JP4884355B2

JP4884355B2 - 多相電動機の制御装置

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Publication number: JP4884355B2
Application number: JP2007304090A
Authority: JP
Inventors: 真充 ▲濱崎▼
Original assignee: Omron Automotive Electronics Co Ltd
Current assignee: Nidec Mobility Corp
Priority date: 2007-11-26
Filing date: 2007-11-26
Publication date: 2012-02-29
Anticipated expiration: 2027-11-26
Also published as: JP2009131064A; US8203292B2; EP2066021A3; EP2066021A2; EP2066021B1; US20090146590A1; CN101499758A; CN101499758B

Description

本発明は、３相ブラシレスモータなどの多相電動機のパルス幅変調（ＰＷＭ）駆動制御に関する。特に、ＰＷＭ駆動する駆動回路と直流電源（高電圧側または低電圧側）との間に単一の電流検出器を設けた多相電動機の制御装置の騒音防止技術に関する。

３相ブラシレスモータなどの多相電動機を駆動する制御装置において、多相電動機を駆動するためのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦのタイミングを決定するＰＷＭ信号は、多相電動機の各相において、鋸歯状や三角状の搬送波（鋸歯状信号、三角状信号）と目標電流値に応じたデューティ（Ｄｕｔｙ）設定値とを比較することにより生成される。すなわち、鋸歯状信号や三角状信号の値（ＰＷＭカウンタの値）がデューティ設定値以上か未満かによってＰＷＭ信号がハイレベルかローレベルかが決定される。

鋸歯状信号や三角状信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、多相電動機を駆動する多相電動機の制御装置において、一つの相と他の相とのスイッチング時の時間間隔が非常に小さくなる場合がある。このとき、駆動回路の電界効果トランジスタのスイッチング時間、不感帯（デッドタイム）の存在、また電子処理回路の応答遅延のため電流が安定しないので、この期間中、電流検出器による正確な電流値の測定ができなくなる。

例えば、電流検出器としてＡ／Ｄ変換器を使用する場合、Ａ／Ｄ変換器の仕様により安定した信号が連続して少なくとも例えば２μｓの間入力されなければ正確な電流値を検出することができない。入力信号が連続して２μｓの間安定して入力されない場合には、Ａ／Ｄ変換器は各相の正確な電流値が検出できない。

特許文献１記載の車両用操舵装置においては、モータ駆動回路とグランドとの間の電流経路上に、その電流経路を流れる電流値を検出するための単一の電流センサを設け、各相ＰＷＭ信号を生成するための鋸波の位相をずらして、各相ＰＷＭ信号のローレベルへの立ち下がりのタイミングをずらしている。これにより、Ｖ相ＰＷＭ信号がローレベルに立ち下がってから所定時間が経過するまでの期間における電流センサの出力信号に基づいて、電動モータを流れるＵ相電流の値を得ている。また、Ｗ相ＰＷＭ信号がローレベルに立ち下がってから所定時間が経過するまでの期間における電流センサの出力信号に基づいて、電動モータを流れるＵ相電流およびＶ相電流の合計電流値を得ている。

特許文献２記載の３相または多相インバータを制御する方法では、ＰＷＭ期間内において、１つの位相のトランジスタのスイッチング時と、次の位相の対応するトランジスタのスイッチング時との間の時間間隔が所定のスレシホルド値よりも小さい場合、測定を禁止し、十分な持続期間の測定時間間隔を定義するＰＷＭ信号を発生し、線電流に対するスイッチングの影響の測定を可能とする。同じ従属期間の他のＰＷＭ信号の持続期間をある値だけ短縮し、これら他のＰＷＭ信号の短縮の和を求め、測定間隔を定義するＰＷＭ信号の増加分を補償している。

特許文献３記載の３相ブラシレスＡＣモータのための駆動システムは、単一センサを用いて相のすべてにおいて電流の計測を可能にしながらパワー出力を向上させるために、トランジスタ切り替えパターンを最適化するように構成されている。これは、単一センサ法によって決定される最小状態時間要件を満たすために３つ以上の状態が要求される場合の電圧デマンドベクトルｘを規定し、単一電流検知を依然として可能とさせながら、要求ベクトルｘを生成する３つ以上の状態ベクトルを計算することによって実現されている。

特許文献４記載の出力信号における何らかのドリフトをモータ運動中に補償できるブラシレスモータを監視する方法においては、電流測定手段を使用してモータの各巻線へ流入または流出する電流を監視して電流を表示する出力信号を生成し、電流測定手段を通して流れる瞬時電流が実質的にゼロと知られる時に電流測定手段の出力を測定し、実測定出力信号値と理想出力信号値の間の何らかの差を補償する修正出力信号を生成している。

特許文献５においては、搬送波として三角状信号を使用しており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相という用語の替わりに、ｈ相、ｍ相、ｌ相という用語が使用されており、ｈ相とｍ相との時間間隔がｔ１、ｍ相とｌ相との時間間隔がｔ２で表されている。特許文献５のＦＩＧ．７に示されるように、時間間隔ｔ１、ｔ２がそれぞれしきい値（ｍｗ）より小さいとき、Ｃａｓｅ２の処理が行われる。時間間隔ｔ１、ｔ２のいずれかがしきい値（ｍｗ）より小さいとき、Ｃａｓｅ３またはＣａｓｅ４の処理が行われる。Ｃａｓｅ２の処理の場合（ＦＩＧ．１３参照）、Ｄｕｔｙ最大相が左側にシフトされ、Ｄｕｔｙ最小相が右側にシフトされる（ＦＩＧ．１２Ｂ参照）。Ｃａｓｅ３の処理の場合（ＦＩＧ．１５参照）でかつ一つの相のみのシフトでよいと判断したとき（ステップ１４８のN）、Ｄｕｔｙ最大相が左側にシフトされる（ＦＩＧ．１４Ｂ参照）。Ｃａｓｅ４の処理の場合（ＦＩＧ．１７参照）でかつ一つの相のみのシフトでよいと判断したとき（ステップ１６６のＮ）、Ｄｕｔｙ最小相が左側にシフトされる（ＦＩＧ．１６Ｂ参照）。

