CN103840769A - 倍频器以及用于倍频器的接收机和方法 - Google Patents
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Abstract
本申请涉及倍频器以及用于倍频器的接收机和方法。倍频器包括一对晶体管，分别通过由传输线形成的相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗。每个传输线具有处在输入信号频率的波长的约八分之一和约四分之一之间的长度，并且被调谐以便在所述输入信号频率下在相应晶体管的集电极处产生大的阻抗。在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的输出频率是输入频率的偶数倍。
Description
技术领域
本发明涉及倍频器，并且特别地，涉及操作在毫米波频率的倍频器。
背景技术
二倍频器和倍频器通常是毫米波（mmWave）数据通信、雷达和成像系统的组件。在任何半导体技术中，通过振荡器的直接信号生成随着基频的增加而变得越来越困难。与生成低频率的振荡器相比，高频振荡器往往具有较低的调谐范围、较高的相位噪声、较高的功耗以及对温度和其它环境变化而言降低的稳健性。由于这些原因，为了在毫米波情况下生成给定频率，常见的备选方案是在倍频器之前采用处于适度频率的稳健的振荡器。
常规的二倍频器使用由在基频w和公共负载ZL下的差分信号驱动的两个晶体管。在二次谐波（其具有频率2w）处的电流有两个分量。第一分量是由每个晶体管生成的电流的二次谐波。而在基频处生成的电流对于每个晶体管具有相反的相位并且相互抵偿，在二次谐波处的电流具有来自每个晶体管的相同相位，并且因此相长地（constructively）进行相加。为了增强该分量，晶体管通常被偏置而低于其门限电压，其中它们的响应是非线性的。这增强了谐波生成，但却降低了操作速度和饱和输出功率。第二分量来自以下事实：对于差分输入信号的每个周期，输出电压摆动两次。然而，在常规的二倍频器中，在基频处的输出阻抗是短路的，这使得电压在集电极节点处摆动小。这种在集电极处的小摆动阻止了晶体管以高效率生成高功率。
因此，常规的二倍频器依赖于上述两个分量的相长性相加。然而，这种相长性相加仅对有限范围的输入功率出现。此外，该范围以及相关联的转换增益容易受到设备和温度变化的影响，这会影响门限电压并且因此影响设备的非线性性。
发明内容
示出了一种倍频器，其包括一对晶体管，分别通过由传输线形成的相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗，所述传输线具有处在输入信号频率的波长的约八分之一和约四分之一之间的长度，并且被调谐以便在所述输入信号频率下在相应晶体管的集电极处产生大的阻抗，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的输出频率是输入频率的偶数倍。
示出了一种倍频器，其包括：一对晶体管，分别通过由传输线形成的相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗，所述传输线具有处在输入信号频率的波长的约八分之一和约四分之一之间的长度，并且被调谐以便在所述输入信号频率下在相应晶体管的集电极处产生大的阻抗，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的输出频率是输入频率的偶数倍；一对反射传输线（reflecting transmission line），其具有对应于与所述输出信号相对应的谐波的约四分之一波长的长度，并且具有开口端；以及一对相移传输线，分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加。
示出了一种倍频器，其包括：一对差分驱动的晶体管，分别通过由传输线形成的相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗，所述传输线具有约为输入信号频率的四分之一波长的长度，并且被调谐以便在所述输入信号频率下在相应晶体管的集电极处产生大的阻抗，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的输出频率是所述输入频率的两倍；一对反射传输线，其具有对应于二倍频输入信号的约四分之一波长的长度，并且具有开口端；一对相移传输线，分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加；以及一对中和电容器，分别将晶体管的基极端连接到对面的集电极传输线，以便补偿晶体管中的反馈电容。
