CN1968005A - 测量感应电动机角速度的方法 - Google Patents

Abstract

一种用于确定感应电动机转子的电动角速度的方法，其中，对感应电动机定子各相的供电影响转子，包括以下步骤：在一个特定的时间段内断开对定子各相的供电，在该特定时间段内采集与定子各相上的电压相对应的信号，和基于所采集的信号确定转子的电角速度。

Description

测量感应电动机角速度的方法

技术领域

本发明涉及一种用于确定感应电动机的转子的电角速度的方法，其中供应给感应电动机定子各相上的电功率对转子产生影响。

背景技术

感应电动机由施加给感应电动机的定子各相的电压产生的、通常为不同频率的交流电流驱动。该频率在电动机停止时从零(或接近于零)开始并根据速度指令而增高(例如，在具有操作板的车辆中，由操作者致动的节流阀提供速度指令)。

在整个控制的操作模式中，感应电动机的各相承受交流电流。这些电流可具有不同的值(取决于负载和动转矩)，但它们总是存在的，因为至少由主电感产生的磁化电流总是由电动机消耗，包括零输出力矩的情况(同步)。

与无刷永磁电机不同的是，感应电动机的控制不要求转子的位置，它仅要求转子速度。在感应电动机中，为使控制正常地进行，必须围绕电动机角速度在一个狭窄的频段内调谐频率。正确的术语是电动机的ω转差(ωslip)，即施加到电动机各相上的频率和转子电角速度(转子电角频率)之间的差值必须限定在感应电动机的线性转矩特性曲线(图1)上。当ω转差为正时，电动机驱动负载；当转差为负时，电动机制动负载。

当ω转差在线性转矩特性曲线之外时，尽管逆变器向电动机提供最大电流，但转矩快速下降(图1中的Imax箝位区)。为了检验控制是否在正常地进行，只要知道ω转差就足够了。由于所施加的频率由控制产生，角速度是唯一的未知变量。

现有技术采取在电动机轴上没有速度传感器(无传感器控制)的情况下测量电动机中的转子的速度和位置的方法(无传感器控制)。这些方法通常通过在电动机中引入适当的测试信号以及主要控制参数来显示转子自身的一些特征或非线性特性而运作。然后，通过监控测试信号注入的效果，可以检测出转子的速度和位置(例如，INFORM法是现有技术方法的一个很好的例子；INFORM＝通过在线电抗测量的间接磁通检测)。

遗憾的是，这些方法非常复杂并且只要磁芯的特性(在磁化优选方向上的取向程度)不够高就会失败。

最后，所有这些采用信号注入的方法都在电动机中产生了谐波，并有可闻噪音和转矩波动。

总之，与无刷永磁电动机结合的这些方法的应用是为人们所知的；对于感应电动机，这些方法的应用更为折衷，因为其特征必须根据主磁场推定。同时，在无刷永磁电动机中，转子的主磁场在时间和转子坐标系内具有固定的值(由于永磁体)，在感应电动机中，由于磁化电流的宽动态范围(不同的量级和斜率)，主磁场具有复杂的构成。

发明内容

为了避免现有技术的上述缺点，本发明的技术问题在于提供一种测量感应电动机转子的速度(而不是位置)的可替代方法，该方法尤其是在没有传感器连接到电动机轴上时应用。

上述技术问题能够通过用确定感应电动机转子电角速度的方法来解决，其中，对感应电动机定子各相的供电影响转子，包括以下步骤：

在一个特定的时间段内断开对定子各相的供电，

在该特定时间段内采集与定子各相上的电压相对应的信号，和

基于所采集的信号确定转子的电角速度。

根据本发明的方法，在要求角速度时，仅在特定的时间段内断开所有的电源供应(最好是同时)并且由此例如通过在一个直流线路上消耗电流而使电动机定子电流衰减到零值(这通常需要几分之一毫秒)就足够了。该直流线路通常给产生进入电动机各相上的交流电的功率晶体管供电。当功率晶体管被断开时，电动机中的残余电能将流入直流线路。

然后，通常是在一个非常短的稳定延迟(settlment delay)之后(几分之一毫秒至几毫秒)，在特定的时间段内采集与定子各相上的电压相对应的信号。根据所采集的信号确定转子的角速度。

可再次接通电源，返回到感应电动机的先前的控制。通常需要很短的时间(通常只需几分之一毫秒到几毫秒)来完成上面的监测顺序。

这个方法不使用特征值并且具有非常简单和清楚的实现方式。

本发明方法的一种实施方式为，由于已经切断电源，在经过了时滞t₀后开始采集信号。

这种实施方式的优点在于，多个信号或者在时间序列中的第一个信号的采集分别不与电源的断开同时发生。

前述实施方式的另一种实施方式为，选择比由于已经断开电源而使定子电流变为零的衰减时间长的时滞t₀。

这种实施方式的好处是，由于断开而在电动机内产生的瞬变已经消失，并且在采集信号时电动机内的定子电流已衰减到零。

前述两种实施方式的进一步的改进方式为，选择小于磁化电流的指数衰减时间的时滞t₀，上述磁化电流在断开电源时流入转子。

这种改进方式的好处是，转子中的电流基本上没有减小，从而能够在定子各相中产生可测量的电压。

本发明的方法和前述实施方式的再一种改进为，在包括一对或多对时间点的时间序列中采集信号，每对时间点包括一个第一时间点和一个第二时间点，在第一时间点和第二时间点之间有时间增量，并且时间序列中的至少两个时间点对于定子的每相而言是一致的。