このように、１つの相と他の相のスイッチング時の時間間隔が小さい場合に、例えば所定相の位相をシフトする補正を施すことで、１つの相と他の相のスイッチング時の時間間隔が大きくなり、単一の電流検出器を用いて多相電動機の各相の正確な電流値を検出することができるようになるが、多相電動機を駆動するためのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの周波数が可聴周波数内に含まれていると、利用者に騒音として聞こえてしまい、不快感を与える。

例えば、上記特許文献２の制御方法では、ＰＷＭ信号を補正した場合、制御周波数と補正後の電流リップル周波数が同一になる。特許文献２の制御方法では、制御サイクル時間（周期）は４００μｓであるので、制御周波数と補正後の電流リップル周波数は、２．５ｋＨｚとなる。補正後のＰＷＭ信号に基づいて、スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦすることにより、スイッチング時に電流リップルが発生する。この電流リップルの周波数は制御周波数と同一になり、当該周波数が可聴域に含まれる場合には、利用者にとって騒音として聞こえてしまい、不快と感じさせてしまう。人間では通常２０Ｈｚから、個人差があるが１５ｋＨｚないし２０ｋＨｚ程度の音を感じることができ、この周波数帯域は可聴域と呼ばれる。すなわち、５０μｓから５０ｍｓの制御サイクル時間を有する場合に騒音が発生してしまう。このような騒音を防止するために以下のような技術が考えられている。

特許文献６記載の電動式パワーステアリングのモータ駆動装置は、２対あるスイッチング素子のうち、各対の一方のスイッチング素子を導通保持用とし、他方のスイッチング素子を高速スイッチング用にしてあるとともに、高速スイッチングのためのパルス幅変調信号の周波数を可聴周波領域よりも高くしてあるため、フライホイール・ダイオードによる電流継続効果を有効に活用して操舵トルクに対するモータの出力トルクのリニアリティを向上することができるとともに、パルス幅変調信号によるスイッチングにもかかわらず、振動音の発生を防止している。

特許文献７記載のインバータ装置は、外部からの周波数指令に比例した周波数の磁束指令信号とインバータ出力電圧を積分する積分回路より出力されるモータ電圧積分信号の誤差を増幅して得られる変調波信号と、非可聴周波数のキャリア周波数である三角波信号とを比較することによってＰＷＭ信号を発生する。

特許文献８記載の電動車両の制御装置は、バッテリ及びモータ間に設けたインバータをＰＷＭ制御手段でＰＷＭ制御することにより、バッテリの電力でモータを駆動するものであり、通常はインバータのスイッチングノイズを低減するためにＰＷＭ制御手段の周波数を可聴周波数よりも高く設定しておく。モータ運転状態検出手段がモータが低速高負荷運転状態にあることを検出し、インバータのスイッチング素子が過熱する可能性がある場合には、周波数変更手段がＰＷＭ制御手段の周波数を低下させることにより、インバータのスイッチング素子の過熱による損傷を防止している。

しかしながら、鋸歯状信号や三角状信号に基づいてＰＷＭ信号を生成し、単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができる多相電動機の制御装置であって、十分な騒音防止効果を有するものはまだ提供されていない。

図１５は、従来の特許文献２の制御方法を示した図であり、１制御周期における２相とも検出不可能な場合のタイミングチャートである。１制御周期は４００μｓｅｃであり、その構成は８０μｓｅｃ周期の鋸歯状信号に基づいたＰＷＭ信号の５周期からなる。Ｕ相ＰＷＭ信号がデューティ５５％、Ｖ相ＰＷＭ信号がデューティ４５％、Ｗ相ＰＷＭ信号がデューティ５０％の場合を示している。デューティ最小相のＶ相と中間相のＷ相間、中間相のＷ相と最大相のＵ相間の時間間隔がともに５％と短いため、その期間のシャント波形（電流検出用のシャント抵抗の両端に生じる電圧の波形）に示されるようにスイッチングノイズが収まらず、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれないため、第１番目の周期において、最小相のＶ相のＰＷＭ信号の位相を短くし、最大相のＵ相のＰＷＭ信号の位相を長くしている。

これにより、Ｖ相とＷ相、およびＵ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなり、測定期間Ｕ２においてＶ相、および測定期間Ｕ１においてＵ相の正確な電流値を検出している。また、第２〜５番目の周期において、第１番目の周期における位相の変更分を補償するため、最小相のＶ相のＰＷＭ信号の位相を長くし（補償期間Ｕ２）、最大相のＵ相のＰＷＭ信号の位相を短くしている（補償期間Ｕ１）。

図１６は、従来の特許文献２の制御方法を示した図であり、３制御周期における２相とも検出不可能な場合のタイミングチャートである。図１５と図１６で示されるように、各制御周期においてシャント波形に表れている第１番目の周期内の電流リップルの周期は１制御周期の制御サイクル時間４００μｓｅｃと同じであり、この周期に相当する周波数は可聴域に入ってしまっている。したがって、騒音が発生することがわかる。

特開２００７−１１２４１６号公報特開平１０−１５５２７８号公報特表２００５−５３１２７０号公報特開２００１−９５２７９号公報米国特許第６７３５５３７号明細書特許２５４０１４０号公報特開昭６３−７３８９８号公報特開平９−１９１５０８号公報