示出了一种接收机，其包括：一个或多个射频前端，所述一个或多个射频前端被配置以便接收输入信号；以及倍频器，所述倍频器被配置以便将所述输入信号的频率增加偶数倍。所述倍频器包括：一对晶体管，分别通过由传输线形成的相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗，所述传输线具有处在输入信号频率的波长的约八分之一和约四分之一之间的长度，并且被调谐以便在所述输入信号频率下在相应晶体管的集电极处产生大的阻抗，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的输出频率是输入频率的偶数倍；一对反射传输线，其具有对应于倍频输入信号的约四分之一波长的长度，并且具有开口端；一对相移传输线，分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加；以及一对中和电容器，分别将晶体管的基极端连接到对面的集电极传输线，以便补偿晶体管中的反馈电容。
示出了一种用于频率倍增的方法，其包括：在包括一对晶体管的倍频器处接收具有输入频率的信号；通过将所述晶体管经由相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗来选择所述信号中的谐波，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的谐波处的输出频率是输入频率的偶数倍。
示出了一种用于频率倍增的方法，其包括：在包括一对晶体管的倍频器处接收具有输入频率的信号；通过将所述晶体管经由相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗来选择所述信号中的谐波，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的二次谐波处的输出频率是输入频率的偶数倍；使用一对反射传输线对来自所述晶体管的输入信号中的谐波反馈进行反射，所述反射传输线具有对应于二倍频输入信号的约四分之一波长的长度，并且具有开口端；以及使用一对相移传输线对被反射的谐波反馈进行相移，其中所述一对相移传输线分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加。
示出了一种用于进行二倍频的方法，其包括：在包括一对晶体管的二倍频器处接收具有输入频率的信号，其中所述信号被有差别地提供给所述一对晶体管，从而抵消所述信号的基本分量；通过将所述晶体管经由相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗来选择所述信号中的二次谐波，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的二次谐波处的输出频率是所述输入频率的两倍；使用一对反射传输线对来自所述晶体管的输入信号中的二次谐波反馈进行反射，所述反射传输线具有对应于二倍频输入信号的约四分之一波长的长度，并且具有开口端；使用一对相移传输线对被反射的二次谐波反馈进行相移，其中所述一对相移传输线分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加；以及使用一对中和电容器来中和寄生电容，所述一对中和电容器分别将晶体管的基极端连接到对面的集电极传输线，以便补偿晶体管中的反馈电容。
通过结合附图来阅读下面对说明性实施例的详细描述将使得这些和其它特征和优点变得明显。
附图说明
本公开将在随后参照以下附图对优选实施例的描述中给出详细介绍，其中：
图1是根据本发明原理的倍频器的示图；
图2是根据本发明原理的具有反馈反射的倍频器的示图；
图3是根据本发明原理的具有电容中和的倍频器的示图；
图4是根据本发明原理的具有倍频器的接收机的示图；
图5（a）是示出了在没有集电极阻抗的倍频器中的电流的曲线图；
图5（b）是示出了根据本发明原理的倍频器中的电流的曲线图；
图6是对具有和没有集电极阻抗的实施例的功率附加效率进行了比较的曲线图；
图7（a）是根据本发明原理的二倍频器的温度响应的曲线图；
图7（b）是常规的二倍频器的温度响应的曲线图；
图8是对具有和没有中和电容器的根据本发明原理的倍频器的输出功率进行了比较的曲线图；
图9是对具有和没有中和电容器的根据本发明原理的倍频器的功耗进行了比较的曲线图；
图10是示出了根据本发明原理的倍频器的仿真的曲线图，其举例说明了根据谐振器长度的谐波响应；
图11是根据本发明原理的四倍频器的示图；以及
图12是根据本发明原理的倍频方法的方框图/流程图。
具体实施方式
本发明原理提供了比常规的二倍频器具有更高的增益、饱和功率和效率的二倍频器。此外，在此所公开的实施例还对温度变化更为稳健，因为电流整形是由集电极电压摆动来提供的，而不是来自由DC偏置和门限电压所确定的基极电压限幅。为了实现这些效果，本发明原理采用具有集电极负载、最佳谐波终止于输入端以及输入电容中和的电流整形。
