_60deg(n)+Tθp_60deg(n) …(10)

同样当增加电压频率时，将修正增益设定得比减少电压频率时要小，通过这样提高电动机控制的稳定性。

实施例1中的电流符号变化检测单元11、第1施加电压控制电路14、电压指令单元20及开关元件调制电路9的一部分实际上在计算机中实现的。因此，电压输出电路10输出的端电压在实施例1的控制装置中不能直接取入。因而，将端电压经过分压，再与预先设定的设定值进行比较，进行2值化处理。该2值化的数值作为数字数据通过计算机内的I/O口取入至计算机中。

然后，在计算机中检测电流符号变化后，进行前述式(1)、式(2)、式(3)及式(4)的计算，通过I/O口仅仅输出实际的PWM开关的ON及OFF信号。实际电路构成等在后述的实施例3中将详细说明。

另外，在实施例1控制装置的构成中，是在间歇时间A1及A2的两个期间检测电流过零点。但是，本发明不限于这种构成。其构成也可以是在间歇时间A1及A2期间内任一期间或以两个周期检测1次的比例检测电压、检测电流变化。

通过在每个间歇时间检测间歇时间中的电压，能够在尽早时期内检测出电流符号变化。但是，在PWM频率较高时或转子2的速率较慢时，也能够不是每个间歇时间进行电压检测。

另外，在实施例1控制装置的构成中，是检测三相的电流符号变化，但也能够仅检测一相的例如U相的电流符号变化。这时每电角度360°的控制次数减少为2次，但在速度变化较小时是能够控制的。这样在仅检测一相的电流符号变化的情况下，式(2)中的Tθ60deg(n)的计算次数减少，电压输出电路10也变成仅一相，能够降低成本。

在实施例1的电动机控制装置中，如前所述相对于计算机发出的开关动作指令，开关元件组6和7实际动作再施加端电压要产生滞后。因此，必须与实际动作的间歇期间相一致来检测电压。

下面就电流符号变化检测单元11中电压检测时间不一定与间歇时间相一致的控制方法进行说明。图7为说明电压检测时间不一定与间歇时间相一致的控制方法的波形图。

首先，就流过绕组3的电流从负方向变为正方向的情况进行说明。

图7(a)所示为电流沿正方向不变化时、例如U相的开关元件6U在ON指令期间(高电平期间)用Ta表示情况下的实际端电压。图7(b)所示为电流沿负方向不变化时的开关元件6U的ON指令期间同样为Ta情况下的实际端电压期间Tb。图7(c)所示为电流从负方向变为正方向时的开关元件6U的ON指令期间为Ta情况下的实际端电压。

如图7所示，(b)所示的电流为负方向时的端电压ON期间Tb比(a)的ON指令期间Ta要长两个间歇时间的期间Z，即Tb＝Ta+2Z。另外，(c)所示的电流从负方向变为正方向时的端电压ON期间Tc比(a)的ON指令期间Ta要长一个间歇时间的期间Z，即Tc＝Ta+Z。

图7(d)所示为判断电流变化的参照期间Td。该参照期间Td，可在电流符号检测手段11中，利用比间歇时间的期间Z要短的时间Y及可变的ON指令期间Ta，根据Td＝Ta+Z+Y的计算来求得。这样，可根据开关元件调制电路9输出的ON指令期间Ta，利用电流符号变化检测单元11生成参照期间Td。

将参照期间Td与电压输出电路10实际输出的端电压的高电平期间Tre进行比较。当从Tre＞Td的状态变为Tre≤Td的状态时，电流符号变化检测单元11判断出电流符号从负方向变为正方向，检测出电流符号变化。在电流从负方向变为正方向时，设定这样的参照期间Td是特别有效的。

另外，说明电流从正方向变为负方向的情况。当从电流为正方向、高电平期间Tre＝Ta状态变为电流为负方向时，通过设定参照期间为Td＝Ta+Y，能够迅速检测出电流从正方向变为负方向的情况。

另外，若将参照期间Td作为一个设定值设定为Td＝Ta+Z，则虽然有时在电流符号检测之前有1个周期滞后，但能够检测出电流符号变化。

图7(e)所示为正方向小电流流过的实际端电压Vu的电压波形。由于开关元件的特性，即使电流符号变化前电流较小时，实际施加电压变化也要产生滞后。为此，在用计算机检测电压时的比较器设定值如图7(e)所示，电压从零变为正方向时设定得较低，而从正方向变为零时设定较高。通过这样设定比较器，能够提高电流符号变化检测的精度。

另外，电流符号变化检测单元11即使用其他的利用端电压检测值来检测电流符号变化的方法也有同样的效果。

实施例1的电流符号变化检测单元11通常不一定检测出电流过零点，仅在间歇时间的期间内检测电流符号变化。因此，当转子2的转速较大、开关次数较少、间歇时间的次数较少时，电流过零情况下的检测误差较大。其原因是不能检测出在PWM半周期内的哪一时刻实际上电流过零。结果是，产生的角度误差是最大在PWM半周期期间转子2旋转的角度。因而，通过提高PWM频率能够减小角度误差。但是问题是，由于与开关次数成正比的漏电流等问题，PWM频率的上限受到限制。

因此，为了解决上述问题，作为别的实施例的开关元件调制电路仅仅将接下来电流符号发生变化的那一相的上边的开关元件及下边的开关元件的导通及断开的开关次数设定得比其他相开关元件的导通及断开的开关次数要多。

图8为表示开关元件调制电路9输出的各相PWM开关指令的开关信号波形图。图8(a)为U相上边的开关元件的开关信号。图8(b)为V相上边的开关元件的开关信号。图8(c)为W相的开关元件的开关信号。

图8(d)为旋转方向一定时的U相、V相及W相的电流波形图。当旋转方向一定时，如图8(d)所示，U相，V相及W相电流过零点的顺序是固定的。因此，如图8(d)所示，在U相电流过零点检测后到接下来的W相电流过零点的期间T，将W相的开关次数如图8(c)所示那样设定成图8(a)的U相及图8(b)的V相的2倍。这样，通过增加特定相的开关次数，能够提高检测电流过零点的角度精度。

开关元件调制电路9一旦检测出W相电流过零点，即将W相的开关频率恢复原来数值，仅将接下来电流过零点的V相的开关频率设定为2倍。这样，在仅将特定相的开关频率设定为2倍时，比起将三相所有相设定为2倍频率的情况，开关次数减少。结果，漏电流的增加较少，电流过零点检测时的角度精度提高。