本発明は、上述した問題点に鑑み、単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができ、ＰＷＭ信号に基づいたスイッチングによる電流リップルに起因する騒音の発生を防止することができる多相電動機の制御装置を提供することを目的としている。

本発明に係る多相電動機の制御装置は、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の対からなり、多相電動機を駆動する駆動手段と、多相電動機の電流値を検出する単一の電流検出手段と、電流検出手段で検出される電流値およびキャリア信号に基づいて、一制御周期を構成する複数のＰＷＭ周期ごとに各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、ＰＷＭ信号生成手段で生成された各相ＰＷＭ信号に基づいて、電流検出手段で電流値を検出可能か不可かを判定する電流検出可否判定手段と、ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号の位相を移動させる位相移動手段と、を備える。位相移動手段は、電流検出可否判定手段が電流検出不可と判定した場合に、一制御周期内の所定相のＰＷＭ信号の位相を、すべてのＰＷＭ周期において同じ量だけ移動させる。

このようにすることで、単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができるとともに、電流検出不可の場合に、位相移動手段が所定相のＰＷＭ信号の位相をすべてのＰＷＭ周期において同じ量だけ移動させるので、この移動によって、ＰＷＭ信号に基づいたスイッチングによる電流リップルの周波数が可聴域に含まれないようにすることで、騒音の発生を防止することができる。

通常、一制御周期は数百μｓｅｃであり、一制御周期内は数個のＰＷＭ信号で構成されており、制御サイクル時間が数十μｓｅｃであるので、スイッチングによる電流リップルの周波数が可聴周波数領域より高い周波数となり、可聴域に含まれなくなるため、騒音の発生を防止することができる。

また、本発明では、前記の多相電動機の制御装置において、電流検出可否判定手段が電流検出不可と判定した場合に、上アームスイッチング素子のＯＮする個数が偶数か奇数かを判定するスイッチング個数判定手段を備え、位相移動手段は、スイッチング個数判定手段の判定結果に基づいて、ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号の位相を移動させてもよい。

これによると、騒音の発生を防止することができるとともに、本来は電流値を検出することができないほど所定相と他の相とのスイッチングの時間間隔が短い場合でも、位相が移動された所定相と他の相とのスイッチングの時間間隔が大きくなり、移動させた所定相の電流値が安定した状態において電流値を検出することができるため、各相のデューティを変えることなく単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができる。

本発明に係る多相電動機の制御装置によれば、単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができるとともに、位相移動手段が所定相のＰＷＭ信号の位相をすべてのＰＷＭ周期において同じ量だけ移動させ、ＰＷＭ信号に基づいたスイッチングによる電流リップルの周波数が可聴域に含まれないようにすることで騒音の発生を防止することができる。

以下、本発明の実施形態につき、図面を参照しながら説明する。

図１は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置のブロック図である。本発明の実施形態に係る多相電動機７の制御装置１は次のような構成である。駆動手段６は、図２の回路図の説明で後述するように電源とグランドとの間に接続され、上アームスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３と下アームスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６の対からなり、多相電動機７を駆動する。電流検出手段８は、駆動手段６とグランドとの間に接続され、所定時刻で多相電動機７に流れる電流値を検出する。ＰＷＭ信号生成手段２は、電流検出手段８で検出された電流値および所定の周波数を有する鋸歯状信号に基づいて、各相ＰＷＭ信号を生成する。電流検出可否判定手段３は、ＰＷＭ信号生成手段２で生成された各相ＰＷＭ信号に基づいて、電流検出手段８で電流値を検出可能か不可か、すなわち、電流検出手段８で正確な電流値が検出できるだけのスイッチングの時間間隔があるか否かを判定する。スイッチング個数判定手段４は、電流検出可否判定手段３が電流検出不可と判定した場合に、３個の上アームスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のうち、ＯＮするスイッチング素子の個数が偶数であるか否かを判定する。位相移動手段５は、スイッチング個数判定手段４の判定結果に基づいて、ＰＷＭ信号生成手段２が生成した所定相のＰＷＭ信号の位相を所定量だけ早めまたは遅らせ、駆動手段６に出力する。電流検出期間決定手段１０は、位相移動手段５で決定された各相のＰＷＭ新号の立ち下がり時刻に基づいて、電流検出手段８による電流検出開始タイミング及び電流検出期間を決定する。各相電流算出手段９は、電流検出手段８で検出された電流値と、ＰＷＭ信号生成手段２で生成されたＰＷＭ信号とに基づいて、直接検出することができない残りの相の電流値を算出する。

図２は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置１の回路図である。ＣＰＵ２２は、Ｕ相上段、Ｖ相上段及びＷ相上段の各ＰＷＭ信号をデッドタイム生成ブロック２３に出力する。デッドタイム生成ブロック２３は、それらの信号を入力し、回路保護のため各相の上アームスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３と下アームスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６に対する信号が両方ＯＮとならないように、両方の信号がＯＦＦとなるわずかな時間間隔を設けて、Ｕ相上段、Ｕ相下段、Ｖ相上段、Ｖ相下段、Ｗ相上段及びＷ相下段の各ＰＷＭ信号を生成してドライバーＩＣ２４に出力する。なお、デッドタイム生成ブロック２３の機能をＣＰＵ２２内のソフトウェアで構成するようにしてもよい。

ドライバーＩＣ２４は、それらの信号を入力し、ＦＥＴブリッジ２５を制御する。ＦＥＴブリッジ２５は、電源ＶＲとグランドとの間に接続され、上アームスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３と下アームスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６の３対から成る。上アームスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３と下アームスイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６の３対の中間部が、３相電動機の各相に接続される。単一のシャント抵抗２６は、ＦＥＴブリッジ２５とグランドとの間に接続されている。シャント抵抗２６の両端の電圧は、オペアンプと抵抗等からなる電流検出回路２７を介してＣＰＵ２２のＡ／Ｄ変換ポートに入力される。