现在参照附图，其中相同的标号表示相同或相似的元件，并且最初参照图1，示出了根据本发明原理的二倍频器。示出了公共负载ZL102，其中在103处的输出电压具有二倍频率2w。存在两个输入端，具有正电压输入端112和负电压输入端110，其分别具有基频w。给定在基频处的高集电极阻抗，使用例如具有输入频率w的大约四分之一波长的长度的传输线来形成在晶体管106的集电极处的阻抗Zc104。以这种方式，集电极阻抗104通过在集电极处具有大的电压摆幅来调制集电极电流。偏置电压116通过电阻器114被施加到晶体管106的基极，以便将晶体管106偏置在最佳点，从而最大化谐波生成。电阻器114的电阻值要比晶体管106的输入阻抗大得多，这样就不会影响AC操作。
这将产生两个结果：第一，集电极电流的二次谐波含量将在相对高的输入振幅处较大；第二，在设备处消耗的整体功率—集电极电流和集电极电压的产物—将会是较低的，因为电压和电流这二者均展现出开关行为，并且在时域上并不重叠。因为在这种操作模式下，二次谐波生成取决于集电极电流整形，而不是跨导非线性性，所以VB端116可以高于晶体管106的门限电压；这增加了设备在高频率处的增益，从而提供了较高的二倍频器转换增益和效率。对于在2w处的二次谐波，示例性传输线集电极阻抗104具有大约一半的波长，并且因此是“透明的（transparent）”。换句话说，二次谐波电流直接看得到阻抗ZL。
概括而言，本发明原理是在每个晶体管106的集电极处提供了相对大的阻抗104而不是短路。这造成明显的集电极电压波形，其具有作为其主要分量的基频，但也具有其它谐波。由于两个晶体管106是差分驱动的，因此基本分量总是被抵消，而谐波可能占优。在集电极处的大信号摆幅提高了效率，因为在明显的时间段内，跨越晶体管106的压降将会是低的。如上所述，大的阻抗104可被实现为传输线。随着传输线的长度减小，总的集电极电压摆幅也降低，但是在电流和电压之间总的相位差和形状可以使得高效地生成其它谐波（二次、四次、六次等）。
可以理解，将在具有基底或柔性基底的给定示例性架构的情形下描述本发明；然而，其它架构、结构、基底材料以及过程特征和步骤可以在本发明的范围内发生变化。
还可以理解，当诸如层、区域或基底的元件被称为处于另一元件的“上面”或“上方”时，其可以直接处于另一元件的上面，或者也可以存在中间元件。与此相反，当元件被称为“直接在”另一元件的“上面”或者“直接在”另一元件的“上方”时，不存在中间元件。还可以理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可以直接连接或耦合到所述另一元件或者可能存在中间元件。与此相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。
根据本发明原理的实施例可包括用于集成电路芯片的设计，其可创建自图形计算机编程语言，并被存储在计算机存储介质（例如磁盘、磁带、物理硬盘驱动器，或者诸如在存储接入网络内的虚拟硬盘驱动器）中。如果设计者不制造芯片或者不制造用于制造芯片的光刻掩模，则设计者可以通过物理手段（例如，通过提供存储了该设计的存储介质的副本）或者电子地（例如，通过因特网）将所产生的设计直接或间接地传送给这样的实体。所存储的设计然后被转换成适当的格式（例如，GDSII）用于制造光刻掩模，其通常包括所关注的芯片设计的要被形成在晶片上的多个副本。利用光刻掩模来定义将被蚀刻或以其它方式处理的晶片（和/或在其上的层）的区域。
此处所描述的方法可用于集成电路芯片的制造。由此产生的集成电路芯片可由制造方按照原始形式（即，作为具有在其上形成的多个结构的单个柔性基底）来作为裸芯片进行分发，或者按照封装形式来进行分发。在后一种情况中，芯片被安装在单芯片封装（诸如塑料载体，其具有被固定到母板或其它更高级别的载体的引线）中或者在多芯片封装（诸如陶瓷载体，其具有表面互连或隐埋互连中的任意一个或二者）中。在任何情况下，然后都将芯片与其它芯片、分立电路元件和/或其它信号处理设备进行集成，作为（a）中间产品（诸如母板）或（b）最终产品的一部分。最终产品可以是包括集成电路芯片的任何产品，范围从玩具和其它低端应用到具有显示器、键盘或其它输入设备以及中央处理器的高级计算机产品。
现在参照图2，示出了谐波终止于晶体管106的输入端。由于集电极与基极之间的寄生电容，在晶体管106的输出端和输入端之间的二次谐波处可能出现信号反馈。这可以通过增加阻抗202和204（其代表通过202的特定相移量之后的二次谐波处的“短路”）来解决。使用例如具有对应于2w处的四分之一波长的长度并且具有开口端的传输线，可以实现阻抗204，从而表现为短路。这对于在2w处进入阻抗204的任何信号进行反射。本实施例还提供了第二阻抗202，其可使用在晶体管106的输入端与短路204之间的传输线来实现。可以这样确定202的最佳长度：来自阻抗204的被反射的2w信号可经受所希望的相移量，从而在信号到达晶体管106的基极之前与现有的二次谐波分量进行相长干涉（constructive interference）。阻抗202和204按照以下方式在二次谐波中提供反馈：其与该结构的其余部分所生成的谐波含量相长地进行相加。这与常规的二倍频器不同，其会尝试防止将来自集电极-基极电容器的电流反馈转换成在基极处的电压。换言之，常规的二倍频器试图抵消反馈，而本发明却相长地使用了这样的反馈。
