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JPS6373898A - インバ−タ装置 - Google Patents

インバ−タ装置

Info

Publication number
JPS6373898A
JPS6373898A JP61216620A JP21662086A JPS6373898A JP S6373898 A JPS6373898 A JP S6373898A JP 61216620 A JP61216620 A JP 61216620A JP 21662086 A JP21662086 A JP 21662086A JP S6373898 A JPS6373898 A JP S6373898A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
signal
magnetic flux
voltage
inverter
flux command
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP61216620A
Other languages
English (en)
Inventor
Shiyunsuke Azehara
畦原　俊介
Sachio Ueno
上野　佐千夫
Tsutomu Sesato
瀬里　力
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority to JP61216620A priority Critical patent/JPS6373898A/ja
Priority to PCT/JP1987/000663 priority patent/WO1988002195A1/ja
Priority to DE19873790557 priority patent/DE3790557T1/de
Priority to US07/199,035 priority patent/US4905135A/en
Priority to GB8811305A priority patent/GB2204160B/en
Publication of JPS6373898A publication Critical patent/JPS6373898A/ja
Pending legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/0077—Characterised by the use of a particular software algorithm
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/047—V/F converter, wherein the voltage is controlled proportionally with the frequency

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、誘導電動機に印加する電圧の周波数を変えて
電動機の回転数を制御するインバータ装置に関するもの
である。
従来の技術 一般に、誘導電動機をインバータで運転するときは、可
変電圧・可変周波数制御く以下ＶＶＶ　Ｆ制御と称す）
を行っている。これはインバータの出力周波数を変化さ
せてもモータの磁束は常に一定七なる様に制御するもの
で、基本的にはモータ印加電圧Ｖとモータ印加周波数Ｆ
の比、つまりＶ　、／　Ｆ比を一定にしている。
上記形式の従来の装置の一例を第７（°４に示す。
■は三相又は単相の電源で、この場合は三相電源で構成
されている。２はインバータ装置のコンバータ部（順変
換部）、３はインバータ部（逆変換部）である。４は誘