另外，也可以在根据式(3)及(4)的角度容易能够预计的电流在零附近的图7(d)所示的Tshort期间中设定2倍的开关频率。

另外，实施例1的控制装置是用具有设置磁铁的转子2的电动机(带永久磁铁的同步电动机：PMSM)加以说明的。但是，本发明的控制装置对于不设置磁铁的同步磁阻电动机(SynRM)或感应电动机也能够与实施例1的控制装置同样进行控制。例如在感应电动机的情况下，电压指令单元20将前一次的电压指令值输入至第1施加电压控制电路14。然后，第1施加电压控制电路14根据用式(1)求出的相位误差φc改变电压指令单元20输出的施加电压振幅。(在PMSM情况下改变60°移动时间(电压频率)，而在感应电动机情况下不改变电压频率)。开关元件调制电路9将相电压与三角波进行比较，通过控制开关元件来控制感应电动机。因而，在这种情况下，也能够根据电流符号变化检测单元11输出的电流符号变化时间与施加电压的相位差进行电压控制。

另外，在实施例1中说明的电流符号检测手段11为了能够检测电流的正负，也可以实施已知的间歇时间的修正。所谓该间歇时间的修正，如图3(c)、(d)及(e)所示，电流为正时比电流为负时的正方向实际施加电压要小。因此，根据电流符号检测手段11输出的电流符号，如下式(11)及(12)所示，将相施加电压指令值(Vu^*、Vv^*。Vw^*)与修正电压Vα进行加减，对电压进行修正。另外，下式(11)及(12)表示根据U相电流符号是正还是负如何对相施加电压指令值(Vu^*)进行修正。

若iu≥0，则Vu^*＝Vu^*+Vα …(11)

若iu＜0，则Vu^*＝Vu^*-Vα …(12)

式(11)及(12)表示三相中仅对一相的间歇时间进行修正。实际上要对三相进行修正。通过如上所述进行间歇时间的修正，能够减少电流失真，当然能够减少振动。

在实施例1的电动机控制装置中，通过检测间歇时间时的端电压来检测电流过零点的时间。然后，对逆变器4进行施加电压(电压振幅及频率)控制，使电流过零点与指令电压过零点的相位差为设定值。这样，实施例1的电动机控制装置仅通过检测端电压就实现了低振动高效的正弦波电压驱动。

实施例2

下面就本发明有关的电动机控制装置及具有该控制装置的电动机单元的实施例2进行说明。在实施例2的控制装置中，通过检测间歇时间时的端电压来检测电流过零点的时间。在该电流过零点时使开关断开，检测感应电压。然后，根据检测的感应电压来控制施加电压(电压振幅及电压频率)。因而，实施例2的电动机控制装置的构成，由于是在电流过零点时断开，因此能够实现断开期间短、低振动高效的大角度通电驱动。下面利用附图就实施例2控制装置中的控制方法进行说明。

图9为表示电动机及具有该控制装置的电动机的单元构成的方框图。

在实施例2中，与前述实施例1中的构成相同的部分在图9中给以相同符号并省略其说明。另外，在图9中利用①～⑤的编号表示实施例2的控制装置中的处理顺序。

电动机1有定子(未图示)及转子2。各定子中绕有流过相电流的各绕组3(3U、3V、3W)。逆变器4具有直流电源5、构成三相桥式电路的上边的开关元件组6(6U、6V、6W)及下边的开关元件组(7U、7V、7W)、以及与各开关元件6U、6V、6W、7U、7V、7W反并联的二极管8uu、8vu、8wu、8ud、8vd、8wd。上边的开关元件组6及下边的开关元件组7与开关元件调制电路9相连进行控制。

另外，在实施例2的电动机控制装置中设有电压输出电路10、电流符号变化检测单元11、感应电压检测手段即感应电压检测电路13、第2施加电压控制手段即第2施加电压控制电路16、电压指令单元20、以及第1断开期间指令手段即第1断开期间指令单元26。

下面就实施例2的电动机控制装置中的动作以U相为例进行说明。

实施例2中的电流符号变化检测单元11与前述实施例1相同，与间歇时间的期间同步(①)对来自电压输出电路10的端电压(Vu、Vv、Vw)进行检测。当检测的端电压变化时，判断为相电流过零点，电流符号变化检测单元11输出电流变化信号(②)。在电流符号变化检测单元11输出U相电流的电流变化信号的瞬间，U相电流在零附近，变得非常小。

因此，当电流变化信号输出时，第2施加电压控制电路16根据在第1断开期间指令单元26中设定的断开控制期间将U相上边的开关元件6U及下边的开关元件7U仅在PWM三个周期左右的期间连续禁示开关动作的断开控制信号输出给开关元件调制电路9(③)。输入了断开控制信号的开关元件调制电路9将相应的开关元件断开。在这样仅PWM三个周期左右的期间断开的情况下，在断开控制周期的最初的PWM两个周期之前，U相电流返回到零。然后，在下一个PWM周期的期间，感应电压检测电路13通过利用下面的时间读取电压输出电路10的电压来检测U相的感应电压Vu。

检测的感应电压在V相上边的开关元件6V及W相下边的开关元件7W导通时或W相上边的开关元件6W及V相下边的开关元件7V导通时输出。为此，感应电压检测电路13与开关元件调制电路9同步(④)对感应电压进行检测。检测的感应电压输入至第2施加电压控制电路16(⑤)。

在电动机极数为4极、转速为3000转/分、三角波频率为15KHz的情况下，将PWM断开三个周期即断开期间为7°，在180°期间中有173°通电。

下面就实施例2中的电动机控制方法进行说明。

如前述实施例1说明的那样，在表面磁铁型转子情况下，进行控制使得相电流与检测的感应电压相位实际上保持一致。

图10为表示相电流及相感应电压的波形图。如图10所示，在U相电流从负方向变为正方向的时间检测的感应电压小于电源电压E的1/2时，电流相位超前于感应电压。这种情况下必须进行控制使得施加电压滞后，使相电流与感应电压相位一致。另外，在相电流从正方向变为负方向的时间感应电压大于电源电压E的1/2时，电流相位也超前于感应电压。因此要进行控制使得施加电压滞后(减小频率)，使相电流与感应电压相位一致。

反之，在相电流从负方向变为正方向的时间感应电压大于电源电压E的1/2时，或相电流从正方向变为负方向的时间感应电压小于电源电压的1/2时，相电流滞后于感应电压。为此要进行控制使施加电压超前(增大频率)。