现在参照图3，示出了输入电容中和。由于在基频w处的高增益，由密勒效应所导致的寄生电容控制着总输入电容。密勒效应取决于输入功率，因为在某些时候在基频w处的增益缩小。因此，使用不同的输入匹配来在不同的功率级别获得高效操作。在本实施例中，中和电容器302被连接在每个晶体管106的输入端之间，并被连接到另一晶体管106的集电极。中和电容器302补偿了晶体管106的反馈电容。其结果是，该电路在不同的功率级别展示出相对恒定的输入电容。这在相对低的输入功率处尤其有利，其中使用输入电容中和可获得较高的转换增益。
现在参照图4，示出了示例性毫米波接收机，其说明可如何使用二倍频器。接收机400具有多个天线401，分别引导至进行初始接收和处理的相应的射频前端402。在功率组合器404中组合每个前端402的功率输出，功率组合器404将其输出发送到接收机核心406。接收机核心406进行额外的处理，但首先是将输入信号下变频成中频（IF）。要做到这一点，倍频器408根据本发明原理生成信号，该信号在混频器410处与输入信号进行混合，产生倍增信号。
也可以在相控阵发射机中采用二倍频器。在这种情况下，二倍器驱动上变频混频器，该上变频混频器将待发射的信号从IF转换到RF。RF随后被分发到多个RF前端。
现在参照图5，示出了曲线图，其对具有（a）和没有（b）集电极阻抗104的实施例进行了比较。在每个曲线图中，实线表示以毫安计量的在晶体管106的集电极处的电流，而虚线示出了以伏特计量的在集电极处的电压。图5（a）清楚地示出了明显得多的二次谐波，其促成了所描绘的波形的双峰结构。相比之下，图5（b）具有平滑得多的曲线，其缺乏明显的二次谐波效应。此外，集电极阻抗104导致图5（a）相比于图5（b）而言在集电极处显著增加的电压摆幅。高电压摆幅允许使用功率高效的操作。
现在参照图6，示出了具有集电极阻抗104和没有中和电容器302情况下本发明实施例相比于常规的二倍频器的功率附加效率（PAE）。针对输入功率来测量PAE。参考1毫瓦（dBm）以分贝来计量输入功率，并且以作为在2w处的输出功率与总输入功率（包括在w处所提供的DC和AC）的比率这样的百分率（%）来计量PAE。虚线表示常规的二倍频器的PAE，而实线表示本发明实施例的PAE。如图中可以看出的，本发明实施例在较高功率下提供了高得多的效率。此外，在本发明实施例中，可以通过使用中和电容器302来改善在低输入功率下的较低效率，如图8所示并且如下所述。
现在参照图7，将本发明实施例（a）的温度响应与常规的二倍频器（b）的温度响应进行比较。在每种情况下，以分贝计量输出功率，并将输出功率与以分贝计量的输入功率进行比较。虚线示出了在摄氏27度下测量的功率响应，而虚线示出了在摄氏85度下测量的同一设备，二者均处于基频w=42GHz。在本实施例中两条曲线轨迹接近，显示出针对温度的显著变化所具有的稳健性，而常规的二倍频器在相同的温度下显示出相当大的分歧。
现在参照图8，在具有中和电容器302的本发明实施例与没有中和电容器302的实施例之间进行比较。以分贝计量输出功率，并相对于同样以分贝计量的输入功率示出输出功率。实线示出了使用具有10fF电容的中和电容器302的设备的结果，而虚线示出了没有中和情况下本发明实施例的响应。该图示出中和电容器302通过抵消寄生反馈电容而为大范围的输入功率提供了更好的输入匹配。
现在参照图9，示出了对DC功耗的比较。相对于以分贝计量的输入功率，以毫瓦计量DC功耗。实线示出了具有中和电容器302的实施例的功耗，而虚线示出了对于没有中和电容器302的本发明实施例的功耗。从图中可以看出，经中和的二倍频器的功耗显著低于常规设计的功耗。
应当认识到，可将本发明原理扩展到提供更大的频率倍增的实施例中。通过调整集电极阻抗以便在输出端的电压和电流之间具有不同的相位关系，可以实现甚至是大于二的频率倍增。通过在时域具有不同的电流波形，不同的相移改变了部分谐波。例如，较窄的电流波形在较高次谐波处具有较高功率。可为任何不同类型的偶数倍频器采用电容中和，以便改善在低输入功率下的转换增益。本发明原理不提供奇数倍增器，因为任何偶次谐波均在公共阻抗102处相长地进行相加，并且抵消了所有的奇次谐波。
现在参照图10，示出了仿真，其表明来自不同的偶次谐波的输出功率根据在晶体管106的集电极处的传输线104的长度发生变化。二次谐波被示为实线，而用空心点示出四次谐波，并且用实心点示出六次谐波。在x轴上以微米示出传输线104的长度，而在y轴上示出输出功率。具有不同负载的传输线104产生了在集电极电压和电流之间不同的相移，从而导致在时域中不同的集电极电流波形。例如，550μm是用于最大化四次谐波以便操作为四倍频器的最佳传输线长度。类似地，720μm对于二倍频器而言是最佳的，因为二次谐波处于最大值。
在图10所示的仿真中，只有集电极传输线104的长度是变化的，而其它条件都保持不变。当传输线是550μm时，四次谐波增加，但仍然小于二次谐波。为了将电路操作为四倍频器（其中四次谐波是最大音调），可以引入其它修改。