这种改进方式的好处是，通过使用这样一组数据，能够用单组微分方程来确定转子的角速度。

前述实施方式的又一种改进方式为，以使时间增量对于每对时间点而言都相等的方式选择时间序列。

这种改进方式的好处为，能够数次确定转子的角速度，并且可以平均其结果来减少可能的误差。

前述两种实施方式的另一种改进方式为，以如下所述方式选择时间序列，即，使得连续的各对时间点之间的时间差在时间上恒定，或者使连续的各对时间点之间的时间差随时间增大，或者使连续的各对时间点之间的时间差随时间减小。

这种改进方式的好处为，可以对转子角速度的确定进行调节以便收集所采集信号的一致的增量/减量，或者能够数次确定转子的角速度并且能够平均其结果来减小可能的误差。

前述三种实施方式的再一种改进方式为，将每对时间点的时间增量选择成小于电角速度上限的转动周期的四分之一。

这种改进方式的好处是，不会在转子角速度的确定中出现三角函数的不定性。

本发明方法和前述实施方式的另一改进方式是，基于所采集的信号确定定子各相上的电压。

这种改进方式的好处是，能够将定子上的电压用于确定转子的角速度。

本发明方法和前述实施方式的又一种改进方式是，以无传感器的方式，最好是根据提供给定子的电源的频率和转子角速度之差来控制感应电动机。

这种改进方式的好处是，不需要传感器来控制感应电动机，特别是不需要位置传感器和/或速度传感器。于是，优选地是仅根据提供给定子的电源的频率和已确定的转子角速度之差来控制感应电动机。

本发明方法和前述实施方式的另一改进方式是提供一种用于给定子各相供电的包括功率晶体管的逆变器。

这种改进方式的好处是，可以使用一种简单的现有装置来从直流电源生成交流电。

本发明方法和前述实施方式的再一种改进方式是提供一种用于控制/处理目的的控制/处理单元。

这种改进方式的好处是，该控制/处理单元能够用于控制和处理目的，例如控制感应电动机(包括例如在驱动负载的过程中在定子各相上所产生的相应频率)和/或确定/计算具体的操作参数。

本发明方法和前述实施方式的又一种改进方式是，通过控制/处理单元执行切换。

这种改进方式的好处是，控制/处理单元可以在特定时间段的开始和结束时断开或接通定子各相的电源供应。

前述两种实施方式的另一种改进方式是，通过控制/处理单元确定转子的角速度。

这种改进方式的好处是，控制/处理单元还能够执行对转子的电角速度的确定/计算，从而不需要为此设置单独的单元。

本发明方法和前述实施方式的另一改进方式在于提供至少一个接口单元来衰减和/或过滤所采集的信号，并且当提供了控制/处理单元时，在定子各相和控制/处理单元之间安置至少一个接口单元。

这种改进方式的好处是，这样一种接口单元可以用于衰减和/或过滤所采集的信号，以便将信号电平调整到需要的电平和/或减小干扰信号的影响。

本发明方法和前述实施方式与时滞相结合的又一种改进方式是，选择时滞t₀大于通过断开电源而在至少一个接口单元中产生的瞬变的衰减时间，从而例如考虑接口单元的输出的延迟。

这种改进方式的好处是，能够减少或消除例如在断开和接通电源的过程中可能产生的瞬变的影响。

本发明方法和前述实施方式的另一种改进方式是经由与定子的至少两相相互耦合的至少两个感应线圈采集定子信号或电压。这种方法已在文献ITPR2004A000009和US 2005/0189902 A1中披露。