通过如上所述对施加电压进行控制，第2施加电压控制电路16根据感应电压检测电路13检测的感应电压进行如下所述的60°移动时间修正。

感应电压检测电路13将感应电压作为模拟电压进行检测。若设检测的感应电压与E/2的差为e bemf，1000转/分时的相感应电压有效值为er[V]，现在的转速为ω[转/分]，则以感应电压为基准时的电流相位的相位移量φbc可由下式(13)计算。

φbc＝K3·sin^-1{707e bemf/(ω·er)} …(13)

在式(13)中，当电流从正方向变为负方向时，K3＝-1；当电流从负方向变为正方向时，K3＝1。

接着若设通过电角度60°的时间为Tθ60deg(n)，则60°移动时间的修正利用下式(14)进行。

Tθ60deg(n)＝Tθ60deg(n-1){1-K5·φbc/60} …(14)

在式(14)中，K5为60°移动时间的修正增益，采用K5＝0.05～0.5左右的数值。

当相电流相位超前于感应电压相位时，施加电压的60°移动时间滞后。通过改变施加电压的频率，能够使60°移动时间变化，能够控制施加电压使感应电压与电流相位一致。

接着与前述实施例1相同，用式(3)及式(4)生成每个PWM周期的角度。

另外，与实施例1相同，电压指令单元20将电压指令值Vamp、电压超前角α输出给第2施加电压控制电路16。这时，在电动机1为表示磁铁型同步电动机(SPM)的情况下，将电压超前角作为α＝0输入。

第2施加电压控制电路16用输入的电压指令值Vamp及计算的推算角度θ(n)从式(5)、(6)及式(7)求出三相正弦波指令电压Vu^*、Vv^*及Vw^*，输入至开关元件调制电路9。

然后，在第2施加电压控制电路16输出导通控制信号期间，开关元件调制电路9实施相应相的PWM开关控制。即开关元件调制电路9进行将正弦波指令电压与三角波进行比较的三角波比较PWM方式，输出PWM开关指令。进而，开关元件调制电路9将包含间歇时间的PWM开关指令的导通及断开信号加在开关元件组6及7的各开关元件上，实际上将电压加在电动机1的绕组3上。

以上根据在开关元件间歇时间的期间中从电压输出电路10检测的电压，由电流符号变化检测单元11检测特定相电流过零点。然后，仅仅使第1断开期间指令单元26设定的期间所对应的相连续断开。通过这样断开，电流为零，处于感应电压检测电路13能够检测感应电压的状态。

第2施加电压控制电路16用检测的感应电压值来控制60°移动时间。

根据如上所述构成及动作的实施例2的电动机控制装置，能够缩短电流为零的期间而进行通电，能够不用电流传感器实现低成本、低振动、高效的大角度通电驱动。

另外，在实施例2中，所谓第1断开期间指令单元26给出断开控制期间当然与给出通电控制期间是同一个意思。

另外，在将磁铁埋入转子2的电动机(下面简称IPM)的例子中，都知道在电流相位相对于感应电压的相位有一定滞后的情况下电动机效率高。因此，在IPM情况下，电流相位移量φbc可按照转速或转矩根据电压指令单元20输出的电压超前角α(α＜0)来计算。这种情况下，为了使电流相位产生某种程度的滞后，第2施加电压控制电路16利用引入偏移相位βos的下式(15)代替前述的式(13)计算相位移量φbc。

φbc＝K6·sin^-1{707e bemf/(ω·er)}-βos …(15)

在式(15)中，当电流从正方向变为负方向时，K6＝-1；当电流从负方向变为正方向时，K6＝1。

然后，用式(15)计算的相位移量φbc值，将式(2)至式(7)的计算置换成φc＝φbc，通过与实施例1同样进行也能够进行高效的IPM控制。

另外，在上述实施例2中，就能够将感应电压作为模拟电压进行检测的情况进行了说明，但当转子2转速变动较小时，仅仅输出感应电压检测电路13能够根据感应电压符号进行判断的电流相位超前或相位滞后的信号。这种情况下，第2施加电压控制电路16用2值化的感应电压信息用下式(16)代替式(14)同样进行60°移动计算。

Tθ60deg(n)＝Tθ60deg(n-1){1-K3·K4·K5} …(16)

在式(16)中，当电流从正方向变为负方向时，K3＝-1；当电流从负方向变为正方向时，K3＝1。另外，当电流从正方向变为负方向时，K4＝-1；当电流从负方向变为正方向时，K4＝1。K5为60°移动时间的修正增益，当60°中进行0.3°～3°左右修正时，用K5＝0.005～0.05左右的数值。

关于式(16)以后的动作，通过进行与前述实施例1相同的动作，实施例2中的电动机控制具有与实施例1相同的效果。

实施例3

下面就本发明有关的电动机控制装置及具有该控制装置的电动机单元的实施例3进行说明。前述实施例2控制装置的构成是在电流过零点之后使开关元件断开以检测感应电压。而在实施例3控制装置的构成中是当电流正在流过时通过使开关元件断开而使电流返回到零。实施例3的控制装置是通过在检测感应电压后立即重新开始开关动作，以实现由于大角度通电而得到的低振动及高效率。下面就实施例3控制装置中的大角度通过控制方法进行说明。

图11为表示电动机及具有该控制装置的电动机单元构成的方框图。

在实施例3中，与前述实施例1中的构成相同的部分在图11中给以相同符号并省略其说明。另外，在图11中利用①～④的编号表示实施例3的控制装置中的处理顺序。

与前述实施例1相同，实施例3的电动机1有定子(未图示)及转子2。定子中绕有流过相电流的各绕组3(3U、3V、3W)。逆变器4具有直流电源5、构成三相桥式电路的上边的开关元件组6(6U、6V、6W)及下边的开关元件组7(7U、7V、7W)、以及与各开关元件6U、6V、6W、7U、7V、7W反并联的二极管8uu、8vu、8wu、8ud、8vd、8wd。上边的开关元件组6及下边的开关元件组7与开关元件调制电路9相连进行控制。

另外，在实施例3的电动机控制装置中设有电压输出电路10、零电流判断手段即零电流判断单元12、感应电压检测电路13b、第3施加电压控制手段即第3施加电压控制电路17、以及电压指令单元20。