なお、本回路の基本機能は次の通りである。相電流検出周期は２５０μｓｅｃ、検出方式は２相検出・１相推定方式、ＰＷＭモードは鋸波ＰＷＭである。

図２の構成において、ＣＰＵ２２は、図１における電流検出可否判定手段３、スイッチング個数判定手段４、位相移動手段５、各相電流算出手段９および電流検出期間決定手段１０を構成し、ＣＰＵ２２およびデッドタイム生成ブロック２３は、図１におけるＰＷＭ信号生成手段２を構成し、ＦＥＴブリッジ２５は、図１における駆動手段６を構成し、シャント抵抗２６および電流検出回路２７は、図１における電流検出手段８を構成する。また、図１の多相電動機７として、本実施形態では、３相電動機が用いられる。３相電動機は、例えば車両の電動パワーステアリング装置に用いられるブラシレスモータである。

図３は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置１のフローチャートである。最初に、ＰＷＭ信号生成手段２がＵＶＷの各相のＰＷＭ指令値を決定する（Ｓ１）。次に、詳細は後述するようにＵＶＷの各相のデューティに基づきパターン判定を行う（Ｓ２）。次に、電流検出可否判定手段３による検出可否の場合分けを行う（Ｓ３〜Ｓ５）。まず、３相のうち２相が検出可能かどうかを判定する（Ｓ３）。２相が検出可能でなければ（Ｓ３でＮｏ）、３相のうち１相が検出可能かどうかを判定する（Ｓ４）。そこでさらに１相が検出可能であれば（Ｓ４でＹｅｓ）、スイッチング個数判定手段４が偶数ベクトルの検出が可能かどうかを判定する（Ｓ５）。偶数ベクトルが検出不可能であれば（Ｓ５でＮｏ）、奇数ベクトルが検出可能であることになる。偶数ベクトルと奇数ベクトルについては後述する。ある相について、ＣＰＵ２２において正確な電流値を検出できるだけのスイッチングの時間がある場合に、その相について電流検出が可能となる。

次に位相移動手段５が、検出可否判定条件に基づき移動が必要な相と必要なシフト量を算出する。まず、２相が検出可能である場合には（Ｓ３でＹｅｓ）、移動を必要とせずＰＷＭ各相の位相シフト量はゼロでよい（Ｓ６）。偶数ベクトルのみが検出可能である場合には（Ｓ５でＹｅｓ）、デューティが最大である相の位相を遅らせることとなり、そのシフト量を計算する（Ｓ７）。奇数ベクトルのみが検出可能である場合には（Ｓ５でＮｏ）、デューティが最小である相の位相を早めることとなり、そのシフト量を計算する（Ｓ８）。１相も検出不可能である場合には（Ｓ４でＮｏ）、デューティが最大である相の位相と、デューティが最小である相の位相を両方シフトすることとなり、それぞれのシフト量を計算する（Ｓ９）。

次に、電流検出期間決定手段１０は、位相移動手段５で決定された各相のＰＷＭ信号の立ち下がり時刻に基づいて、電流検出手段８による電流検出開始タイミングを決定する（Ｓ１０）。電流検出開始タイミングについては後で詳述する。次に、位相移動手段５は計算されたシフト量だけ各相のＰＷＭ位相シフトを実施する（Ｓ１１）。ただし、ＰＷＭ位相シフト無しの場合（Ｓ６）には、位相シフト量はゼロである。次に、後述する２箇所の電流検出開始タイミングになったときに（Ｓ１２でＹｅｓ）、電流検出手段８がＡ／Ｄ変換を開始する（Ｓ１３）。このＡ／Ｄ変換期間中は各相のスイッチングは発生せず、Ａ／Ｄ変換に必要な時間が経過した時点で所定相のＰＷＭ信号が立ち下がる。このようにして電流検出手段８が２相の電流を検出した後、各相電流算出手段９はキルヒホッフの法則（３相電動機に流れ込む３電流の合計はゼロである。すなわち、Ｕ相電流：Ｉｕ、Ｖ相電流：Ｉｖ、Ｗ相電流：Ｉｗとしたとき、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０）に基づいて、検出していない残りの１相の電流値を算出する（Ｓ１４）。

表１は、ＰＷＭパターン判定条件、検出可能ベクトル、検出電流及びＡ／Ｄ変換タイミングを示す表である。ｗ＿ｐｗｍＵ、ｗ＿ｐｗｍＶ、ｗ＿ｐｗｍＷはそれぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の指令値のデューティ比を示している。３相のデューティ比の大小関係により６パターンに分類される。例えば、ｗ＿ｐｗｍＵ≧ｗ＿ｐｗｍＷ≧ｗ＿ｐｗｍＶの場合は表１のパターン３となる。各パターンにおいては、以下の４つの場合がある。すなわち、
（１）２相検出可能な場合
（２）奇数ベクトルのみ検出可能な場合
（３）偶数ベクトルのみ検出可能な場合
（４）２相とも検出不可能な場合
である。

ベクトルは、上アームスイッチング素子のＯＮ、ＯＦＦをそれぞれ１、０に対応させて、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の順に表したものである。奇数ベクトルは、１の数が奇数、すなわち上アームスイッチング素子のうちＯＮする素子の個数が奇数である場合のベクトルである。偶数ベクトルは、１の数が偶数、すなわち上アームスイッチング素子のうちＯＮする素子の個数が偶数である場合のベクトルである。