这种改进方式的好处是，可以方便地采集定子信号或电压。

本发明方法和前述实施方式的再一种改进方式是将该方法用于三相感应电动机或两相感应电动机。

这种改进方式的好处是，可以借助于本发明方法以及其各实施方式操作或控制带有普通三相感应电动机。

前述实施方式在三相感应电动机的情况下的进一步改进方式是，在三相感应电动机的电气元件的等效两相模式的基础上确定的转子角速度。

这种改进方式的好处是，可以用简单的方式确定转子的角速度。

本发明方法和前述实施方式的另外改进方式为，在特定的时间段内开始且最好也结束对转子角速度的确定。

这种改进方式的好处是，在感应电动机返回正常操作模式时已经得到所需的转子角速度。

本发明方法和前述实施方式的另一改进方式是，在特定的时间段之后开始确定转子的角速度。

这种改进方式的好处是，在已经再次接通电源后，感应电动机尽快返回到其正常操作模式，并且执行可能更长的对转子角速度的确定。这减少了断开电源的时间间隔的持续时间。

本发明方法和前述实施方式的又一改进方式是，在确定的转子电角速度的基础上确定转子的机械角速度。

这种改进方式的好处是，它提供了转子的机械角速度。

下面将给出本发明方法及其改进对于三相感应电动机的例子的进一步细节。

附图说明

图1表示扭矩与ω转差的感应电动机特性。

图2表示与蓄电池相连并给感应电动机供电的三相逆变器式拓扑。该图还示出了控制/处理单元，该控制/处理单元执行这里所描述的控制电动机的所有动作。

图3表示断开功率晶体管后的定子电流衰减过程。

图4表示用于在定子电压va、vb与vc和控制/处理单元之间的接口电路的一个可行方案。该网络用于在信号进入控制/处理单元之前将其衰减和过滤。

图5表示当电动机轴以44Hz的速度转动时，在实际的三相感应电动机端子处的电压波形(va、vb和vc)。这些电压波形由示波器拾取。没有PWM的时间间隔示出了在断开功率晶体管后的监测过程中的电压波形。

图6表示当电动机轴以98Hz的速度转动时，在实际的三相感应电动机端子处的电压波形(va、vb和vc)。这些电压波形由示波器拾取。没有PWM的时间间隔示出了在断开功率晶体管后的监测过程中的电压波形。

具体实施方式

鉴于其简单性，首先介绍技术实施细节，然后再提供更为细致的理论分析。

设想有一个由三相逆变器控制的三相感应电动机。该三相逆变器由三个半桥式拓扑组成(图2)，每一个半桥式拓扑对应电动机各相。这种半桥式拓扑使用静态功率晶体管(例如功率Mosfet，IGBT，BJT或类似物)。另外，具有直流线路供电电源。该直流线路必须能够消耗电流(例如电池或者带镇流器的直流母线)。要将控制/处理单元理解成一种适合的硬件和软件配置，它拥有足够的灵活性来进行此处描述的所有电动机控制活动。

不管感应电动机的控制算法如何，它总是通过将不同频率的三相交流电流引入电动机各相来工作。该频率在电动机停止时从零(或接近零)开始，并根据速度指令而增大，而无论该指令信息源如何(例如，在具有操作板的车辆中，由节流阀提供速度指令)。

在这个控制的操作模式中，感应电动机将承受构成空间电流矢量的三相交流电流。该电流矢量可具有不同的幅值(取决于负载和动态转矩)，但它们总是存在的，因为至少电动机总是消耗磁化电流，包括输出转矩为零的情况(同步)。

非零磁化电流的存在(即，电动机由电动机中的非零主磁通激励)是将本发明所采用的方法合理地应用所需要的唯一条件。

于是，当需要速度时，只需最好是同时断开逆变器内所有的功率晶体管并且使得直流线路中的电动机定子电流衰减到零(这通常需要几分之一毫秒)就足够了。

在一个非常短的稳定延迟(settlement delay)之后(几分之一毫秒到几毫秒)，电动机三相上的电压被监测并记录成某个连续的采样集合。然后，重新接通功率晶体管，返回到原先的感应电动机控制。上述的监控程序需要很短的时间来执行(只需要几分之一毫秒到几毫秒)。

对所采集数据的适当加工将得到所希望的角速度信息。

在描述理论方案之前，最好一步步地深入了解在上面步骤中所发生的情况。

通过断开逆变器的功率晶体管，逆变器将不再维持电动机中的定子电流，即它们只会衰减。考虑图3中的例子。此处假定ias和ics是正的(且ias＞ics)，而ibs假定是负的。在断开了功率晶体管以后，ias和ibs趋于从电池负极流向电池正极(见图3中的ias对vas和ibs对vbs)。它们都会遇到电压势垒并趋于衰减。第三股电流在零压时续流(图3中ics对vcs＝0)，但是这只是一个暂时的状况，因为一旦衰减的ias变成零，ia就会反向(它从电池负极流出；进入电池正极)并遭遇到一个电压势垒，所以ics也减小。

在定子电流瞬时衰减过程中，定子电压假定为包括电池电压参考量(见图3中vas，vbs和vcs)的三元组直流电压(零频率)。由于定子电压在衰减瞬态具有零频率，反电动势(图3中的bemf)趋于非常低(bemf与所施加的频率成正比)。

所以，存在三个仅仅由定子杂散电感(lds)维持并且以如下所述负斜率衰减的定子电流，该负斜率正比于电池电压和一个很低的反电动势之间的差。

另一方面，磁化电流由主磁化电感(Lm)维持并且以仅与非常小的反电动势成正比的斜率衰减。除此以外，定子杂散电感的数量级小于主磁化电感的数量级。这意味着每一相的定子电流达到零，与此同时磁化电流相对于断开功率晶体管时所具有的值还未衰减(或仅稍稍衰减)。

为了更便于进行说明，在此忽略计算定子电流衰减瞬态过程中的反电动势，因为这很困难而且也没有太大用处。不过，经验法则证实定子电流瞬态衰减需要很短的时间(在后面描述的应用中经历了几分之一毫秒)。