下面就实施例3的电动机控制装置中的动作进行说明。

首先，用图12及图13就实施例3中零电流判断的考虑方法进行说明。图12的(a)～(f)为表示大角度通电情况下的上边的开关元件6U、6V、6W及下边的开关元件7U。7V、7W的导通及断开控制时间的图形。在图12中，开关元件仅仅在输入开关元件的输入信号为高电平期间才成为开关允许状态。

下面与以往技术中说明的情况相同，就仅仅上边的开关元件6U、6V、6W处于PWM开关的情况进行说明。

上面的开关元件6U、6V、6W为高电平期间实施PWM开关控制(图示省略)。这时下边的开关元件7U、7V、7W在高电平期间保持导通状态不变。这样的开关元件驱动控制是根据第3施加电压控制电路17输出的导通及断开控制信号进行的。如上所述，当第3施加电压控制电路17输出导通控制信号时，开关元件不一定始终导通。即第3施加电压控制电路17将导通控制信号输出给开关元件调制电路9意味着对于开关元件调制电路9输出在一定期间允许或禁止开关动作的控制信号。利用开关元件调制电路9以实际的PWM周期对开关元件组6及7的导通及断开动作进行控制。

在实施例3中，各相断开控制时间与前述实施例1及实施例2相同，用计算机的定时器根据60°移动时间输出。如图12可知，例如在W相开关元件6W断开(A：25°)后，经过电角度60°时间后使开关元件7V断开(B：85°)。

图13为表示W相上边的开关元件6W断开时的端电压。图13(a)为W相开关元件6W断开时(图12的A)的时间以后U相端电压Vu的电压波形，图13(b)为该时间(图12的A)以后的V相端电压Vv的电压波形。

如图13所示，在A刚刚断开时间之后，仅仅上边的开关元件6U进行PWM开关动作，下边的开关元件7V始终导通。因此，如图13(a)所示，端电压Vu相应于开关动作的导通(ON)及断开(OFF)，端电压在E[V]及O[V]之间变化。

图13(c)所示为W相电流Iw的电流波形，图13(d)所示为W相端电压Vw的电压波形。图13(c)的P1点表示W相电流Iw从正方向返回至零的时间。图13(d)的P0点表示W相上边的开关元件6W断开的时间。另外，从P0到P1表示由于电流通过W相二极管8wd使W相端电压Vw为O[V]。因此，通过将OV附近的基准值与端电压Vw进行比较，能够检测出电流变为零、产生感应电压的时间P1。

如图13(d)所示，由于实施例3控制装置的构成使得如后所述一旦检测出感应电压，则立即重新开始开关动作，因此只输出一个表示感应电压的信号。在以往的控制装置中，如图13(d)虚线所示，连续输出表示感应电压的信号。

下面用图14及图15就实施例3中的电压输出电路10、零电流判断单元12及感应电压检测电路13b进行具体说明。

图14为实施例3中的电压输出电路10、感应电压检测电路13b及零电流判断单元12的具体电路图。图15为端电压波形与基准电压的关系及感应电压检测时间的说明图。

如图14所示，电压输出电路10由电阻31、电阻32及缓冲器33构成。电压输出电路10用电阻31及电阻32将端电压Vw分压后，通过缓冲器33输出电压Vw′。设缓冲器33的输入电源为+Vs及GND，则设定分压比例使电压Vw′的中心值为Vs/2.

零电流判断单元12由比较器34及形成该比较器34反向输入端的基准电压的电阻35、电阻36及电阻37构成。控制电源38、下边的开关元件7U的开关信号输入至该零电流判断单元12。零电流判断单元12将通过缓冲器33输出的电压Vw′与基准电压进行比较，输出高电平(H)或低电平(L)信号。

在图15中，P0点与图12的A的时间相对应。图15的P1点表示电流通过二极管8wd流动期间结束的时间。

在端电压的电压波形中，通过P1点后，在U相上边的开关元件6u为ON(V相上边的开关元件6V始终为OFF)时输出感应电压。在以下的说明中，将这样输出感应电压的开关状态叫做感应电压输出时间。

如图15所示，当电流从正方向变为零时，将相对于输出的感应电压的基准电压设定成较低的基准电压1。通过这样设定基准电压，则不管感应电压的大小如何，都能够检测电流变为零、能检测感应电压的时间。例如，若设定为图15所示的基准电压2那样较高的电压，则形成不能检测P1点的状态。

比较器34的输出信号，由于在图15所示的TLO等期间也为低电平，因此比较器34的输出信号在低电平的期间不一定表示W相电流始终为零。因此，将比较器34的输出信号与某一相上边的开关元件及下边的开关元件的断开控制开始等信息同步对该电流为零的时间进行检测。如图14所示，比较器34的输出信号输入至计算机41。在计算机内，根据对各开关元件的断开控制期间进行管理的第3施加电压控制电路17的输出信号，能够得到电流变为零、能够检测感应电压的信号。

当W相电流即使为零而上边的开关元件6U也为OFF时(不是感应电压的输出时间)，在上边的开关元件6U变为ON之前，比较器34输出低电平(L)，不能正确检测电流变为零的瞬间。但是，由于能够检测感应电压这一点是能够检测的，因此没有问题。

下面就如图14所示在零电流判断单元12中采用下边的开关元件7U的开关信号的理由进行说明。

感应电压的大小因电动机转子位置不同而变化。因此，在零电流判断手段12中，要与电压输出电路10输出的电压进行比较的基准电压在电流从正方向变为零时(图15所示的T1开始时)等情况下设定成图15所示的基准电压1那样较低的电压。另外，在电流从负方向变为零时(T4开始时)等情况下设定成基准电压2那样较高的电压。

下面用图14就基准电压1及基准电压2的生成方法进行说明。

首先，控制电源38(Vs)加上5V。为了生成W相的基准电压1及基准电压2，用下边的开关元件7U的ON(5V)及OFF(OV)的控制信号。通过光耦合器等之后使用在计算机内生成的开关元件调制电路9的信号。

下边的开关元件7U的开关信号如图12(d)所示，在T1期间(0°-60°)为低电平(L)，在T4期间(180°～240°)之间为高电平。这种情况与以往技术中说明的图21(d)的情况相同。

当电阻35、电阻36及电阻37的各电阻值相同时，在T1期间基准电压1为Vs/3，在T4期间基准电压1为2Vs/3。因此，即使当输出的感应电压与Vs/2有很大差别时，也能够检测通过二极管的电流结束的T1期间中的P1点的时间及T4期间中的P4点的时间。