例えば、パターン３で奇数ベクトルを検出する場合は、３相のうちＵ相を検出する場合であり、検出可能ベクトルは（１，０，０）となる。このベクトルは、第１要素（１）で上アームスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のうちＵ相がＯＮ、第２要素（０）でＶ相がＯＦＦ、第３要素（０）でＷ相がＯＦＦの状態を表しており、３要素のうちＯＮ（１）であるスイッチング素子の個数が１個であるので奇数ベクトルである。その場合の検出可否判定条件は、電流値が安定する期間内にＡ／Ｄ変換を行うに必要な最小時間を５０μｓｅｃ周期の１２％とした場合、（ｗ＿ｐｗｍＵ）−（ｗ＿ｐｗｍＷ）≧１２％であり、検出可能タイミング（表１におけるＡＤ変換開始時間）としては、Ｕ相上段ＯＦＦのタイミングを基準とする。すなわち、Ａ／Ｄ変換に必要な時間を考慮して、Ｕ相上段ＯＦＦのタイミングからＡ／Ｄ変換に必要な時間だけ前のタイミングでＡ／Ｄ変換を開始すれば、Ａ／Ｄ変換の終了時刻がＵ相上段ＯＦＦのタイミングと一致するので、それが電流値が安定する最適なタイミングになる。

また、パターン３で偶数ベクトルを検出する場合は、Ｖ相（逆極性）を検出する場合であり、検出可能ベクトルは（１，０，１）となる。このベクトルは、第１要素（１）で上アームスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３のうちＵ相がＯＮ、第２要素（０）でＶ相がＯＦＦ、第３要素（１）でＷ相がＯＮの状態を表しており、３要素のうちＯＮ（１）であるスイッチング素子の個数が２個であるので偶数ベクトルである。その場合の検出可否判定条件は、（ｗ＿ｐｗｍＷ）−（ｗ＿ｐｗｍＶ）≧１２％であり、検出可能タイミング（ＡＤ変換開始時間）としては、Ｗ相上段ＯＦＦのタイミングを基準とする。すなわち、Ａ／Ｄ変換に必要な時間を考慮して、デューティ中間相であるＷ相上段ＯＦＦのタイミングからＡ／Ｄ変換に必要な時間だけ前のタイミングでＡ／Ｄ変換を開始すれば、Ａ／Ｄ変換の終了時刻がＷ相上段ＯＦＦのタイミングと一致するので、それが電流値が安定する最適なタイミングになる。他のパターンについても同様の考え方であるのでパターン３以外の説明を省略する。

Ａ／Ｄ変換器による電流値の十分な検出時間（例えばＭＩＮ＿ＤＵＴＹ=１２％）が確保できず、電流値が安定しないために正確な電流値が検出できない場合、その制御周期（５０μｓｅｃ×５周期）の間、ドライバーＩＣの各ＰＷＭ入力信号について以下のように位相をシフトさせる。なお、２相検出可能な場合は、ＰＷＭ位相シフトの必要はない。

表２は、偶数ベクトルのみ検出可能な場合を示す表である。偶数ベクトルのみ検出可能な場合は、２相とも電流値が安定する検出可能な時間を確保するため、表２のようにシフトを実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最大相についてのみ、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（最大相Ｄｕｔｙ％−中間相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で右側（位相を遅らせる側）にシフトする。Ｄｕｔｙ中間相とＤｕｔｙ最小相についてはシフトは無しである。

表３は奇数ベクトルのみ検出可能な場合を示す表である。奇数ベクトルのみ検出可能な場合は、２相とも電流が安定する検出可能な時間を確保するため、表３のようにシフトを実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最小相についてのみ、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（中間相Ｄｕｔｙ％−最小相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で左側（位相を早める側）にシフトする。Ｄｕｔｙ最大相とＤｕｔｙ中間相についてはシフトは無しである。

表４は２相とも検出不可能な場合を示す表である。２相とも検出不可能な場合は、２相とも電流値が安定する検出可能な時間を確保するため、表４のようにシフトを実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最大相について、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（最大相Ｄｕｔｙ％−中間相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で右側（位相を遅らせる側）にシフトする。また、Ｄｕｔｙ最小相について、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（中間相Ｄｕｔｙ％−最小相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で左側（位相を早める側）にシフトする。Ｄｕｔｙ中間相についてはシフトは無しである。

図４は、本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置の概要を示すタイミングチャートである。詳細は図５以降で説明を行う。

制御周期は２５０μｓｅｃであり、その構成は５０μｓｅｃ周期の鋸歯状信号に基づいたＰＷＭ信号の５周期からなる。ここでは第２及び第３番目のＰＷＭ周期において電流値が検出可能なタイミングの時間を狙い、Ａ／Ｄ変換を実施する。以下、第２番目のＰＷＭ周期を第１検出周期、第３番目のＰＷＭ周期を第２検出周期と表記する。この例では、第１検出周期では偶数ベクトル状態（１，１，０）で検出を実施し、第２検出周期では奇数ベクトル状態（１，０，０）で検出を実施しているが、どの周期でどちらの検出を行ってもよく、また、同一周期で両方の検出を行ってもよい。

この図では、３相のデューティが互いに接近しており、Ｕ相がデューティが最大で、Ｖ相が中間で、Ｗ相が最小となっている。Ｗ相の電流検出タイミング（ＡＤ変換タイミング）では、Ｕ相がハイ状態、Ｖ相がハイ状態、Ｗ相がロー状態を取り、スイッチング素子のベクトルは（１，１，０）である。すなわち、上アームスイッチング素子の内ＯＮするスイッチング素子の個数が偶数である。この時、Ｖ相とＷ相のスイッチングの時間間隔がＡ／Ｄ変換するのに必要な十分な長さであれば、シフトせずともＷ相の電流値を検出することができるはずである。しかし、Ｖ相とＷ相との時間間隔が小さいと、Ｗ相の正確な電流値を検出することができない。

