CN107508556B - 一种de类倍频器的设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DE类倍频器的设计方法，包括直流电压源，第一场效应管、第二场效应管、第一电感、第二电感、隔直电容、并联补偿电容、LC并联调谐电路和负载电阻，隔直电容一端接第一电感和第二电感的一端，另一端分别接LC并联调谐电路、并联补偿电容和负载电阻的一端，第一电感的另一端串接第一场效应管的漏极，第二电感的另一端串接第二场效应管的漏极，LC并联调谐电路、并联补偿电容和负载电阻的另一端接电源地，第一场效应管S₁源极接电源地，栅极接第一驱动电压，第二场效应管S₂源极接直流电压源，栅极接第二驱动电压。本发明在不改变原DE类放大器结构和驱动信号波形下仅仅调整无源器件的元件值即可获得倍频信号。

Description

一种DE类倍频器的设计方法

技术领域

本发明涉及一种DE类倍频器的设计方法，属于倍频器技术领域。

背景技术

倍频器是通信中的重要器件，通过倍频器可以获得数倍的源信号频率。晶体管倍频器除了可以实现频率倍增，其输出信号通常还有功率增益。晶体管倍频器与开关式放大器类似，有D类、E类、DE类等，通常都具有较高的效率。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是克服现有技术的缺陷，提供一种DE类倍频器的设计方法，在不改变原DE类放大器结构和驱动信号波形下仅仅调整无源器件的元件值即可获得倍频信号。

为解决上述技术问题，本发明提供一种DE类倍频器的设计方法，包括以下步骤：

1)DE类倍频器的驱动信号占空比为25％，当第一场效应管开关S₁断开时，第一电感L₁中的电流下降到0，且电流随时间的变化率为0，使得第一电感L₁的功率损耗为0；当第一场效应管开关S₂断开时，第二电感L₂中的电流下降到0，且电流随时间的变化率为0，使得第二电感L₂的功率损耗为0；根据此电感零电流转换和零电流导数转换条件，得到N倍频器中的参数关系：

其中，

是输出电压幅度相对于直流电源电压的倍数，

是输出电压的相位，

为负载电阻R_L的倒数，

B＝NωC是并联补偿电容C的电纳，

X＝ωL₁＝ωL₂是串联电感L₁和L₂的感抗，

ω＝2πf；

2)给定DE类倍频器的设计参数，包括直流电压源V_dd，输出功率P_o，负载品质因数Q_LC，驱动信号频率f和频率倍数N；

3)结合步骤1)的参数关系，负载电阻的表达式和DE类倍频器的设计参数，得到N倍频器的元件参数：负载电阻R_L、第一电感L₁、第二电感L₂、并联补偿电容C、并联调谐电容C_p和并联调谐电感L_p；

4)利用步骤3)的计算结果设计DE类倍频器。

前述的N倍频器中的N为奇数。

前述的负载电阻R_L满足：

前述的并联调谐电容C_p和并联调谐电感L_p的计算公式如下：

进一步的，所述DE类倍频器包括直流电压源V_dd、第一场效应管S₁、第二场效应管S₂、第一电感L₁、第二电感L₂、隔直电容C_DC、并联补偿电容C、LC并联调谐电路和负载电阻R_L；

所述隔直电容C_DC一端接第一电感L₁和第二电感L₂的一端，隔直电容C_DC的另一端分别接LC并联调谐电路、并联补偿电容C和负载电阻R_L的一端；所述第一电感L₁的另一端串接第一场效应管S₁的漏极；所述第二电感L₂的另一端串接第二场效应管S₂的漏极；所述LC并联调谐电路、并联补偿电容C和负载电阻R_L的另一端接电源地；

所述第一场效应管S₁源极接电源地，栅极接第一驱动电压；

所述第二场效应管S₂源极接直流电压源V_dd，栅极接第二驱动电压。

进一步的，所述LC并联调谐电路包括调谐电容C_p和调谐电感L_p，其中，调谐电容C_p两端连接调谐电感L_p的两端，谐振于倍频目标频率。

本发明所达到的有益效果为：在不改变原DE类放大器结构和驱动信号波形下仅仅调整无源器件的元件值即可获得倍频信号，且保持很高的效率。

附图说明

图1是一种DE类倍频器的电路图；

图2是一种DE类倍频器的等效电路；

图3是驱动信号占空比为25％，N＝3时，DE类3倍频器各电流电压波形图；图3(a)为第一场效应管的驱动电压波形v_Dr1(θ)；图3(b)为第二场效应管的驱动电压波形v_Dr2(θ)；图3(c)为流过第一场效应管S₁的电流i_s1(θ)的波形图；图3(d)为流过第二场效应管S₂的电流i_s2(θ)的波形图；图3(e)为第一场效应管漏极的电压波形v_D1(θ)；图3(f)为第二场效应管漏极电压波形v_D2(θ)；图3(g)是输出电压波形v_o(θ)。