在实施例3中，由于比较器34的输出一般为集电极开路输出，因此其输出端与电阻42及控制电源44相连。另外，比较器39也相同，其输出端与电阻43及控制电源45相连。

下面就实施例3中的感应电压检测电路13b进行说明。感应电压检测电路13b具有比较器39及输出该比较器39的基准电源40。在实施例3中，由于电压输出电路10输出的感应电压Vw′以Vs/2为基准发生变化，因此基准电源40的电压设定为如图15所示的基准电压3那样为Vs/2。

在图15的电压波形中，如在前述实施例2中已经说明的那样，点P1时表示感应电压大于基准电压3(Vs/2)情况下施加电压的频率超前，因此使内部角度生成滞后。

在以上的说明中，就W相电流为零的情况进行了说明，但实际上的构成是各相设置了图14的电路，依次得到关于感应电压的信息。

如上所述，实施例3的第3施加电压控制电路17将断开控制信号输出给零电流判断单元12(①)。零电流判断单元12接受了断开控制信号后，根据比较器34的输出信号检测电流为零的状态。感应电压检测电路13b接受了零电流判断单元12输出的零电流信号(②)，根据开关元件调制电路9输出的开关状态立即检测感应电压。

第3施加电压控制电路17如实施例2说明的那样，根据感应电压检测电路13b输出的感应电压信号(③)及电压指令单元20输出的信号对开关元件组6及7的施加电压(电压振幅及电压频率)进行控制。

以上的动作一边依次改变U相、V相及W相的各相一边继续进行控制。

如上所示为实施例3中取入2值化的感应电压的具体实现方法。利用图14所示的电压输出电路10及感应电压检测电路13b等的电路构成，将感应电压加以分压，在比较器39中与某一基准值进行比较，输出2值化的信息(高电平或低电平)。该2值化信息取入计算机后进行式(16)的计算。

在实施例3中，就绕组为三相的情况作了叙述，但本发明不限于此，在两相或多相的情况下也有效。

下面就实施例3中的断开时间控制(电压频率控制)进行详细说明。

首先，在图12(c)所示的W相上边的开关元件6W的开关动作的时间A使开关元件6W断开(OFF)。然后，在检测感应电压之后，在图12(f)所示的W相下边的开关元件7W的开关动作的时间A′开始使开关元件7W导通(ON)。

接下来断开(OFF)的开关元件如图12(e)所示为V相下边的开关元件7V。这时的断开时间B是在W相的开关元件6W断开后的电角度60°之后断开。第3施加电压控制电路17如实施例2说明的那样用下式(17)决定断开时间。

Tθ60deg(n)＝Tθ60deg(n-1){1-K3·K4·K5} …(17)

在式(17)中，与前述实施例2相同，当感应电压为正时设修正增益K3为1；当感应电压为负时，设修正增益K3为-1。另外，当电流从正方向变为负方向时，K4＝-1；当电流从负方向变为正方向时，K4＝1。K5与式(16)的说明相同，为60°移动时间的修正增益，采用K5＝0.005～0.05左右的数值。

按照以上的条件进行60°移动时间的计算，控制断开时间。实际上从图12的时间A点到时间B点已经开始60°移动时间的计算。因此，用在时间A点与时间A′点之间检测的感应电压来控制从时间B点至时间C点的60°计算时间。

实施例3的控制装置与实施例2的控制装置不同，不是在一定期间断开开关动作，而是利用第3施加电压控制电路17改变断开控制期间以实施对电动机的控制。实施例3的第3施加电压控制电路17，一旦利用感应电压检测电路13b检测感应电压，则立即为了检测感应电压，实施包含断开的相在内的所有相的开关动作。另外，第3施加电压控制电路17根据感应电压对开关元件调制电路9输入断开时间控制信号及施加电压指令。

如上所述，实施例3的控制装置，通过在感应电压检测后立即重新开始断开相的开关动作，能够始终使断开控制期间为最小而与动作条件无关。其结果，实施例3的电动机控制装置对于电动机的高效率及低振动是有效的。

在实施例3的控制装置中，由于一旦检测感应电压就立即重新开始开关动作，因此开关动作的断开控制期间不是预先决定的一定的期间。因此，当电流量较多时，图15所示T1期间中的时间P0点至时间P1点以及在T4期间中的时间P3点至时间P4点的期间变长。其结果，开关断开控制期间比电流量较少时稍微长一些。但是，关于导通控制期间比以往技术要长得多。

另外，断开控制期间也随定子绕组的电阻及电感等电机常数而变。因此，在图12中( )内的角度例如(a)的(335°)或(b)的(95°)的角度是不定值，所以假定在电流返回至零、能够检测感应电压之前为10°的情况下的各开关元件组6及7的开关时间只是作为一例表示的。

上面就在实施例3的开关元件组6及7中、在T1期间如前述图21所示的单边的开关动作的情况进行了说明。但本发明的控制装置对于上边的开关元件断开后同一相下边的开关元件有在间歇时间的导通的通常的开关动作时也能够适用。在这样的开关动作的情况下能够施加正弦波的施加电压。另外，这种情况下必须要精确的角度信息。

下面就第3施加电压控制电路17中进行的角度生成方法进行说明。用与前述实施例1的式(3)及式(4)相同的下式(18)及式(19)以及相同的变量能够计算角度。

ΔθPWM＝Tθ60deg(n)/ΔT PWM …(18)

θ(m)＝θ(m-1)+ΔθPWM …(19)

与实施例1相同，根据利用式(18)及式(19)计算的位置θ(m)，生成施加电压。

图16所示为正弦波施加电压生成的例子。如图16所示，存在用于检测感应电压的不加电压的期间。但是，即使在这样的检测感应电压的期间中仍继续生成角度，用检测感应电压后继续生成的θ(m)施加电压。

如图16所示，开关断开控制期间短，通过施加正弦波电压，电流变为正弦波，振动减少。另外，如图16所示，通过在电压为零时对相电压进行断开控制的构成，电压变化变得平滑。

在正弦波电压驱动那样的三相开关动作的情况下，图14所示的下边的开关元件7U的开关信号不是连续导通或断开的数值。因此，例如根据第3施加电压控制电路17输出的U相指令电压的符号在计算机内生成连续的ON指令或OFF指令，再通过I/O口输出，来代替下边的开关元件7U的开关信号。这样能够改变基准电压。

作为参考，在电角度180°内能够施加电压的电角度θsa用在电流变为零、检测感应电压之前的期间内的PWM断开次数PWM_ka根据下式(20)能够计算。

θsa＝180°-ΔθPWM×PWM_Ka …(20)