導電動機であり、インバータ部３と三相接続されている
。１２は外部からの出力周波数信号に比例したパルス幅
変調信号（以下ＰＷＭ信号と称す）を発生するＰＷＭ信
号発生回路で、このＰＷＭ信号発生回路１２から発生す
るＰＷＭ信号を゛フォトカプラ等で絶縁してドライバー
回路１０へ伝達し、インバータ部３のパワートランジス
タ、ＧＴＯ、サイリスタ等のスイッチング素子のベース
信号又はゲート信号となる。
次にＰＷＭ信号発生回路１２の構成について説明する。
この回路は、メモリーマイクロコンピュータを主体とす
る回路であり、この回路で発生するＰＷＭ信号の原理の
一例を第８図に示す。第８図（ａ）は高出力周波数時、
（ｂ）は低出力周波数時を表している。第８図（ａ）で
、１３は三角波信号、１４，１５．１６は正弦波信号で
、正弦波信号はそれぞれ１２０°の位相差がある。Ｕ相
端子電圧は正弦波信号１４と三角波信号１３の比較で、
Ｖ相端子電圧は正弦波信号１４に対して１２０°の位相
差の正弦波信号１５と三角波信号１３との電圧比較で、
又Ｗ相端子電圧は正弦波信号１５に対し１２０°の位相
差の正弦波信号１６との電圧比較でそれぞれ得られる。
ここでＶＶＶＦ制御を行うときは、正弦波信号１４．１
５．１６の波高値と三角波信号１３の波高値の比を周波
数によって変化させ、高周波時はモータ印加電圧を大き
く、低周波時は小さくして常にモータ印加電圧と周波数
の比が一定となるように制御している。
以上の原理により、ＰＷＭ信号発生回路１２でＰＷＭ信
号を発生し、インバータ部３のスイッチングタイミング
を決定する。なおこの際インバータ部：３の複数個のス
イッチング素子のうち直列に接続された上下素子の同時
点弧による短絡現象を防止する為に短絡時１Ｅ期間（以
下短絡時１ト期間ｔｄと称す）を設けている。この短絡
時［上期間ｔｄについては、「三菱電機技報ＪＶＯ１，
５８・Ｎｏ、１２・１９８４の２８　（８３４）ページ
図６に記載されており詳細は省く。
発明が解決しようとする問題点 しかしながら上記従来の構成では、前記短絡時１Ｆ期間
ｔｄによる波形歪はキャリア周波数の増大に伴って増大
することと、ＰＷＭ信号発生回路のマイクロコンピュー
タの演算時間の限度を前置するとキャリア周波数は５Ｋ
Ｈｚ稈度が限度であり、このキャリア周波数が加撮源と
なって、モータの騒音が発生するという欠点を有してい
る。
本発明は上記問題点に鑑み、キャリア周波数を非可聴周
波数にしてなおかつ波形歪の小さい、低騒音モータ駆動
のインバータ装置を提供するものである。
問題点を解決するための手段 本発明は上記従来の問題点を解決するもので、磁束指令
信号発生回路を外部からの周波数指令に比例した周波数
の磁束指令信号とインバータ出力電圧を積分する積分回
路より出力されるモータ電圧積分信号の誤差を増幅して
得られる変調波信号と、非可聴周波数のキャリア周波数
である三角波信号とを比較することによってＰＷＭ信号
を発生するという構成になっている。
作用 本発明は上記した構成によって、磁束信号を主体に制御
し、インバータの出力は電圧を印加しているものの制御
の系を電圧の積分である磁束レベルで行っているため特
にＶＶＶＦ制御の様に電圧と周波数を同時に変更する必
要はなく、また短絡時１Ｆ期間ｔｄは、インバータ出力
電圧フィードパ・ツクループの中で補正され出力波形に
及ぼす悪影響は小さくキャリア周波数を非可聴周波数に
することが可能となる。
実施例 以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。
第１図において、１は電源、２はコンバータ部、３はイ
ンバータ部、４は誘導電動機、５は外部からのインバー
タ出力周波数信号に比例した周波数の磁束指令信号を発
生する磁束指令信号発生回路である。インバータ部３か
ら電動機４に印加する三相の電圧をそれぞれ積分回路６