具体实施方式

下面对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

如图1所示，本发明的DE类倍频器包括直流电压源V_dd，第一场效应管S₁、第二场效应管S₂、第一电感L₁、第二电感L₂、隔直电容C_DC、并联补偿电容C、LC并联调谐电路和负载电阻R_L。图1中，v_Dr1(θ)和v_Dr2(θ)是第一、二场效应管驱动电压，v_s2(θ)，i_s2(θ)是第二场效应管漏源极电压和流过它的电流，i₁(θ)是流过隔直电容的交变电流，v_m(θ)是第一电感L₁和第二电感L₂连接点的电压，v_s1(θ)和i_s1(θ)是第一场效应管漏源极电压和流过它的电流，i_x(θ)是并联补偿电容C中的电流，i_o(θ)是负载电阻R_L中的电流，v_o(θ)是负载电阻上的电压，θ是角时间,，θ＝ωt。

隔直电容C_DC一端接第一电感L₁和第二电感L₂的一端，另一端分别接LC并联调谐电路、并联补偿电容C和负载电阻R_L的一端。

LC并联调谐电路、并联补偿电容C和负载电阻R_L的另一端接电源地。

第一场效应管S₁源极接电源地，栅极接第一驱动电压，漏极串联接第一电感L₁的另一端。

第二场效应管S₂源极接直流电压源V_dd，栅极接第二驱动电压，漏极串联接第二电感L₂的另一端。

LC并联调谐电路包括调谐电容C_p和调谐电感L_p，其中，调谐电容C_p两端连接调谐电感L_p的两端，谐振于倍频目标频率。

图2是DE类倍频器的等效电路。将第一场效应管S₁、第二场效应管S₂等效为两个电压控制开关。

DE类倍频器的驱动信号占空比为25％。当第一场效应管开关S₁断开时，第一电感L₁中的电流下降到0，且电流随时间的变化率(即电流的斜率)为0，使得第一电感L₁的功率损耗为0。当第一场效应管开关S₂断开时，第二电感L₂中的电流下降到0，且电流随时间的变化率(即电流的斜率)为0，使得第二电感L₂的功率损耗为0。

运用以上电感零电流转换和零电流导数转换条件，得到N倍频器(N是奇数)中的参数关系：

其中：

是输出电压幅度相对于直流电源电压的倍数，

是输出电压的相位，

为负载电阻R_L的倒数，

B＝NωC是并联补偿电容C的电纳，

X＝ωL₁＝ωL₂是串联电感L₁和L₂的感抗。

ω＝2πf。

为了方便N倍频器的设计，将奇数N＝3、5、7对应的设计参数列于表1：

表1N倍频器的参数关系

N	B/G	GX
			3	3.562	0.0474
5	10.94	0.0091
			7	9.445	0.0076

图3是驱动信号占空比D＝25％时，DE类3倍频器实例在一个2π周期内的工作过程为：

(1)在0＜θ≤0.5π，如图3(a)驱动信号使第一场效应管S₁闭合；如图3(b)驱动信号使第二场效应管S₂断开；如图3(c)流过第一场效应管S₁的电流i_S1(也是流过第一电感L₁的电流)有一个上升的过程，上升到峰值后出现一个下降的过程，最后到0，到达0时电流i_S1随时间的导数也为0；如图3(e),第一场效应管漏极电压为0，即第一场效应管S₁两端电压v_S1为0；如图3(d)，流过第二场效应管S₂的电流i_S2(也是流过第二电感L₂的电流)为0；如图3(f)，第二场效应管S₂断开,第二场效应管漏极电压v_D2随输出电压变化。

(2)在0.5π＜θ≤π，如图3(a)驱动信号使第一场效应管S₁断开；如图3(b)驱动信号使第二场效应管S₂断开。图3(c)流过第一场效应管电流i_S1(也是流过第一电感L₁的电流)为0；如图3(e)，第一场效应管S₁断开,第一场效应管漏极电压v_D1随输出电压变化；图3(d)流过第二场效应管电流i_S2(也是流过第二电感L₂的电流)为0；如图3(f)，第二场效应管S₂断开,第二场效应管漏极电压v_D2随输出电压变化。