在这个瞬态之后，定子电流为零，只有磁化电流在转子内流动且维持电动机中的磁通连续。所以，在转子电流不为零时，得到了零定子电流。现在，电动机每一相的模式是主电感(L_R)和转子电阻(R_R)并联，并且非零的电流在这个简单的闭合回路中流动。这个为直流的转子电流按指数地衰减并具有一个转子时间常数(T_R＝L_R/R_R)，例如一个24V 800W的电动机，其L_R＝1.16mH，R_R＝33mohms，即，T_R＝35msec。

通过观察这个经过电机接线而衰减的转子电流的作用，可以发现在定子端子处的电压并非为零：实际上，这个在转子各相中流动的慢慢衰减的电流与定子的三相互耦。由于转子相位旋转，定子各相面临着一个随时间变化的磁通，它根据法拉第定律导致非零电压：

                      emf＝-d/dt

在功率晶体管重新工作之前，在一个非常短的时间(从几分之一毫秒到几毫秒)内采样并收集在这些条件下的emf的值。

对这些数据加工以计算转子的角速度即电动机转速将优选地在重新激活控制之后进行。建议这样做以便让晶体管断电的时间间隔的持续时间最小化。

理论分析

为了以理论分析深化理解本发明的方法，需要介绍三相感应电动机的整个动态模型。在文献中通常参考原始三相电动机的等效两相模型。通过对原始三相电分量应用克拉克变换(Clarke transformation)进行转换。下面(公式1和公式2)是应用于定子磁通分量的克拉克变换。

公式1

反之亦然

公式2

其中，

qs，ds：等效两相模型中的定子磁通分量。

as，bs：三相模型中a相和b相中的磁通分量。

将克拉克变换应用于电压和电流分量连同磁通分量一起完成了用在等效两相模型中的数据编辑。

然后，在定子坐标系下具有零定子电流的电动机模型成为下面的动态模型：

qs＝L_miQs

ds＝L_miDs

Qs＝L_RiQs

Ds＝L_RiDs

T_m＝0

方程式1.1至1.9

其中(下面也列出其他符号及其含意，以作后文参考)：

Qs，Ds：转子磁通分量

iqs，ids：定子电流分量

iQs，iDs：转子电流分量

vqs，vds：定子电压分量

ω_r：转子的(电)角速度ω_r＝ρΩ_r

Ω_r：转子实际角速度

p：磁极对数

T_m：电动机转矩

L_S：定子电感

L_m：磁化电感

L_R：转子电感

lds：定子杂散电感(L_S＝L_m+Ids)

ldr：转子杂散电感(L_R＝L_m+Idr)

R_S：定子电阻

R_R：转子电阻

T_R：转子时间常量L_R/R_R

需指出的是，上述模型涉及定子电流为零而转子电流非零的感应电动机。这恰好是感应电动机在断开功率晶体管之后并且在定子电流为零之后的情况。

通过加工上述系统，可以确定给出在零定子电流下的转子磁通演化(Qs(t)和Ds(t))的两个微分方程式。该方程式如下：

方程式2.1和2.2

需要两个初始条件以对该二阶方程式中的每一个进行积分。所述条件可以确定为未知变量在t＝0+时的值和未知变量的一阶导数在t＝0+时的值。这样，Qs方程式的初始条件为：

                      Qs0＝Qs(0+)

Ds方程式的初始条件为

                      Ds0＝Ds(0+)

需要对这些初始条件进行讨论。

时间t＝0是在定子电流达到零时的瞬时；t＝0+是在定子电流达到零后的极小时间；t＝0-是在定子电流达到零之前的极小时间。

首先所知道的是，在t＝0-和t＝0+时的转子磁通分量必须一致，以及这是由于转子杂散电感(Id_R)保持了转子电流每个分量的连续性(这时，由于定子电流为零，转子磁通完全由转子电流生成)。

这样，可以列出：

                  Qs(0+)＝Qs(0-)

                  Ds(0+)＝Ds(0-)

已经解释了在断开功率晶体管之后定子电流衰减瞬态在磁化电流明显衰减以前已经消失。这样，至少可以假定转子磁通相位的幅值(R0)与其在晶体管被断开时刻的值(Rold)几乎相等。

公式3

可以看出，这种近似不需要用于下面的计算，但是它可以用来估算包含在下面计算中的参数的数量级。

导数的初始条件与Qs0和Ds0直接相关。事实上，通过使动态模型的方程式1.7同方程式1.3结合可以得到：

并且在t＝0+时，其变为：

公式4

另一方面，通过将动态模型的方程式1.8与方程式1.4结合可以得到：

并且，在t＝0+时，其变为：

公式5

所以，在推导未知变量时的初始条件是该未知变量的初始值的线性组合(Qs0和Ds0)。

在代入初始条件后，方程式2.1和2.2的积分为：

代入公式3：

由方程式1.1到1.4，可以容易地从转子磁通方程式转到定子磁通方程式qs和ds：

最后，根据方程式1.5和1.6，可以用上述定子磁通分量的微分计算出目前条件下(定子电流为零且只有转子电流循环)的定子相电压：

方程式6.1和6.2

并且

方程式6.1和6.2是在断开功率晶体管之后在具有零定子电流的电动机端子处的电压的公式。可以看出，转子速度信息(ω_r)是vqs和vds的幅值和频率上固有的，但它不是一个即时测定量。