で精分し、この積分回路６で得られたモータ電圧積分信
号を三相の磁束指令信号にそれぞれフィードバックして
、演算増幅器から成る誤差増幅回路７で増幅し変調波を
発生する。８は比較回路で、三角波発生回路９で発生す
るキャリア周波数信号と上記変調波を比較してＰＷＭ信
号を発生する。このＰＷＭ信号は、ドライバー回路１０
を通してインバータ部３のスイッチング素子のベース信
号又はゲート信号となる。ドライバー回路１０には前記
短絡防止期間ｔｄを設けである。］１は自動磁束低減回
路である。
次に個々の構成・動作について説明する。
まず、磁束指令信号発生回路５の詳細を第２図に示す。
第２図で５ａは外部からのインバータ出力周波数信号が
入力されるＶ／Ｆコンバータ、５ｂはメモリーで、磁束
波形のデータが記憶されている。５ｃはメモリー５ｂを
アドレスするカウンタ、５ｄはメモリー５ｂから出力さ
れる磁束波形のディジタル信号に波高値信号をかけ合わ
せて位相がそれぞれ１２０゛づつずれた三相の磁束指令
信号を発生するＤ／Ａコンバータである。
この磁束指令信号発生回路５で発生する磁束指令信号の
波高値信号をΦｓ１外部からの周波数指令に比例した磁
束波形をｓｉｎｗｔとすると、磁束指令信号はΦｓＸｓ
ｉｎｗｔとなり、誤差増幅回路７、比較回路８、ドライ
バー回路１０、インバータ部３等で増幅されるゲインの
合計を６１短絡防止期間ｔｄやパワースイッチング素子
のスイッチング遅れ、信号の遅れ等の外乱による影響を
Δｖ１インバータ部３の出力電圧をＶＭ、　精分回路６
の伝達関数を１／（ＳＸＴ）、（Ｔは積分回路の時定数
）とすると、次式が成り立つ。
ＳｘＴ×ΦｓＸ　ｓｉ　ｎ　ｗ　ｔ− ＋□×ΔＶ ＋１ （１）式でゲインＧが十分大きいと次式が成り立つ。
Ｖ＋ａｃｘ：ＷｘＴｘΦｓ　ｘ　ｓ　　ｉ　ｎ　ｗ　ｔ
　　　−（２）（２）式は、磁束指令信号ΦｓＸｓｉｎ
ｗｔの波高値信号ΦＳが一定であれば自動的にＶ／Ｆ比
一定のＶＶＶＦ制御となることを表している。また、ゲ
インＧが十分大きいとＶＸに対するΔＶの影響は低減し
、キャリア周波数を非可聴周波数にしても波形歪に大き
く影響することはない。
次に第：３図に、一般にインバータ装置で誘導電動機を
駆動して、ＶＶＶＦ制御領域からＶ一定制御領域へ移行
する場合のインバータ出力電圧−出力周波数特性図を示
す。第３図ではＦｏより低い出力周波数領域はＶ／Ｆ比
一定の定トルク特性を意味し、Ｆｏより高い出力周波領
域は、■一定の定出力特性を意味する。
モータの磁束をΦ、インバータ出力電圧をＶ３インバー
タ出力周波数をｆとすると次式が成り立つ。
Φ　■　ｆＶ鷺ｄｔ、　　■　Ｖ鷺／ｆ　　　−（３）
（３）式より出力周波数がＦｏ以上になって■一定の１
制御を行う場合はモータの磁束ＶＭを出力１７４波数ｆ
に反比例さぜる。
本実施例において、■−一定御を行う場合は前記（２）
式より磁束指令信号発生回路５で発生される磁束指令信
号Φｓｘｓｉｎｗｔの波高値信号ΦＳを角速度Ｗに反比
例させる。そのための回路が第１図の自動磁束低減回路
１１であり、第４図にその詳細を示す。
第４図で、ｌｌａ、ｌｌｂ、Ｉｉｃ、ｌｉｄ。
１、１　ｅは固定抵抗器、ｌｌｆは演算増幅器、１１ｇ
はコンデンサ、１１ｈはトランジスタ、１１１には第二
３図のＶＶＶＦ制御から■−一定御へ移行する出力周波
数Ｆｏのとき誤差増幅回路７で出力される変調波信号の
ピーク電圧値を与える。
以下、この自動磁束低減回路１４の動作について説明す
る。誤差増幅回路７から発生する三相の変調波の一相又
は複数のピーク電圧が上記１１ｉの電圧値より太き（な
ると、その差の電圧が反転増幅され固定抵抗器１１Ｃと
コンデンサｌ１ｇで平滑された電圧となり、トランジス
タｌｌｈが動作してトランジスタ１１１］のコレクタに
接続されている磁束指令信号発生回路５の波高値信号Φ
Ｓの電位を下げる。そのため、誤差増幅回路７がら出力