(3)在π＜θ≤1.5π，如图3(a)驱动信号使第一场效应管S₁断开；如图3(b)驱动信号使第二场效应管S₂闭合；图3(c)流过第一场效应管电流i_S1(也是流过第一电感L₁的电流)为0；如图3(e)，第一场效应管S₁断开,第一场效应管漏极电压v_D1随输出电压变化；图3(d)，流过第二场效应管S₂的电流i_S2(也是流过第二电感L₂的电流)有一个上升的过程，上升到峰值后出现一个下降的过程，最后到0，到达0时电流i_S2随时间的导数也为0；图3(f)，第二场效应管漏极电压等于直流电源电压，即第二场效应管S₂两端电压v_S2为0。

(4)在1.5π＜θ≤2π，此范围内工作过程同(2)。如图3(a)驱动信号使第一场效应管S₁断开；如图3(b)驱动信号使第二场效应管S₂断开。图3(c)流过第一场效应管电流i_S1(也是流过第一电感L₁的电流)为0；如图3(e)，第一场效应管S₁断开,第一场效应管漏极电压v_D1随输出电压变化；图3(d)流过第二场效应管电流i_S2(也是流过第二电感L₂的电流)为0；如图3(f)，第二场效应管S₂断开,第二场效应管漏极电压v_D2随输出电压变化。

图3(g)是输出电压波形，输出电信号电压是直流电压源V_dd的2.9倍，频率是驱动信号的3倍，实现了3倍频。

给定DE类倍频器的设计参数，包括直流电压源V_dd，输出功率P_o，负载品质因数Q_LC，驱动信号频率f和频率倍数N，结合参数关系以及负载电阻的表达式，得到DE类倍频器元件的各参数：

其中，负载电阻满足：

LC并联调谐电路用于提取所需的频率，LC并联调谐电路的元件参数为：

ω＝2πf

输出电压为：

在驱动信号占空比为25％时，当N＝3时，即DE^-1类3倍频器，输出信号电压是直流电源电压V_dd的2.9倍，频率是驱动信号的3倍，实现了3倍频。其负载电阻R_L、第一电感L₁、第二电感L₂、并联补偿电容C、并联调谐电容C_p和并联调谐电感L_p的计算公式(隔直电容C_DC只需足够大，不需要特别计算)；

品质因数为Q_LC的LC并联调谐元件参数：

其中,ω＝2πf。

最后，利用计算结果设计DE类倍频器。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (1)

1.一种DE类倍频器的设计方法，其特征在于，

所述DE类倍频器包括直流电压源V_dd、第一场效应管S₁、第二场效应管S₂、第一电感L₁、第二电感L₂、隔直电容C_DC、并联补偿电容C、LC并联调谐电路和负载电阻R_L；

所述隔直电容C_DC一端接第一电感L₁和第二电感L₂的一端，隔直电容C_DC的另一端分别接LC并联调谐电路、并联补偿电容C和负载电阻R_L的一端；所述第一电感L₁的另一端串接第一场效应管S₁的漏极；所述第二电感L₂的另一端串接第二场效应管S₂的漏极；所述LC并联调谐电路、并联补偿电容C和负载电阻R_L的另一端接电源地；

所述LC并联调谐电路包括调谐电容C_p和调谐电感L_p，其中，调谐电容C_p两端连接调谐电感L_p的两端，谐振于倍频目标频率；

所述第一场效应管S₁源极接电源地，栅极接第一驱动电压；

所述第二场效应管S₂源极接直流电压源V_dd，栅极接第二驱动电压；

所述DE类倍频器的设计方法，包括以下步骤：

1)DE类倍频器的驱动信号占空比为25％，当第一场效应管开关S₁断开时，第一电感L₁中的电流下降到0，且电流随时间的变化率为0，使得第一电感L₁的功率损耗为0；当第一场效应管开关S₂断开时，第二电感L₂中的电流下降到0，且电流随时间的变化率为0，使得第二电感L₂的功率损耗为0；根据此电感零电流转换和零电流导数转换条件，得到N倍频器中的参数关系：

其中，

是输出电压幅度相对于直流电源电压的倍数，

是输出电压的相位，

为负载电阻R_L的倒数，

B＝NωC是并联补偿电容C的电纳，

X＝ωL₁＝ωL₂是串联电感L₁和L₂的感抗，

ω＝2πf；

所述N倍频器中的N为奇数；

2)给定DE类倍频器的设计参数，包括直流电压源V_dd，输出功率P_o，负载品质因数Q_LC，驱动信号频率f和频率倍数N，

3)结合步骤1)的参数关系，负载电阻的表达式和DE类倍频器的设计参数，得到N倍频器的元件参数：负载电阻R_L、第一电感L₁、第二电感L₂、并联补偿电容C、并联调谐电容C_p和并联调谐电感L_p；

所述负载电阻R_L满足：

所述并联调谐电容C_p和并联调谐电感L_p的计算公式如下：

4)利用步骤3)的计算结果设计DE类倍频器。

Images