接着，在实施例3的感应电压检测电路13b中，以检测感应电压的比较器39的基准电压2用固定值进行设定的例子进行了说明。如前述实施例2中说明的那样，对于IPM由于感应电压相对电流其相位处于超前状态，因此基准电压2在时间P1点设定得比Vs/2要大、而在时间P4点设定得比Vs/2要小的情况是有效的。因此，通过改变为与零电流判断单元12的比较器34的负输入端基准电压生成相同的构成，能够设定具有偏移的基准电压。因此，能够进行与式(15)的偏移相位βos相同的相位控制动作。另外，利用通过计算机D/A变换器输出的模拟电压，能够任意设定基准电压。根据上述方法，能够实现IPM的高效率控制。

另外，在实施例3中，在取入感应电压的模拟值的情况下是将缓冲器33的输出直接输入至计算机41的A/D口。这种情况下，零电流判断单元12及感应电压检测电路13b不是由电路构成，在计算机内很容易与计算机内预先设定的基准电压进行比较处理。

另外，在实施例3中，还能够仅对W相一相进行控制。但是，这种情况下控制次数变少，只能够进行某种程度的控制，而控制性能变差。

再有，在实施例3中是对带磁铁的电动机(PMSM)进行了说明，但本发明在同步磁阻电动机(SynRM)那样的同步电动机中也同样能够适用。这种情况下的感应电压(磁通)由电感与电流的乘积获得。

图17为为带磁铁电动机(PMSM)中电流、磁通及电压有关的向量图。

在图17中，φa表示磁铁产生的电枢交链磁通，id表示d轴坐标上的电枢电流，iq表示q轴坐标上的电枢电流，Ld表示d轴电枢绕组的自感，Lq表示q轴电枢绕组的自感，β表示d、q轴坐标上电枢电流iq的超前角，φo表示φa与绕组电流产生的磁通Lqiq及Ldid相加的总交链磁通，Ra表示电枢绕组每相电阻，Va表示电压向量。另外，电枢电流Ia由下式(21)表示。

Ia = \sqrt{({id}^{2} + {iq}^{2})} - - - - - (21)

在图17中，ωφo成为能够检测的感应电压。

下面来考虑没有磁铁产生磁通的同步磁阻电动机(SynRM)的情况。这种情况下虽然φa＝0，但由于磁通Lqiq及Ldid产生，因此产生感应电压。通过检测该感应电压，在同步磁阻电动机(SynRM)中也与带磁铁的电动机(PMSM)相同，能够检测感应电压并对电动机进行控制。

另外，实施例3中的感应电压检测电路13b与前述实施例2相同，通过检测模拟量来提高电动机控制性能。

实施例4

下面就本发明有关的电动机控制装置及其该控制装置的电动机单元的实施例4进行说明。

实施例4的控制装置，在电动机速度较大时或速度变化较大时根据在以往技术中说明的感应电压过零点进行120°通电控制，而在电动机速度较小时或速度变化较小时根据前述实施例1中说明的控制方式进行正弦波电压驱动控制。

图18为表示电动机及具有该控制装置的实施例4的电动机单元构成的方框图。

在实施例4中，与前述实施例1中的构成相同的部分在图18中给以相同符号并省略其说明。

与实施例1相同，实施例4的电动机1有定子(未图示)及转子2。另外，控制装置的逆变器4中设有直流电源5、构成三相桥式电路的上边的开关元件组6及下边的开关元件组7、以及二极管8uu、8vu、8wu、8ud、8vd、8wd。

在实施例4的电动机控制装置中设有电压输出电路10、电流符号变化检测单元11、感应电压检测电路13C、第1施加电压控制电路14、电压指令单元20、第2断开期间指令手段即第2断开期间指令单元50、以及第4施加电压控制手段即第4施加电压控制电路52。

在实施例4的控制装置中，根据速度等切换控制方式，利用这种切换来提高稳定性，下面就实施例4的电动机控制装置中的控制方法进行说明。

电流符号变化检测单元11的动作及根据它的控制动作与前述实施例1中说明的控制动作完全相同，因此省略其详细说明。下面简单说明电流符号变化检测单元11的动作。

电流符号变化检测单元11在间歇时间的期间中根据电压输出电路10输出的电压检测电流符号变化的时间。然后，第1施加电压控制电路14检测电流过零点及施加电压过零点的相位，对施加电压进行控制使成为预先设定的相位。通过这样进行控制，由于能够控制使得感应电压与相电流相位一致，因此根据实施例4，能够实现高效低振动的无电流传感器的大角度通电驱动。

在第4施加电压控制电路52中的根据感应电压检测电路13C输出的感应电压过零点的动作与以往技术中说明的动作完全相同，省略其详细说明。下面简单说明其动作。

第4施加电压控制电路52根据第2断开期间指令单元52输出的60°断开控制期间将断开控制信号输出给开关元件调制电路9。然后，第2施加电压控制电路52将根据感应电压检测电路13C在断开控制期间中检测的感应电压与Vs/2的比较结果而输出的感应电压的过零点信号输出。

第4施加电压控制电路52根据过零点信号输出每隔60°的开关元件导通及断开控制信号或每隔60°的导通及断开状态变更时间控制信号。另外，第4施加电压控制电路52对开关元件调制电路9输出在60°期间进行PWM开关动作时的相电压指令Vsou。

开关元件调制电路9执行根据第4施加电压控制电路52输出的相电压指令的脉宽调制动作或每隔60°的开关元件实际导通及断开控制动作。其结果，逆变器4将电压加在电动机1上进行驱动控制。

实施例4的第4施加电压控制电路52，其感应电压的检测期间长，而且用感应电压的过零点作为转子的绝对位置。因此，第4施加电压控制电路52具有优异的控制稳定性。

另外，在第1施加电压控制电路14中，当电动机1的速度较大时，如已经说明的那样，有时在检测电流符号变化时角度误差变大，指令电压过零点与相电流过零点的相位差检测精度变差，控制稳定性变坏。因此，当电动机1的速度较大时或速度变化较大时，根据第4施加电压控制电路52进行控制。

另外，当电动机的速度较小时或速度变化较小时，根据第1施加电压控制电路14进行控制。在该控制中，第1施加电压控制电路14根据前述式(2)的60°移动时间计算转子2的转速。另外，第4施加电压控制电路52能够根据感应电压的过零点信号间隔方便地计算转子2的转速。

通过监视如上所述根据第1施加电压控制电路14或第4施加电压控制电路52求得的转子2的速度进行切换，以便有效实施第1施加电压控制电路14或第4施加电压控制电路52的某一种控制手段。