される変調波のピーク電圧は常に上記１１ｉの電圧値と
同じになる。以−ヒの動作により、周波数が変化しても
誤差増幅回路７で増幅される変調波信号のピーク電圧は
自動的に一定となり、インバータ部３からの出力電圧も
常に一定となる。
なお本実施例では、誤差増幅回路７で増幅される変調波
信号を正弦波さし、モータに印加するインバータ出力電
圧を正弦波としているが、他の実施例として第５図に示
す波形をインバータ出力電圧波形とする。第５図は三相
のうちの一相のインバータ出力電圧波形で他の二相はそ
れぞれ１２０°。
２４０°ずれている。この図に於いて、Ｗは角速度、Ｗ
○は−ｒンバータ出力電圧の実効値が最大となるときの
角速度、Ｅは第１図のコンバータ部２から出力される直
流電圧で、以下にインバータ出力電圧波形とインバータ
出力電圧の実効値の関係について述べる。
第１図で、電源電圧の実効値をｖｒ１インバータ邪の出
力電圧を三相それぞれＶｕ、Ｖｖ、Ｖ＋、ｖとする。コ
ンバータ部に無限大界≠のコンデンサがある場合には、 Ｅ　＝　−／’２　Ｘ　Ｖ　ｒとなる。
ここでインバータ部出力電圧波形を正弦波とすると、以
下の式が成り立つ。
Ｖｕ＝　（Ｅ／２）Ｘｓ　ｉ　ｎｗｔ ＝　（］　／　Ｊ２）　Ｘ　Ｖ　ｒ　Ｘ　ｓ　ｉ　ｎ　
ｗ　ｔＶｖ＝　（Ｅ／２）Ｘｓ　ｉｎ　（ｗｔ−１２０
°）−（１／ｒ２）ｘＶｒＸｓ　ｉｎ　（ｗｔ−１２０
°）線間電圧Ｖｕ−ｖは、 Ｖｕ−ｙ＝ｆ３×（］／、ｒ２）ＸＶｒＸｓ　ｉ　ｎ（
ｗ　ｔ　＋　３０°） となり線間電圧の実効値Ｖ（ｕ−ｖ）ｒは、Ｖ　（ｕ−
ｖ）　ｒ＝　（１／Ｊ２．）　ｘ、／３　ｘ　（１／−
’２）Ｘ　Ｖ　ｒ　’＝　０　、８６６　Ｘ　Ｖ　ｒと
なり、インバータの出力電圧波形が正弦波の場合、電源
電圧の８６　、６　％の電圧がモータに印加される。
次に第５図に示す波形を出力電圧とした場合について示
す。この波形は正弦波に３の倍数で奇数次の高調波を含
ませたもので、この波形の基本波及び０次高調波（ｎは
２以上の整数）を下式に示す。
基本波 Ｖｕ＝　（２／−ｒ３）Ｘ　（ｗ／ｗｏ）ＸＥＸｓｉｎ
ｗｔ ０次高調波（ｎは２以上の整数） ＶＩＪ＝　（２／Ｋ）Ｘ　（Ｗ／ＷＯ）ＸＥＸ　（２Ｘ
ｃｏｓ−π−１） こ、こて、第４図のインバータ出力電圧波形とインバー
タ出力電圧の実効値を考える際は基本波について考えれ
ば良い。インバータ出力電圧の三相のうちの一相の基本
波をＶｕ、他の二相のうちの一相の出力電圧の基本波を
Ｖｖとすると、Ｖｕ、Ｖｖは下式である。
Ｖｕ＝（２／Ｊ３）×（１／Ｊ２）×■ｒｓｉｎｗｔ ＶＶ＝　（２／−ｒ３）×　（１／Ｊ２）　ＸＶｒＸｓ
　　ｉ　　ｎ　　（ｗｔ−１２０”）線間電圧Ｖｕ−Ｖ
は ＶＩＪ−ｖ＝Ｊ３　Ｘ　（２／Ｊ′３）　Ｘ　（１／Ｊ
２）ｘＶｒＸｓ　ｉ　ｎ　（ｗｔ、＋３０°）となり、
線間電圧の実効値Ｖ（ｕ−ｖ）ｒはＶ　（ｕ−ｖ）ｒ＝
　（１／７２）ｘｆ３Ｘ　（２／−ｒ３）Ｘ　（１／Ｊ
２）ＸＶｒ＝Ｖｒとなり、第５図インバータ出力電圧波
形の場合、電源電圧の１００％の電圧がモータに印加さ
れることになる。
この実施例では、インバータ出力電圧波形を第５図に示
す波形にするため、第２図のメモリー５ｂに第５図の波
形の積分値のデータを記憶させている。
更に本発明の実施例で、電源電圧に変動があった場合の
インバータ出力周波数−出力電圧の関係を第６図（ａ）
に、従来例で電源電圧に変動があった場合のインバータ
出力周波数−出力電圧の関係を第６図（ｂ）に示すが、
従来例では、インバータ出力電圧はコンバータ部の出力
である直流電圧に対して、つまり電源電圧に対してのＶ
　、／　Ｆ比一定のＶＶＶＦ制御ということで、電源電
圧に変動があった場合、電源電圧の変動に伴ってＶ／Ｆ
比が変動するためＶＶＶＦ制御をしている範囲で、同じ
出力周波数に対して異なった出力電圧を発生するが、本
発明の実施例の場合、ＶＶＶＦ制御をしている範囲での