为了利用一个很短的监测延迟从vqs和vds旋转推导出速度信息，需要进一步的步骤。

由上述方程式6.1和6.2考虑两个比率vqs/vds和vds/vqs：

$\frac{\mathrm{vqs}}{\mathrm{vds}}=\mathrm{tg}({\mathrm{\ω}}_{r}t+\mathrm{\α})$

$\frac{\mathrm{vds}}{\mathrm{vqs}}=\cot g({\mathrm{\ω}}_{r}t+\mathrm{\α})$

方程式7.1和7.2

通过对方程式7.1和7.2求导，可以得到：

$\frac{d\left(\frac{\mathrm{vqs}}{\mathrm{vds}}\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_r}{{\cos }^2({\mathrm{\ω}}_{r}t+\mathrm{\α})}$

$\frac{d\left(\frac{\mathrm{vds}}{\mathrm{vqs}}\right)}{\mathrm{dt}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_r}{{\sin }^2({\mathrm{\ω}}_{r}t+\mathrm{\α})}$

方程式8.1和8.2

考虑用有限增量代替微元，方程式8.1和8.2可以近似如下：

$\frac{\frac{{\mathrm{vqs}}_n}{\mathrm{vd}{s}_n}-\frac{{\mathrm{vqs}}_{n-1}}{\mathrm{vd}{s}_{n-1}}}{\mathrm{\Δt}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_r}{{\cos }^2({\mathrm{\ω}}_{r}t+\mathrm{\α})}$

$\frac{\frac{{\mathrm{vds}}_{n-1}}{\mathrm{vq}{s}_{n-1}}-\frac{{\mathrm{vds}}_n}{\mathrm{vq}{s}_n}}{\mathrm{\Δt}}=\frac{{\mathrm{\ω}}_r}{{\sin }^2({\mathrm{\ω}}_{r}t+\mathrm{\α})}$

方程式9.1和9.2

显然，时间增量Δt相对于未知变量(ω_r)的频率范围的最小时间段应足够小，否则在速度测量中会产生误差(下面会详细讨论)。

通过对方程式9.1和9.2进行适当变换，可以得到：

${\cos }^2({\mathrm{\ω}}_{r}t+\mathrm{\α})=\frac{{\mathrm{\ω}}_r\mathrm{\Δt}}{\frac{\mathrm{vq}{s}_n}{{\mathrm{vds}}_n}-\frac{{\mathrm{vqs}}_{n-1}}{{\mathrm{vds}}_{n-1}}}$

${\sin }^2({\mathrm{\ω}}_{r}t+\mathrm{\α})=\frac{{\mathrm{\ω}}_r\mathrm{\Δt}}{\frac{\mathrm{vd}{s}_{n-1}}{{\mathrm{vqs}}_{n-1}}-\frac{{\mathrm{vds}}_n}{{\mathrm{vqs}}_n}}$

方程式10.1和10.2

通过对方程式10.1和10.2分量相加和合并变化，得到：

$1={\mathrm{\ω}}_r\mathrm{\Δt}\left(\frac{{\mathrm{vqs}}_{n-1}{\mathrm{vqs}}_n+{\mathrm{vds}}_n\mathrm{vd}{s}_{n-1}}{{\mathrm{vds}}_{n-1}\mathrm{vq}{s}_n-{\mathrm{vds}}_n\mathrm{vq}{s}_{n-1}}\right)$ 方程式11

然后：

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{1}{\mathrm{\Δt}}\left(\frac{{\mathrm{vds}}_{n-1}{\mathrm{vqs}}_n-{\mathrm{vds}}_n\mathrm{vq}{s}_{n-1}}{{\mathrm{vqs}}_{n-1}\mathrm{vq}{s}_n+{\mathrm{vds}}_n\mathrm{vd}{s}_{n-1}}\right)$ 公式12

通过提取两对值：

vqs_n-1＝t₀瞬时的vqs

vqs_n＝t₀+Δt瞬时的vqs

vds_n-1＝t₀瞬时的vds

vds_n＝t₀+Δt瞬时的vds

公式12给出了转子速度的值和标识。

由于如此确定的转子的电角速度ω_r通过下式与转子的机械角速度Ω_r相关：

                      ω_r＝pΩ_r

其中，p是磁极对数，最终转子的机械角速度也可以确定为Ω_r＝ω_r/p。

时间t₀是断开功率晶体管后的通用瞬时时刻，该时刻必须仅满足三个要求：

1)断开功率晶体管后的定子电流为零；

2)vqs和vds读数必须稳定下来(即，通常vqs和vds在输入控制/处理单元前经过过滤，因此需要一个延迟(几分之一毫秒到几毫秒)，以便使滤波器在由于断开功率晶体管而产生的瞬变现象消失之后稳定下来)；

3)转子电流基本上没有衰减。

这意味着，通常应该在从断开功率晶体管后的几分之一毫秒一直到电动机时间常量(T_R)的时间区间内选择时刻t₀。

重要的是，并不要求vqs和vds变化的相角与t₀匹配。这样，监测过程可以在与定子电压的相位角完全不同步的瞬间开始(断开功率晶体管)。

因而，速度监测过程需要一段很短的时间(t₀+Δt，如果从断开功率晶体管的时刻t＝0开始计时)来采集两对电压值(vqs_n-1，vqs_n，vds_n-1，vds_n)。然后，控制/处理单元再次接通功率晶体管，以返回到注入正弦定子电流的标准电动机控制。