如上所述，在实施例4的控制装置中，通过按速度等切换控制方式，能够从整体上进行稳定控制以实现高效低振动的电动机驱动。

在实施例4中，当电动机1的速度较大时或速度变化较大时，进行以往技术所示的根据感应电压过零点的120°通电控制。另外，当电动机1的速度较小时或速度变化较小时，根据实施例1中说明的控制方式进行正弦波电压驱动控制。在实施例4的控制装置中，当电动机1的速度较小时或速度变化较小时，即使根据实施例3说明的控制方式进行大角度通电控制，也取得与上述实施例4相同的效果。

实施例5

下面就本发明有关的电动机控制装置及其有该控制装置的电动机单元的实施例5进行说明：

实施例5的控制装置，在电动机速度较大时或速度变化较大时根据在以往技术中说明的感应电压过零点进行120°通电控制，而在电动机速度较小时或速度变化较小时根据前述实施例2中说明的控制方式进行大角度通电控制。

图19为表示电动机及具有该控制装置的实施例5的电动机单元构成的方框图。

在实施例5中，与前述实施例1中的构成相同的部分在图19中给以相同符号并省略其说明。

与前述实施例1相同，实施例5的电动机1有定子(未图示)及转子2。另外，控制装置的逆变器4中设有直流电源5、构成三相桥式电路的上边的开关元件组6及下边的开关元件组7、以及二极8uu、8vu、8wu、8ud、8vd、8wd。在实施例5的电动机控制装置中设有电压输出电路10、电流符号变化检测单元11、感应电压检测电路13d、第2施加电压控制电路16、电压指令单元20、第1断开期间指令单元26、第2断开期间指令单元50、以及第4施加电压控制电路52。

下面就实施例5的控制装置动作进行说明。

在实施例5中的电流符号变化检测单元11的动作及根据它的控制动作与前述实施例2中说明的动作完全相同，省略其详细说明，下面就电流符号变化检测单元11的简单动作进行说明。

电流符号变化检测单元11与间歇时间的期间同步对电压输出电路10输出的电压进行检测，检测相电流符号的变化。当检测出相电流符号变化时，电流符号变化检测单元11输出电流变化信号。

当电流变化信号输出时，第2施加电压控制电路16根据第1断开期间指令单元26输出的PWM三个周期的断开控制期间，将对应相的上边的开关元件及下边的开关元件的断开控制信号输入至开关元件调制电路9。然后，在电流变为零、从电压输出电路输出感应电压的时间中，感应电压检测电路13d对感应电压进行检测。

再有，第2施加电压控制电路16根据检测的感应电压值或电压指令单元20输出的值将表示开关元件调制电路9中导通及断开的开关时间的控制信号或施加电压指令输入至开关元件调制电路9。开关元件调制电路9实际进行PWM控制，逆变器4在希望的时间内对电动机加上电压。

第4施加电压控制电路52根据感应电压检测电路13d输出的感应电压过零点的动作，与以往技术或实施例4中说明的动作完全相同，省略其详细说明。

第4施加电压控制电路52，由于感应电压检测期间长，采用感应电压的过零点，因此能够稳定进行控制。另外，第4施加电压控制电路52很难受感应电压失真的影响。

另外，第2施加电压控制电路16在速度较快时，如前所述，在检测电流符号变化时，角度误差容易变大。另外，利用第2施加电压控制电路16进行控制容易受感应电压失真的影响及速度变化的影响，当这些影响较大时，很难稳定进行控制。

所以，在实施例5中，当电动机1的速度较快时或速度变化较大时，根据第4施加电压控制电路52进行控制，当电动机1的速度较慢时或速度变化较小时，根据第2施加电压控制电路16进行控制。

在实施例5中的感应电压检测电路13d在第2施加电压控制手段16及第4施加电压控制手段52两方面动作时产生动作。另外，转子2的转速根据在第2施加电压控制电路16利用前述式(14)计算的60°移动时间或根据在第4施加电压控制电路52的感应电压过零点信号的间隔能够很容易进行计算。这样通过监视转子2的转速，实施例5的控制装置使第2施加电压控制电路16或第4施加电压控制电路52的某一个控制手段动作。

如上所述，实施例5的电动机控制装置，通过按速度等切换控制方式，能够稳定实现高效低振动的电动机驱动。

根据上面就实施例进行的详细说明可知，本发明的电动机控制装置及具有该控制装置的电动机单元具有下列的效果。

本发明的电动机控制装置及电动机单元是这样构成的，是在同一相开关元件的间歇时间的期间中检测端电压，根据检测的端电压检测相电流符号变化的时间，再根据相电流符号变化的时间信号与相施加指令电压符号变化的时间的相位差对施加电压进行控制。因此，本发明的电动机控制装置及电动机单元能够根据电动机的转子位置施加电压，能够进行高精度的电动机驱动。因而，根据本发明不需要设定检测感应电压用的不通电期间，能够实现无电流传感器的连续通电，能够提供高效低振动的电动机控制装置及电动机单元。

本发明的电动机控制装置及电动机单元，如实施例2中说明的那样，通过设置仅仅在在相电流符号变化时的很短时间不通电以检测感应电压来对施加电压进行控制的第2电压控制手段，或如实施例3中说明的那样，通过设置在检测感应电压后立即重新开始断开相的通电的第3电压控制手段，能够使检测感应电压用的断开控制期间达到最小限度，能够实现无电流传感器的大角度通电驱动。因此，根据本发明，能够提供高效低振动的电动机控制装置及电动机单元。

本发明的电动机控制装置及电动机单元是这样构成的，是如实施例4中说明的那样，根据速度对120°通电的第4电压控制手段与能够连续通电的第1电压控制手段进行切换。因此，根据本发明，能够提供稳定实现综合高效低振动的电动机驱动的电动机控制装置及电动机单元。

本发明的电动机控制装置及电动机单元是这样构成的，是如实施例5中说明的那样，根据速度对120°通电的第4电压控制手段与能够大角度通电的第2电压控制手段进行切换。因此，根据本发明，能够提供稳定实现综合高效低振动的电动机驱动的电动机控制装置及电动机单元。

上面对发明以某种详细的程度就理想的形态进行了说明，但该理想形态的现在揭示的内容在构成的一些小地方理所当然会有变化，各要素的组成及顺序方面的变化在不脱离权利要求的发明范围及思想是能够实现的。