Ｖ／Ｆ比は磁束指令信号発生回路５の波高値信号ΦＳで
決定されるため電源電圧に変動があっても同じ出力周波
数では同じ出力電圧となる。更に本発明の実施例ではＶ
ＶＶＦ制御からＶ一定制御へ移行する境界周波数は、電
源電圧の変動に伴って第６図（ａ）に示すように変動す
る。
発明の効果 以」−のように本発明は、外部からの周波数指令に比例
した磁束指令回路にモータ印加電圧を積分した信号をフ
ィードバックしてマイナーループを構成しているために
キャリア周波数を非可聴周波数にしても、スイッチング
素子の短絡防ｆト期間ｔｄによる波形歪が小さく、低騒
音でモータを駆動することができる。
【図面の簡単な説明】
第】図は本発明の一実施例におけるインバータ装置の電
気的構成図、第２図は磁束指令回路の具体的な構成を示
す図、第３図はインバータの出力電圧対出力周波数特性
図、第４図は自動磁束低減回路の具体的な構成を示す図
、第５図は地の実施例におけるインバータ出力電圧波形
を表す図、第６図は電源電圧に変動がある場合のインバ
ータ出力電圧対出力周波数特性を表す図で、（ａ＞は従
来例、（ｂ）は本発明の一実施例を示す。第７図表す図
である。 ５・・・・・・磁束指令信号発生回路、６・・・・・・
積分回路、７・・・・・・誤差増幅回路、８・・・・・
・比較回路、９・・・・・・三角波発生回路、１１・・
・・・・自動磁束低減回路、１２・・・・・・ＰＷＭ信
号発生回路。 第２図 １１′ 第３図 上刃るＩＸ４グ　（「ン Ｎ４図 第６図 （Ｖ）↑

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）外部からのインバータ出力周波数信号に比例した
    周波数の磁束指令信号を発生する磁束指令信号発生回路
    と、電動機へ電力を供給するインバータの出力電圧を積
    分する積分回路と、積分回路より出力されるモータ電圧
    積分信号と、前記磁束指令信号発生回路より出力される
    磁束指令信号の誤差を増幅する誤差増幅回路と、キャリ
    ア周波数信号を発生する三角波発生回路とを有し、誤差
    増幅回路の信号と、三角波より成るキャリア周波数信号
    の比較よりパルス幅変調信号を発生するインバータ装置
    。
  2. （２）磁束指令信号に正弦波を用いる特許請求の範囲第
    １項記載のインバータ装置。
  3. （３）磁束指令信号に、正弦波とそれの３の倍数で且つ
    奇数の次数の高調波成分を含ませた信号を積分した波形
    を用いる特許請求の範囲第１項記載のインバータ装置。
  4. （４）インバータの出力周波数が、可変電圧・可変周波
    数制御領域から電圧一定領域へ入った時、出力周波数に
    反比例して前記磁束指令信号の波高値を下げる自動磁束
    低減回路を備えた特許請求の範囲第１項記載のインバー
    タ装置。
JP61216620A 1986-09-12 1986-09-12 インバ−タ装置 Pending JPS6373898A (ja)

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JP61216620A JPS6373898A (ja) 1986-09-12 1986-09-12 インバ−タ装置
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DE19873790557 DE3790557T1 (ja) 1986-09-12 1987-09-07
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WO (1) WO1988002195A1 (ja)

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