在第二步中，控制/处理单元将处理所收集的数据，以根据公式12来计算电动机速度(带有符号)。

关于公式12的精确度，应进行三点深入讨论：

1)应用公式12进行速度计算所产生的误差。

2)用于速度计算的相似或可选择的公式。

3)选择正确时间增量(Δt)的规则。

公式12是近似的，因为在上述详细计算中，从微分量进行到有限的时间增量(从方程式8.1和8.2到方程式9.1和9.2)。该推导是合理的，因为可以对所采集到的电压数据进行数字信号处理。在数字计算中，会自动地把信号的导数近似为有限信号增量与有限时间增量的比率。这种近似会引起电动机计算速度和真实速度之间的误差。

幸运的是，可以以非常精确的方法测量该误差。事实上，利用其中已知vqs和vds的波形(方程式6.1和6.2)的信息已经足够。然后，将方程式6.1和6.2代入公式12的第二项，以找到公式12中的第二项与电动机速度之间的精确关系。

${\mathrm{vqs}}_n=V_M{e}^{-\frac{t}{T_R}}\sin [{\mathrm{\ω}}_r(t_0+\mathrm{\Δt})+\mathrm{\α}]$

${\mathrm{vqs}}_{n-1}=V_M{e}^{-\frac{t}{T_R}}\sin [{\mathrm{\ω}}_r{t}_0+\mathrm{\α}]$

${\mathrm{vds}}_n=V_M{e}^{-\frac{t}{T_R}}\cos [{\mathrm{\ω}}_r(t_0+\mathrm{\Δt})+\mathrm{\α}]$

${\mathrm{vds}}_{n-1}=V_M{e}^{-\frac{t}{T_R}}\cos [{\mathrm{\ω}}_r{t}_0+\mathrm{\α}]$

方程式13.1至13.5

通过把方程式13.2至13.5引入公式12的第二项并整理各相，得到：

$\frac{1}{\mathrm{\Δt}}\left(\frac{{\mathrm{vds}}_{n-1}\mathrm{vq}{s}_n-{\mathrm{vds}}_n{\mathrm{vqs}}_{n-1}}{{\mathrm{vqs}}_{n-1}\mathrm{vq}{s}_n+{\mathrm{vds}}_n\mathrm{vd}{s}_{n-1}}\right)=\frac{\mathrm{tg}\left({\mathrm{\ω}}_r\mathrm{\Δt}\right)}{\mathrm{\Δt}}$ 公式14

因此，利用公式12中的第二项计算的值的准确含意并不直接是速度本身；它其实是上述的关于ω_rΔt的正切值和时间增量Δt的比率。

因此，将用下面精确的公式15(以代替近似公式12)来计算精确的速度：

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{1}{\mathrm{\Δt}}\arctan g\left(\frac{{\mathrm{vds}}_{n-1}\mathrm{vq}{s}_n-{\mathrm{vds}}_n{\mathrm{vqs}}_{n-1}}{{\mathrm{vqs}}_{n-1}\mathrm{vq}{s}_n+{\mathrm{vds}}_n\mathrm{vd}{s}_{n-1}}\right)$ 公式15

控制/处理单元将首先计算公式括号内的比率以确定反正切(余切)自变量。然后，控制/处理单元从对应于该自变量的反正弦函数的查找表中找出余切值。这意味着软件中必须包括反正弦的查找表。最终，控制/处理单元将通过用反正切值除以时间增量Δt来确定精确的角速度值。

以上讨论表明，有不止一个公式可以用于速度计算：有些是精确的(见公式15)，而有些是近似的(见公式12)。

为了进一步证实这种论点，可以通过考虑以下项式容易地找到另一个近似公式：

$\mathrm{vds}\frac{\mathrm{d\; vqs}}{\mathrm{dt}}-\mathrm{vqs}\frac{\mathrm{d\; vds}}{\mathrm{dt}}$ 公式16

如果假定vqs和vds表达式(方程式6.1和6.2)中的指数项变化得比正弦或者余弦因子慢的多，可以将指数因子假定为时间常数。这样，将方程式6.1和6.2代入公式16，得到下面的速度计算的近似结果：

${\mathrm{\ω}}_r=\frac{1}{\mathrm{\Δt}}\left(\frac{{\mathrm{vds}}_{n-1}\mathrm{vq}{s}_n-\mathrm{vd}{s}_n{\mathrm{vqs}}_{n-1}}{{\mathrm{vqs}}_n^2+{\mathrm{vds}}_n^2}\right)$ 公式17

这与公式12十分相似，但不如其精确。

因为本发明的方法不是适于速度计算的理论算法，所以指出用于速度计算的几种公式的这个方面。本发明的一方面是在尽可能短的时间内停止控制以采集数据并测量电动机的速度的思路。为了用最短的时间采集样本，运用公式12、公式15、公式17或类似公式中的哪一个算法并不重要。重要的是，用于速度计算的公式处理在适当时间增量(Δt)内采集的每相电压的至少一对样本。