现在参照图11，示出了四倍频器。反射传输线被放置在公共阻抗102与集电极阻抗104之间的连接处，该反射传输线具有对应于二倍频输入信号的约四分之一波长的长度，并且具有开口端。传输线1102充当短截线型滤波器（stub filter），移除二次谐波。因为倍增器生成的总功率应保持大致恒定，由于能量守恒，所以抑制二次谐波反过来增强了四次谐波的能量。在这种情况下，公共阻抗102可以是倍增器的最终的负载阻抗，例如片上天线。
现在参照图12，示出了一种用于倍增输入频率的方法。如上所述，方框1202使用例如传输线104来选择来自晶体管106的二次谐波。这些传输线104具有的长度有选择地强调了信号的二次谐波，产生二倍频的信号。方框1204在晶体管106之前使用反射传输线204，以便反射回二次谐波中的任何反馈。在方框1206将被反射的二次谐波与输入信号相长地进行相加之前，方框1206使用适当的传输线202来对被反射的二次谐波进行相移。方框1208通过在晶体管106之间实现中和电容器来中和在晶体管106处的寄生电容。
说明书中所引用的本发明原理的“多个实施例”、“一个实施例”或“实施例”以及它们的其它变体指的是在本发明原理的至少一个实施例中包括结合该实施例所描述的特定特征、结构、特性等。因此，出现短语“在一个实施例”或“在实施例中”以及在整个说明书的各个地方出现的任何其它变体不一定都指代相同的实施例。
可以理解，对于以下“/”、“和/或”以及“其中至少一个”中任何一个的使用，例如在“A/B”、“A和/或B”以及“A和B中的至少一个”的情况下，均旨在涵盖仅选择第一所列选项（A），或者仅选择第二所列选项（B），或者选择这两个选项（A和B）。作为进一步的示例，在“A、B和/或C”以及“A、B和C中的至少一个”的情况下，这样的措辞旨在涵盖仅选择第一所列选项（A），或者仅选择第二所列选项（B），或者仅选择第三所列选项（C），或者仅选择第一和第二所列选项（A和B），或者仅选择第一和第三所列选项（A和C），或者仅选择第二和第三所列选项（B和C），或者选择所有三个选项（A和B和C）。如本领域以及相关领域的普通技术人员显而易见的，这可以针对所列出的多个项目进行扩展。
已经描述了用于在毫米波频率处（这旨在进行说明而不是进行限制）具有双极型晶体管二倍频器情况下的频率加倍的系统和方法的优选实施例，应当指出，本领域技术人员根据上面的教导可以做出修改和变化。因此，应当理解，可以在所公开的特定实施例中进行改变，这落入由所附权利要求所概述的本发明的范围内。因此，已经按照专利法所要求的细节和特殊性描述了本发明的各个方面，在所附权利要求中阐明了专利许可证所要求和需要保护的内容。
Claims (44)
1.一种倍频器，其包括：
一对晶体管，分别通过由传输线形成的相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗，所述传输线具有处在输入信号频率的波长的约八分之一和约四分之一之间的长度，并且被调谐以便在所述输入信号频率下在相应晶体管的集电极处产生大的阻抗，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的输出频率是输入频率的偶数倍。
2.根据权利要求1所述的倍频器，其中，所述传输线的长度是输入信号频率的波长的大约四分之一。
3.根据权利要求2所述的倍频器，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的两倍。
4.根据权利要求1所述的倍频器，其进一步包括：连接在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的连接处具有短截线端的传输线，用于抑制所述输出频率的二次谐波。
5.根据权利要求4所述的倍频器，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的四倍。
6.根据权利要求1所述的倍频器，其进一步包括：
具有开口端的一对反射传输线；以及
一对相移传输线，分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线。
7.根据权利要求6所述的倍频器，其中，所述反射传输线具有对应于二倍频输入信号的约四分之一波长的长度。
8.根据权利要求6所述的倍频器，其中，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加。
9.根据权利要求1所述的倍频器，其进一步包括一对中和电容器，分别将晶体管的基极端连接到对面的集电极传输线，以便补偿晶体管中的反馈电容。
10.根据权利要求1所述的倍频器，其中，所述一对晶体管被进行差分驱动，从而抵消所述输入信号的基本分量。
11.一种倍频器，其包括：
一对晶体管，分别通过由传输线形成的相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗，所述传输线具有处在输入信号频率的波长的约八分之一和约四分之一之间的长度，并且被调谐以便在所述输入信号频率下在相应晶体管的集电极处产生大的阻抗，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的输出频率是输入频率的偶数倍；