また、Ｕ相の電流検出タイミング（ＡＤ変換タイミング）では、Ｕ相がハイ状態、Ｖ相がロー状態、Ｗ相がロー状態を取り、スイッチング素子のベクトルは（１，０，０）である。すなわち、上アームスイッチング素子の内ＯＮするスイッチング素子の個数が奇数である。この時、Ｕ相とＶ相のスイッチングの時間間隔がＡ／Ｄ変換するのに必要な十分な長さであれば、シフトせずともＵ相の電流値を検出することができるはずである。しかし、Ｕ相とＶ相との時間間隔が小さいと、Ｕ相の正確な電流値を検出することができない。

そこで、実線で示しているように、正確な電流値を検出するための位相差１２％をそれぞれのタイミングで確保するため、Ｄｕｔｙ最大のＵ相について、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（最大相Ｄｕｔｙ％−中間相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で右側にシフトしている（すなわち位相を遅らせている）。また、Ｄｕｔｙ最小のＷ相について、ＭＩＮ＿ＤＵＴＹ（１２％）−（中間相Ｄｕｔｙ％−最小相Ｄｕｔｙ％）のシフト量で左側にシフトしている（すなわち位相を早めている）。Ｕ相とＷ相における破線は、シフト前の各相のＰＷＭ信号を示す。Ｄｕｔｙ中間のＶ相についてはシフトはしていない。なお、５周期とも同様のシフト処理をしている。

Ａ／Ｄ変換は、Ｄｕｔｙ最大相であるＵ相及び最小相であるＷ相の２相の電流が検出できる検出可能タイミングの最適な場所において実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最小であるＷ相の電流検出の場合は、第１検出周期中のＷ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｄｕｔｙ中間であるＶ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間が電流検出期間である（左側の網掛部分）。また、Ｄｕｔｙ最大であるＵ相の電流検出の場合は、第２検出周期中のＶ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｕ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間が電流検出期間である（右側の網掛部分）。

図５は、２相とも検出可能な場合のタイミングチャートである。第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、Ｖ相（デューティ２５％）とＷ相（５０％）のスイッチングの時間間隔が十分大きい。このため、この時間間隔（このときのベクトルは（１，０，１））において正確な電流値を検出することができる。また、第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、Ｕ相（７５％）とＷ相（５０％）とのスイッチングの時間間隔が大きい。このため、この時間間隔（このときのベクトルは（１，０，０））においても正確な電流値を検出することができる。したがって、シフトは実施する必要がない。なお、図中のシャント抵抗波形は、シャント抵抗２６の両端の電圧波形を表している（以下同様）。

Ａ／Ｄ変換は、Ｄｕｔｙ最大相であるＵ相及び最小相であるＷ相の２相の電流が検出できる検出可能タイミングの最適な場所において実施する。すなわち、Ｄｕｔｙ最小であるＶ相の電流検出の場合は、第１検出周期中のＤｕｔｙ中間であるＷ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（左側の網掛部分）。また、Ｄｕｔｙ最大であるＵ相の電流検出の場合は、第２検出周期中のＵ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（右側の網掛部分）。

図６（ａ）は、奇数ベクトルのみ検出可能な場合のタイミングチャートである。第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、Ｖ相（デューティ３９．６％）とＷ相（４５．８％）のスイッチングの時間間隔が小さい。このため、この時間間隔においてＶ相の正確な電流値を検出することができない。一方、第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、Ｕ相（６４．６％）とＷ相（４５．８％）のスイッチングの時間間隔が大きい。このため、この時間間隔においてはＵ相の正確な電流値を検出することができる。

すなわち第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、偶数ベクトル、ここでは（１，０，１）の状態において、Ｖ相の正確な電流値を検出することができないため、図６（ｂ）のように３相のうちデューティが最小であるＶ相のＰＷＭ信号を左側に（位相を早めるように）位相シフトする。これにより、Ｖ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなる。これにより、電流値が安定するのでＶ相の正確な電流値をＡ／Ｄ変換器で検出することができる。なお、第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、Ｖ相の位相シフト後も、Ｕ相とＷ相のスイッチングの時間間隔が大きい。このため、この時間間隔においてもＵ相の正確な電流値を検出することができる。

Ａ／Ｄ変換は、Ｄｕｔｙ最小であるＶ相の電流検出の場合は、第１検出周期中のＶ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｄｕｔｙ中間であるＷ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（左側の網掛部分）。また、Ｄｕｔｙ最大であるＵ相の電流検出の場合は、第２検出周期中のＷ相ＰＷＭ信号立下りの後、Ｕ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（右側の網掛部分）。

図７（ａ）は、偶数ベクトルのみ検出可能な場合のタイミングチャートである。第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、Ｖ相（デューティ３５．４％）とＷ相（５４．２％）のスイッチングの時間間隔が大きい。このため、この時間間隔においてＶ相の正確な電流値を検出することができる。一方、第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、Ｕ相（６０．４％）とＷ相（５４．２％）のスイッチングの時間間隔が小さい。このため、この時間間隔においてＵ相の正確な電流値を検出することができない。

すなわち奇数ベクトル、ここではベクトル（１，０，０）の状態において、Ｕ相の正確な電流値を検出することができないため、図７（ｂ）のように３相のうちデューティが最大であるＵ相のＰＷＭ信号を右側に（位相を遅らせるように）位相シフトする。これにより、Ｕ相とＷ相のスイッチングの時間間隔が大きくなる。これにより、Ｕ相の正確な電流値を検出することができる。第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、Ｕ相の位相シフト後も、Ｖ相とＷ相のスイッチングの時間間隔が大きい。このため、この時間間隔においてＶ相の正確な電流値を検出することができる。