Claims

1.一种电动机控制装置，其特征在于，具有

2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，所述第1施加电压控制手段对前述开关元件调制手段输出与所述电动机转子位置对应的相施加电压指令使相施加电压指令的符号变化时与利用电流符号变化检测手段检测的相电流符号变化时的相位差为设定的相位差。

3.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，所述第1施加电压控制手段，在根据相施加电压指令的符号变化时与利用电流符号变化检测手段检测的相电流符号变化时的相位差、设定所述相位差的基准相位差及相位误差增益对电压频率进行反馈控制时，将超前电压频率时的前述相位误差增益设定得比滞后电压频率时的要小，然后对电压频率进行运算，生成相施加电压指令，对前述开关元件调制手段输出与电动机的转子位置相应的相施加电压指令。

4.一种电动机控制装置，其特征在于，具有

有形成从所述电动机各相绕组流出电流路径的多个开关元件的下边的开关元件组，

与所述上边的开关元件组及所述下边的开关元件组的各开关元件反并联的多个二极管。

对所述上边的开关元件组及前述下边的开关元件组输出进行同一相开关元件导通及断开切换动作而有同时断开期间的导通及断开信号、并将电压加在所述电动机各相绕组上的开关元件调制手段，

根据前述开关元件调制手段的导通及断开信号和利用所述电压输出手段检测的端电压值检测相电流符号变化的时间并输出电流符号变化时间信号的至少1个电流符号变化检测手段，

设定在利用所述电流符号变化检测手段检测相电流符号变化时使相应相的前述上边的开关元件及前述下边的开关元件在规定期间断开的断开控制期间并输出的第1断开期间指令手段，

在输出前述断开控制期间的断开控制信号时根据所述电压输出手段输出的输出电压检测感应电压信息的感应电压检测手段，

以及根据所述感应电压信息及所述第1断开期间指令手段输出的所述断开控制期间将导通及断开控制信号和相施加电压指令输出给前述开关元件调制手段的第2施加电压控制手段。

5.一种电动机控制装置，其特征在于，具有

利用断开控制信号将同一相的前述上边开关元件及所述下边的开关元件断开后根据电压输出手段输出的前述端电压值输出表示相电流为零、处于能够检测感应电压的状态的零电流信号的零电流判断手段，

在从所述零电流判断手段输入零电流信号时根据前述同一相以外的前述上边的开关元件及前述下边的开关元件的开关状态并根据所述电压输出手段输出的所述端电压值检测感应电压信号并输出的感应电压检测手段，

以及在从所述感应电压检测手段输出所述感应电压信息后将使立即断开的相导通的导通控制信号输出给开关元件调制手段进行所有相的开关动作、同时根据所述感应电压信息将导通及断开控制信号和相施加电压指令输出给所述开关元件调制手段的第3施加电压控制手段。

6.如权利要求4或5所述的电动机控制装置，其特征在于，前述感应电压检测手段的构成是在断开控制信号输出时将从所述电压输出手段得到的感应电压与预先决定的基准值进行比较并输出该比较结果信息。

7.如权利要求4或5所述的电动机控制装置，其特征在于，所述感应电压检测手段的构成是在断开控制信号输出时将从所述电压输出手段得到的感应电压与基准值进行比较，所述基准值是能够改变的以便能够检测感应电压的偏移，将所述改变的基准值与所述感应电压进行比较并输出该比较结果信息。

8.如权利要求4或5所述的电动机控制装置，其特征在于，所述感应电压检测手段的构成是断开控制信号输出时将从所述电压输出手段得到的感应电压的模拟量输出。

9.一种电动机控制装置，其特征在于，具有

根据前述电流符号变化时间信号及各相绕组所加电压值将相施加电压指令输出给所述开关元件调制手段的第1施加电压控制手段，

10.一种电动机控制控制，其特征在于，具有

在前述断开控制期间输出断开控制信号时根据前述电压输出手段输出的输出电压检测感应电压信息的感应电压检测手段，

以及根据前述感应电压检测手段输出的前述感应电压信息的感应电压进行2值化处理的感应电压时间信号及第2断开期间指令手段输出的前述断开控制期间将导通及断开控制信号和施加电压指令输出给前述开关元件调制手段的4第施加电压控制手段，

11.如权利要求4或10所述的电动机控制装置，其特征在于，所述第1断开期间指令手段在利用电流符号变化检测手段检测电流符号变化时设定相应相的上边的开关元件与下边的开关元件断开的断开控制期间为多个开关周期。

12.如权利要求1、4、9或10所述的电动机控制装置，其特征在于，所述电流符号变化检测手段的构成是在同一相的上边的开关元件与下边的开关元件同时断开期间中根据利用电压输出手段检测的端电压来检测相电流的符号变化。

13.如权利要求1、4、9或10所述的电动机控制装置，其特征在于，前述电流符号变化检测手段的构成是将所述电压输出手段输出的端电压为高电平或低电平期间与开关元件调制手段输出的对应开关元件的导通指令期间或断开指令期间的至少一个期间进行比较以检测相电流符号变化。

14.如权利要求1、4、9或10所述的电动机控制装置，其特征在于，所述开关元件调制手段的构成是将仅仅接下来相电流符号变化的相的上边的开关元件及下边的开关元件的导通及断开频率设定成大于其它相的开关元件的导通及断开频率。

15.一种电动机单元，其特征在于，具有

有永久磁铁的转子，

有多相绕组的定子，

有形成从前述各组绕组流出电流路径的多个开关元件的下边的开关元件组，

对前述上边的开关元件组及前述下边的开关元件组输出进行同相开关元件导通及断开切换动作而有同时断开期间的导通及断开信号、并将电压加在前述各相绕组上的开关元件调制手段，

16.如权利要求15所述的电动机单元，其特征在于，所述电流符号变化检测手段的构成是在同一相的上边的开关元件与下边的开关元件同时断开期间中根据利用电压输出手段检测的端电压来检测相电流的符号变化。

17.如权利要求15所述的电动机单元，其特征在于，所述电流符号变化检测手段的构成是将所述电压输出手段输出的端电压为高电平或低电平期间与开关元件调制手段输出的对应开关元件的导通指令期间或断开指令期间的至少一个期间进行比较检测相电流符号变化。

18.如权利要求15所述的电动机单元，其特征在于，所述开关元件调制手段的构成是将仅仅接下来相电流符号变化的相的上边的开关元件及下边的开关元件的导通及断开频率设定成大于其它相的开关元件的导通及断开频率。