下面讨论为使速度测量不失败而正确选择时间增量(Δt)。事实上，公式14仅在正切自变量(ω_rΔt)处于区间0到π/2之间时(对于正ω_r)明确地运算，否则速度的量值和符号都可能出错。这意味着必须利用下面的公式18来选择时间增量：

$\mathrm{\&Delta;t}<\frac{\mathrm{\&pi;}}{2{\mathrm{\&omega;}}_{r\max }}=\frac{T_{\min }}{4}$

$T_{\min }=\frac{2\mathrm{\&pi;}}{{\mathrm{\&omega;}}_{r\max }}$

公式18

这里，ω_rmax是速度范围的上限值。当ω_rmax已知时，时间增量必须低于最大角速度周期(T_min)的第四部分。

最后，规定在上述理论分析中，始终认为在监测时间(Δt)内速度为一个常量。这是一种近似。实际上，速度在监测间隔中会变化。

无需深入分析可以认为，当速度相对时间增量(Δt)变化时，公式15提供了在t₀瞬时的速度和在t₀+Δt瞬时的速度之间的一个中间值。这是时间增量中的一种平均值。

上述方法在通过与电动机各相互相耦合的线圈采集定子电压时仍然成立。这种方法在文献IT PR2004A000009和US 2005/0189902A1中公开。

于是，在上述分析中没有区别，但是vqs和vds电压是通过/从这些互相耦合的各相(感测线圈)采集的，而不是直接从电动机端子获得的。

对实施方式的说明

对于本发明的实际角速度测量装置，必须衰减定子电压使其与控制/处理单元中的模数转换器的输入电压范围相匹配。

对于本发明的实际速度测量装置，并不严格要求对定子电压进行滤波，但是标准电动机控制通常都要求这些滤波器，以便将主频率与PWM(脉冲宽度调制)或SVM(空间矢量调制)技术的谐波分开。实际上，标准控制使用PWM或SVM技术来产生定子电压：因此由于PWM或SVM技术的原因，定子电压谐波由在0至300Hz(或类似频率)范围内的主频率和几个更高频率的谐波组成。

由于标准电机控制模式要求使用滤波器，所以考虑在定子电压和控制/处理单元之间设置带有衰减和滤波功能的接口电路。显然，仅针对速度测量而言，省略(或限制)滤波比较好，以便将正变为零的定子电流和稳定滤波器输出之间的延迟(settelment delay)最小化。图4表示了这种接口电路。这仅仅是一个例子，可以替换使用几种不同的接口电路。

为了实现根据本发明的速度测量，采用800W的感应电动机，这种电动机使用L_R＝1.16mH，R_R＝33mohms并且T_R＝35msec的24V电压的电池。在此列出两种速度测量：图5中所示的ω_r＝+44Hz和图6中所示的ω_r＝+98Hz。在这两种情况中，强迫电动机以特定速度运转，同时使控制/处理单元不工作。然后，接通控制/处理单元。控制算法采用PWM技术(如图5和6所示)，以便在电动机中产生主频率。该频率从零开始并逐渐增加。由于转子速度高并且频率低，所以转差高且控制没有协调(在图1中所示的转矩迅速下降的Imax箝位区)。然后控制/处理单元断开功率晶体管，等待大约2毫秒以便定子电流回零和滤波器输出下降。再在t₀的瞬间采集第一个三个一组的样本(va’_n-1，vb’_n-1和vc’_n-1)(见图5和6)。根据这组信号由控制/处理单元计算出第一对数值：

                vas_n-1＝va’_n-1-vb’_n-1

和              vbs_n-1＝vb’_n-1-vc’_n-1

利用克拉克变换(公式1)对这对数值进行转换，控制/处理单元即可以确定t₀瞬间的vds_n-1和vqs_n-1。

延迟Δt＝250微秒后，以同样的程序(在t₀+Δt瞬间vqs_n和vds_n)采集第二对数值。

为了完成获取信号，在本装置中还进一步在t＝t₀+1毫秒，t＝t₀+1.25毫秒，t＝t₀+2毫秒和t＝t₀+2.25毫秒瞬间采集一些数据对，并且以这种方式使用各个增量和时间增量(Δt)的组合。

在搜集结束之后(在本装置中大约用时7毫秒)，控制/处理单元重新接通功率晶体管，并回到输入正弦定子电流的PWM标准电机控制(见图5和6)。

在第二步中，控制/处理单元处理已经采集到的数据。如果以Δt＝250微秒延迟采集到的增量vqs_n-vqs_n-1和vds_n-vds_n-1对于模拟数字逆转器分解来说太低的话，控制/处理单元便尝试采用具有Δt＝1毫秒延迟的样本。

如果增量依然太低，控制/处理单元便采用Δt＝2毫秒延迟的样本，并且考虑以增加延迟采集的样本，直至增量(vqs_n-vqs_n-1)或(vds_n-vds_n-1)呈现为一个常量。显然，如果速度太低则增量也会太低，进而应该会有较长的采样延迟(Δt)以匹配较宽的增量。

在高速时，增量增加(根据方程式6.1和6.2)及较短的采样延迟(Δt)更有利于在速度计算中限制误差(满足至少一个增量是恒定的)。当选择了一个短的时间增量时，可以完成包括不同对样本的多种速度计算。所得到的速度将是在所计算出的数值的集合上做出平均。

为了完成关于增量恒定性的讨论，考虑增量幅值还取决于在速度监测过程中电机中的主磁通量(R0)。这无关紧要，因为最终的速度计算(公式15)并不取决于电机中的磁通。提供有至少一个恒定的增量，则速度计算也是恒定的，与主磁通幅值无关。

在包括公式15符号的速度计算之后，控制/处理单元将使频率(带有一个不易识别的坡度)迅速地从零增加到具有其符号的电机速度。当频率满足测得的速度时(同步)，控制/处理单元返回标准无传感器控制算法，并使频率指向指定速度(例如用扼流线圈限定速度)。

当电机控制与电机速度协调的时候(即工作点位于图1中的转矩对转差特性的线性区域中)，就没有必要再知道电机的速度了。

根据上述实施例，已经描述了一种用于速度测量的可能用途，即在接通控制/处理单元的同时在电机已经运动的时候来协调无传感器控制。

另一种用途是通过实时比较所用频率与电机速度(例如每200毫秒进行一次定时速度检测)来协调对控制的反复检测。显然，在这种情况下，要使初始时滞加上监测延迟的时间段(t₀+Δt)最小，以便由于测量速度导致的力矩波动变小。

如果由于连续的速度监测所导致的力矩波动太大，可以限制连续速度监测至所用频率非常低的程度。事实上，众所周知的是无传感器控制的问题尤其出现在低频率时。其原因是低频时不可能有恒定的磁通量和力矩判断，这是因为电动机各相上的反电动势非常低。那么电动机杂散参数中的电压降与反电动势可进行比较，并且转矩和磁通量判断极大地不精确。

针对上面描述的所有用途，当处理/控制单元发现控制并不协调的时候(即转差过高并且工作点不位于转矩-转差特性的线性工作区域)，必须施加一种控制协调操作：这种操作由从现有频率到带符号的测得速度的快速线性变化构成。当频率符合被测速度(同步)的时候，处理/控制单元将返回标准的无传感器控制算法并且使频率指向所要求的速度。

这只是一些在无传感器控制的情况下运用本速度测量的可能性。

Claims (22)

1.一种用于确定感应电动机转子的电动角速度的方法，其中，对感应电动机定子各相的供电影响转子，包括以下步骤：

在一个特定的时间段内断开对定子各相的供电，

在该特定时间段内采集与定子各相上的电压相对应的信号，和

基于所采集的信号确定转子的电角速度。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，由于已经断开电源，在经过了时滞t₀后开始采集信号。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，时滞t₀大于由于已经断开电源而使定子电流回零的衰减时间。

4.根据权利要求2或3所述的方法，其特征在于，时滞t₀小于磁化电流的指数衰减时间，上述磁化电流在断开电源时流入转子。

5.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，在包括一对或多对时间点的时间序列中采集信号，其中每对时间点包括一个第一时间点和一个第二时间点，在第一时间点和第二时间点间有时间增量，并且时间序列中的至少两个时间点对于每个定子相而言是一致的。

6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，时间增量对每对时间点都相等。

7.根据权利要求5或6所述的方法，其特征在于，连续的各对时间点之间的时间差在时间上恒定，或者连续的各对时间点之间的时间差随时间增大，或者连续的各对时间点之间的时间差随时间减小。

8.根据权利要求5至7之一所述的方法，其特征在于，每对时间点的时间增量小于电动角速度上限的转动周期的四分之一。

9.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，基于所采集的信号确定定子各相上的电压。

10.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，以无传感器的方式，最好是根据提供给定子的电源的频率和转子角速度之差来控制感应电动机。

11.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，设置用于给定子各相供电的包括功率晶体管的逆变器。

12.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，设置用于控制/处理目的的控制/处理单元。

13.根据权利要求12所述的方法，其特征在于，由控制/处理单元完成开关转换。

14.根据权利要求12或13所述的方法，其特征在于，由控制/处理单元确定转子的电角速度。

15.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，设置至少一个接口单元来衰减和/或滤波所采集的信号，并且与权利要求12-14之一组合，将该至少一个接口单元设置在定子各相和控制/处理单元之间。

16.根据与权利要求2-4之一组合的权利要求15所述的方法，其特征在于，时滞t₀大于通过断开电源而在至少一个接口单元中产生的瞬变衰减时间。

17.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，定子信号或电压是从与定子的至少两相相互耦合的至少两个感应线圈中采集。

18.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，电动机为三相感应电动机或两相感应电动机。

19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，在与三相感应电动机的电气元件等效的两相模型的基础上确定三相感应电动机的转子角速度。

20.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，在特定的时间段内开始并最好也结束对转子角速度的测定。

21.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，在特定的时间段后开始测定转子的角速度。

22.根据上述权利要求之一所述的方法，其特征在于，在所测得的转子的电动角速度的基础上测定转子的机械角速度。

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