一对反射传输线，其具有对应于与所述输出信号相对应的谐波的约四分之一波长的长度，并且具有开口端；以及
一对相移传输线，分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加。
12.根据权利要求11所述的倍频器，其中，所述传输线的长度是输入信号频率的约四分之一波长。
13.根据权利要求12所述的倍频器，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的两倍。
14.根据权利要求11所述的倍频器，其进一步包括：连接在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的连接处具有短截线端的传输线，用于抑制所述输出频率的二次谐波。
15.根据权利要求14所述的倍频器，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的四倍。
16.根据权利要求11所述的倍频器，其进一步包括一对中和电容器，分别将晶体管的基极端连接到对面的集电极传输线，以便补偿晶体管中的反馈电容。
17.根据权利要求11所述的倍频器，其中，所述一对晶体管被进行差分驱动，从而抵消所述输入信号的基本分量。
18.一种倍频器，其包括：
一对差分驱动的晶体管，分别通过由传输线形成的相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗，所述传输线具有约为输入信号频率的四分之一波长的长度，并且被调谐以便在所述输入信号频率下在相应晶体管的集电极处产生大的阻抗，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的输出频率是输入频率的两倍；
一对反射传输线，其具有对应于二倍频输入信号的约四分之一波长的长度，并且具有开口端；
一对相移传输线，分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加；以及
一对中和电容器，分别将晶体管的基极端连接到对面的集电极传输线，以便补偿晶体管中的反馈电容。
19.根据权利要求18所述的倍频器，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的两倍。
20.根据权利要求18所述的倍频器，其进一步包括：连接在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的连接处具有短截线端的传输线，用于抑制所述输出频率的二次谐波。
21.根据权利要求20所述的倍频器，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的四倍。
22.一种接收机，其包括：
一个或多个射频前端，所述一个或多个射频前端被配置以便接收输入信号；以及
倍频器，所述倍频器被配置以便将所述输入信号的频率增加偶数倍，所述倍频器包括：
一对晶体管，分别通过由传输线形成的相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗，所述传输线具有处在输入信号频率的波长的约八分之一和约四分之一之间的长度，并且被调谐以便在所述输入信号频率下在相应晶体管的集电极处产生大的阻抗，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的输出频率是输入频率的偶数倍；
一对反射传输线，其具有对应于倍频输入信号的约四分之一波长的长度，并且具有开口端；
一对相移传输线，分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加；以及
一对中和电容器，分别将晶体管的基极端连接到对面的集电极传输线，以便补偿晶体管中的反馈电容。
23.根据权利要求22所述的接收机，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的两倍。
24.根据权利要求22所述的接收机，其进一步包括：连接在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的连接处具有短截线端的传输线，用于抑制所述输出频率的二次谐波。
25.根据权利要求24所述的接收机，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的四倍。
26.一种用于频率倍增的方法，其包括：
在包括一对晶体管的倍频器处接收具有输入频率的信号；
通过将所述晶体管经由相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗来选择所述信号中的谐波，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的谐波处的输出频率是输入频率的偶数倍。