図８（ａ）は、２相検出不可能な場合のタイミングチャートである。第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、Ｖ相（デューティ４５％）とＷ相（５０％）のスイッチングの時間間隔が小さい。このため、この時間間隔においてＶ相の正確な電流値を検出することができない。第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、Ｕ相（５５％）とＷ相（５０％）のスイッチングの時間間隔も小さい。このため、この時間間隔においてもＵ相の正確な電流値を検出することができない。

すなわち、図８（ａ）の第１検出周期（偶数ベクトル検出周期）において、偶数ベクトル、ここでは（１，０，１）の状態において、Ｖ相の正確な電流値を検出することができないため、図８（ｂ）のようにデューティが最小であるＶ相のＰＷＭ信号を左側に（位相を早めるように）位相をシフトする。これにより、Ｖ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなる。さらに、図８（ａ）の第２検出周期（奇数ベクトル検出周期）において、奇数ベクトル、ここでは（１，０，０）の状態において、Ｕ相の正確な電流値を検出することができないため、図８（ｂ）のようにデューティが最大であるＵ相のＰＷＭ信号を右側に（位相を遅らせるように）位相シフトする。これにより、Ｕ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなる。したがって最終的に、Ｕ相及びＶ相の正確な電流値を検出することができる。

図９は、１制御周期における２相とも検出不可能な場合のタイミングチャートである。１制御周期は２５０μｓｅｃであり、５０μｓｅｃ周期の鋸歯状信号に基づいたＰＷＭ信号の５周期からなる。Ｕ相ＰＷＭ信号がデューティ５５％、Ｖ相ＰＷＭ信号がデューティ４５％、Ｗ相ＰＷＭ信号がデューティ５０％の場合を示している。デューティ最小相のＶ相と中間相のＷ相間（このときのベクトルは（１，０，１））、中間相のＷ相と最大相のＵ相間（このときのベクトルは（１，０，０））の時間間隔がともに５％と短いため、その期間のシャント波形においてスイッチングノイズが収まらず、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれない。そのため、最小相のＶ相のＰＷＭ信号を左側に（位相を早めるように）位相シフトし、最大相のＵ相のＰＷＭ信号を右側に（位相を遅らせるように）位相シフトしている。これにより、Ｖ相とＷ相、およびＵ相とＷ相のスイッチング時間間隔が大きくなり、それぞれの検出区間においてＵ相及びＶ相の正確な電流値を検出している。

図１０は、３制御周期における２相とも検出不可能な場合のタイミングチャートである。図９と図１０で示すように、Ｖ相とＵ相のＰＷＭ信号のシフトは各制御周期の５周期すべての期間において実施されているので、シャント波形に表れている電流リップルの周期は鋸歯状信号のキャリア周期と同じ５０μｓｅｃであり、この周期に相当する周波数は可聴域には入っていない。したがって、騒音の発生を防止できていることがわかる。

ここで、搬送波に関して三角状信号と鋸歯状信号との電流リップルに関する比較を行う。三角状信号は、鋸歯状信号と比べて電流リップルが少ないという利点がある。その理由は、次の通りである。力行（りきこう：各相のＯＮ／ＯＦＦ状態に差があるとき）と回生（各相のＯＮ／ＯＦＦ状態に差がないとき）から一周期のＰＷＭ信号が成り立っているが、力行では、電流が正の方向に変化する。回生では、電流が負の方向に変化する。これらの変化の傾きは、モータのコイルのインダクタンス及びモータのコイルの抵抗に基づく時定数によって決まっている。

力行から回生、または回生から力行の状態へ変化することで電流リップルが発生する。鋸歯状信号では、各相のＰＷＭ信号の立ち上がり時刻が同じである。例えば図１１の鋸歯状信号での力行と回生の状態変化は、回生→力行→回生となっている。一方、三角状信号では、各相のＰＷＭ信号の立ち上がり時刻が異なる。図１２の三角状信号での力行と回生の状態変化は、回生→力行→回生→力行→回生となっている。よって、三角状信号を使用している方が一周期の電流の変化回数が多いことがわかる。

このように三角状信号を使用した場合は、一周期の中で変化の回数が多い。よって、正／負への変化量が小さく、電流リップルが小さくなる。一方、鋸歯状信号を使用した場合は、一周期の中で変化の回数が少なく、正／負への変化量が大きい。すなわち、電流リップルが大きい。しかし、本発明のように１相又は２相に位相シフトを施すと鋸歯状信号を使用した場合であっても各相のＰＷＭ信号の立ち上がり時刻が異なる状況が多くなり、その結果電流リップルが小さくなるという利点がある。

図１３は、鋸歯状信号を使用した場合の多相電動機の制御装置のタイミングチャートである。５０μｓｅｃのキャリア周期において、Ｕ相ＰＷＭ信号がデューティ５５％、Ｖ相ＰＷＭ信号がデューティ４５％、Ｗ相ＰＷＭ信号がデューティ５０％の場合を示している。Ｖ相とＷ相間（このときのベクトルは（１，０，１））、Ｗ相とＵ相間（このときのベクトルは（１，０，０））の時間間隔が５％と短いため、その期間のシャント波形においてスイッチングノイズが収まらず、正確に電流値を検出するためのＡ／Ｄ変換時間がとれない。そこで、デューティが最大のＵ相を７％右側に、最小のＶ相を７％左側にシフトさせれば、検出に必要なＤｕｔｙ差（１２％）を確保できる。

図１４は、三角状信号を使用した場合の多相電動機の制御装置のタイミングチャートである。鋸歯状信号を使用した場合と同様に５０μｓｅｃのキャリア周期において、Ｕ相ＰＷＭ信号がデューティ５５％、Ｖ相ＰＷＭ信号がデューティ４５％、Ｗ相ＰＷＭ信号がデューティ５０％の場合を示している。三角波を使用した場合、両側に位相差が生じるためＶ相とＷ相間（ベクトルは（１，０，１））、Ｗ相とＵ相間（ベクトルは（１，０，０））の時間間隔が２．５％と短い。したがって、デューティが最大のＵ相を９．５％右側に、最小のＶ相を９．５％左側にシフトさせなければ、検出に必要なＤｕｔｙ差（１２％）を確保できない。なお、三角状信号の場合ＰＷＭ信号が左右対称なので、同様にデューティが最大のＵ相を９．５％左側に、最小のＶ相を９．５％右側にシフトさせても検出に必要なＤｕｔｙ差（１２％）が確保できる。しかし、鋸歯状信号の場合と比較してシフト量は９．５％−７％＝２．５％だけ大きくなるので不利である。

このように、搬送波が鋸歯状信号の場合、三角状信号の場合と比較して、２相のスイッチング間の長さが２倍になる。よって、三角状信号の場合と比較して、ＰＷＭ信号の位相シフトを実施せずとも、シャント抵抗両端の電圧波形が安定した状態でＡ／Ｄ変換を実施することができる３相ＰＷＭ状態が多く存在することも利点である。

三角状信号を使用した場合においても、Ａ／Ｄ変換は、Ｄｕｔｙ最大相であるＵ相及び最小相であるＶ相の２相の電流が検出できる検出可能タイミングの最適な場所において実施する。たとえば図１４のように１周期中の後半でＡ／Ｄ変換を行う場合は、Ｄｕｔｙ最小であるＶ相の電流検出の場合は、第１検出周期中のＤｕｔｙ中間であるＷ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（左側の網掛部分）。また、Ｄｕｔｙ最大であるＵ相の電流検出の場合は、第２検出周期中のＵ相ＰＷＭ信号立下り直前のＡ／Ｄ変換に必要な期間に行う（右側の網掛部分）。なお、１周期中の前半でＡ／Ｄ変換を行う場合も、同様の手法で各相の位相シフトを実施し、Ａ／Ｄ変換器で電流を検出することができるので説明を省略する。

このように、三角状信号を使用した場合においても、鋸歯状信号の場合と同様に、各相のＰＷＭ信号のシフトを各制御周期の５周期すべての期間において実施すれば、単一の電流検出手段を用いて制御周期毎に精度よく各相の電流値を検出することができるとともに、ＰＷＭ信号に基づいたスイッチングによる電流リップルの周波数が可聴域に含まれないようになり、騒音の発生を防止できる。

本発明では、以上述べた以外にも種々の実施形態を採用することができる。例えば、上記実施形態では、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子にＦＥＴを使用したが、例えばＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラモードトランジスタ）のような他のスイッチング素子を使用するようにしてもよい。さらに、電流検出手段は、実施形態に示した以外の構成を採用してもよく、電源とＦＥＴブリッジ間に設置してもよい。

また、上記実施形態では、多相電動機としてブラシレスモータを例に挙げたが、本発明は誘導電動機や同期電動機のような複数の相を有する電動機を制御するための制御装置全般に適用することができる。

本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置のブロック図である。本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置の回路図である。本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置のフローチャートである。本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置の概要を示すタイミングチャートである。２相とも検出可能な場合のタイミングチャートである。奇数ベクトルのみ検出可能な場合のタイミングチャートである。偶数ベクトルのみ検出可能な場合のタイミングチャートである。２相とも検出不可能な場合のタイミングチャートである。１制御周期における２相とも検出不可能な場合のタイミングチャートである。３制御周期における２相とも検出不可能な場合のタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置のタイミングチャートである。三角状信号を使用した場合の多相電動機の制御装置のタイミングチャートである。本発明の実施形態に係る多相電動機の制御装置の２相検出不可能な場合のタイミングチャートである。三角状信号を使用した場合の多相電動機の制御装置の２相検出不可能な場合のタイミングチャートである。従来の１制御周期における２相とも検出不可能な場合のタイミングチャートである。従来の３制御周期における２相とも検出不可能な場合のタイミングチャートである。

符号の説明

１多相電動機の制御装置
２ＰＷＭ信号生成手段
３電流検出可否判定手段
４スイッチング個数判定手段
５位相移動手段
６駆動手段
７多相電動機
８電流検出手段
９各相電流算出手段
１０電流検出期間決定手段
２２ＣＰＵ
２３デッドタイム生成ブロック
２４ドライバーＩＣ
２５ＦＥＴブリッジ
２６シャント抵抗
２７電流検出回路
Ｑ１〜Ｑ３上アームスイッチング素子
Ｑ４〜Ｑ６下アームスイッチング素子

Claims

上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子の対からなり、多相電動機を駆動する駆動手段と、
前記多相電動機の電流値を検出する単一の電流検出手段と、
前記電流検出手段で検出される電流値およびキャリア信号に基づいて、一制御周期を構成する複数のＰＷＭ周期ごとに各相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記ＰＷＭ信号生成手段で生成された各相ＰＷＭ信号に基づいて、前記電流検出手段で電流値を検出可能か不可かを判定する電流検出可否判定手段と、
前記ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号の位相を移動させる位相移動手段と、を備え、
前記位相移動手段は、前記電流検出可否判定手段が電流検出不可と判定した場合に、前記一制御周期内の所定相のＰＷＭ信号の位相を、すべてのＰＷＭ周期において同じ量だけ移動させる
ことを特徴とする多相電動機の制御装置。
請求項１に記載の多相電動機の制御装置において、
前記電流検出可否判定手段が電流検出不可と判定した場合に、上アームスイッチング素子のＯＮする個数が偶数か奇数かを判定するスイッチング個数判定手段を備え、
前記位相移動手段は、前記スイッチング個数判定手段の判定結果に基づいて、前記ＰＷＭ信号生成手段が生成する所定相のＰＷＭ信号の位相を移動させる
ことを特徴とする多相電動機の制御装置。