27.根据权利要求26所述的方法，其中，所述集电极阻抗是传输线，所述传输线具有的长度约为输入信号频率的四分之一波长。
28.根据权利要求27所述的方法，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的两倍。
29.根据权利要求26所述的方法，其进一步包括：使用连接在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的连接处具有短截线端的传输线来抑制所述输出频率的二次谐波。
30.根据权利要求29所述的方法，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的四倍。
31.根据权利要求26所述的方法，其进一步包括：
反射来自所述晶体管的输入信号中的二次谐波反馈；以及
对所反射的二次谐波反馈进行相移。
32.根据权利要求31所述的方法，其中，所述反射是使用一对反射传输线来实现的，所述一对反射传输线具有对应于二倍频输入信号的约四分之一波长的长度，并且具有开口端。
33.根据权利要求31所述的方法，其中，所述相移是使用一对相移传输线来实现的，所述一对相移传输线分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加。
34.根据权利要求26的方法，其进一步包括：使用一对中和电容器来中和寄生电容，所述一对中和电容器分别将晶体管的基极端连接到对面的集电极传输线，以便补偿晶体管中的反馈电容。
35.根据权利要求26所述的方法，其中，所接收到的信号被有差别地提供给所述一对晶体管，从而抵消所述信号的基本分量。
36.一种用于频率倍增的方法，其包括：
在包括一对晶体管的倍频器处接收具有输入频率的信号；
通过将所述晶体管经由相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗来选择所述信号中的谐波，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的二次谐波处的输出频率是输入频率的偶数倍；
使用一对反射传输线对来自所述晶体管的输入信号中的谐波反馈进行反射，所述反射传输线具有对应于二倍频输入信号的约四分之一波长的长度，并且具有开口端；以及
使用一对相移传输线对被反射的谐波反馈进行相移，其中所述一对相移传输线分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加。
37.根据权利要求36所述的方法，其中，所述集电极阻抗是具有约为输入信号频率的四分之一波长的长度的传输线。
38.根据权利要求37所述的方法，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的两倍。
39.根据权利要求36所述的方法，其进一步包括：使用连接在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的连接处具有短截线端的传输线来抑制所述输出频率的二次谐波。
40.根据权利要求39所述的方法，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的四倍。
41.根据权利要求36的方法，其进一步包括：使用一对中和电容器来中和寄生电容，所述一对中和电容器分别将晶体管的基极端连接到对面的集电极传输线，以便补偿晶体管中的反馈电容。
42.根据权利要求36所述的方法，其中，所接收到的信号被有差别地提供给所述一对晶体管，从而抵消所述信号的基本分量。
43.一种用于进行二倍频的方法，其包括：
在包括一对晶体管的二倍频器处接收具有输入频率的信号，其中所述信号被有差别地提供给所述一对晶体管，从而抵消所述信号的基本分量；
通过将所述晶体管经由相应的集电极阻抗而连接到公共阻抗来选择所述信号中的二次谐波，其中，在所述集电极阻抗与所述公共阻抗之间的二次谐波处的输出频率是所述输入频率的两倍；
使用一对反射传输线对来自所述晶体管的输入信号中的二次谐波反馈进行反射，所述反射传输线具有对应于二倍频输入信号的约四分之一波长的长度，并且具有开口端；
使用一对相移传输线对被反射的二次谐波反馈进行相移，其中所述一对相移传输线分别将晶体管的基极端连接到所述一对反射传输线中相应的反射传输线，所述相移传输线具有的长度使得对来自所述反射传输线的反射信号进行相移，以便与所述输入信号的谐波分量相长地进行相加；以及
使用一对中和电容器来中和寄生电容，所述一对中和电容器分别将晶体管的基极端连接到对面的集电极传输线，以便补偿晶体管中的反馈电容。
44.根据权利要求43所述的方法，其中，所述输出频率大约是所述输入频率的两倍。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant |