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WO2018042937A1 - スイッチング電源装置および半導体装置 - Google Patents

スイッチング電源装置および半導体装置 Download PDF

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Publication number
WO2018042937A1
WO2018042937A1 PCT/JP2017/026420 JP2017026420W WO2018042937A1 WO 2018042937 A1 WO2018042937 A1 WO 2018042937A1 JP 2017026420 W JP2017026420 W JP 2017026420W WO 2018042937 A1 WO2018042937 A1 WO 2018042937A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuit
voltage
input
switching
overload
Prior art date
Application number
PCT/JP2017/026420
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
隆司 佐治
知子 臼倉
Original Assignee
パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by パナソニックＩｐマネジメント株式会社 filed Critical パナソニックＩｐマネジメント株式会社
Priority to JP2018537019A priority Critical patent/JP6796136B2/ja
Publication of WO2018042937A1 publication Critical patent/WO2018042937A1/ja
Priority to US16/279,509 priority patent/US11171480B2/en

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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device having an overload protection function for protecting a switching power supply device and electronic equipment when a load is abnormal, and a semiconductor device constituting the switching power supply device.
  • the conventional switching power supply device described in Patent Document 1 stops the switching operation regardless of the load state when the input voltage decreases. For this reason, the switching operation may be stopped even when it is not necessary to stop the switching operation originally (for example, in the light load state, when the input voltage drops for a short period of time). . This can adversely affect the load.
  • the present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide a switching power supply device and a semiconductor device having an overload protection function that operates more appropriately than in the past.
  • the switching power supply device includes an energy conversion circuit to which a DC input voltage is input, an output rectification and smoothing circuit that rectifies and smoothes a voltage output from the energy conversion circuit and outputs an output voltage to a load, and the energy A switching element connected to the conversion circuit and switching the input voltage; a switching control circuit for controlling switching of the switching element; and an output state signal indicating a load state of the load with respect to the electric power output from the energy conversion circuit
  • An output state detection circuit that generates an overload detection circuit that generates an overload detection signal that is activated when the output state signal is input and the load state is an overload state; , Switching operation of the switching element by activation of the overload detection signal
  • An overload protection circuit that generates an overload protection signal that is activated when the input voltage is stopped, and an input low voltage that generates an input low voltage detection signal that is activated when the input voltage is lower than a predetermined voltage value And when the load state becomes an overload state due to a decrease in the input voltage, the overload protection signal is activated by the activ
  • the switching power supply device of the present disclosure includes an input rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes an AC voltage of an AC power supply and outputs a DC input voltage, an energy conversion circuit to which the input voltage is input, and an output from the energy conversion circuit.
  • An output rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes the output voltage and outputs an output voltage to the load; a switching element that is connected to the energy conversion circuit and switches the input voltage; and a switching control circuit that controls switching of the switching element;
  • An output state detection circuit that generates an output state signal indicating a load state of the load with respect to the electric power output from the energy conversion circuit, and the switching control circuit receives the output state signal, and the load state
  • An overload detection circuit that generates an overload detection signal that is activated when the is in an overload state;
  • An overload protection circuit that generates an overload protection signal that is activated when the switching operation of the switching element is stopped by activating the overload detection signal; and when the AC voltage is lower than a predetermined voltage value.
  • An input low voltage detection circuit for generating an input low voltage detection signal to be activated, and when the load state becomes an overload state due to a decrease in the input voltage, the activation of the overload detection signal Is activated, and the overload protection signal is deactivated when the input low voltage detection signal is in an inactive state.
  • the semiconductor device of the present disclosure is characterized in that, in the switching power supply device, the switching control circuit is formed as an integrated circuit on a semiconductor substrate.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the switching power supply according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the low voltage detection circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing one configuration of the overload protection circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of the return delay circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a timing chart showing a case where overload protection operates in the switching power supply according to the first embodiment at the time of a sag.
  • FIG. 6 is a timing chart showing a case where overload protection does not operate at the time of a sag in the switching power supply according to the first embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the switching power supply according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the low voltage detection circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing one configuration of the overload protection circuit according to the
  • FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration example of the switching power supply according to the modification of the first embodiment.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing one configuration of the overload protection circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of the return delay circuit according to the second embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing one configuration of the overload protection circuit according to the third embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the switching power supply according to the fourth embodiment.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing one configuration of the low voltage detection circuit according to the fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the switching power supply according to the fifth embodiment.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing one configuration of the low voltage detection circuit according to the fifth embodiment.
  • FIG. 15 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the switching power supply according to the sixth embodiment.
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing one configuration of the low voltage detection circuit according to the sixth embodiment.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply device that does not have a conventional input low voltage detection circuit.
  • FIG. 18 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional return delay circuit.
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional overload protection circuit.
  • FIG. 20 is a timing chart showing a case where overload protection is activated at the time of a sag in a switching power supply device that does not have a conventional input low voltage detection circuit.
  • FIG. 21 is a timing chart showing a case where an input low voltage is detected at the time of an instantaneous drop in a switching power supply device having a conventional input low voltage detection circuit.
  • switching power supply devices are widely used for the purpose of improving power conversion efficiency and downsizing.
  • the switching power supply device uses a switching operation by a semiconductor switching element or the like to control an output voltage and supply power to a load.
  • the switching power supply apparatus is often provided with an overload protection function for detecting an overload condition and stopping the switching operation.
  • the overload protection function includes a latch type that maintains the protection state until a predetermined reset signal is input due to an input cutoff etc. once the protection operation is activated, and when the overload state is restored to a normal state. Includes a self-recovery type in which the protection state is automatically released when a predetermined time has elapsed so that the normal operation can be restored.
  • Such an overload protection circuit operates properly so as not to adversely affect the load side or the switching power supply device even when the power supply is stopped or when the input voltage drops for a short period (including instantaneous interruption and instantaneous interruption). Desired.
  • FIG. 17 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply device.
  • the switching power supply device shown in FIG. 17 has an overload protection circuit 1120 shown in FIG. 18 in the switching control circuit 1100, detects a load abnormality by an increase in the FB terminal voltage, and shifts to an overload protection operation.
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing an example of a conventional return delay circuit 1180.
  • FIG. 20 is a timing chart showing a problem at the time of a voltage sag in a conventional switching power supply apparatus in the case where the overload protection is a self-recovery type.
  • the overload protection is activated when the AC power supply is turned off for a short period of time while the switching power supply is in operation. Due to the self-recovery type, when a predetermined delay time by the return delay circuit 1180 elapses, the overload protection stop period ends and the switching operation is resumed. At this time, if electric charge remains in the smoothing capacitor 1003, the output voltage Vout is generated via the transformer 1004. However, since the AC power supply is turned off and the input DC voltage is low, the overload protection is activated again, and the output The voltage Vout decreases immediately.
  • Such a short pulse-like output voltage Vout that does not satisfy the specified output voltage may cause malfunction of an electronic device connected to the load side, and recovery during a period when the AC power supply is off is not possible. It is not preferable. Further, although the AC power supply is restored during the period when the overload protection is entered again, the switching operation cannot be resumed during the predetermined delay time by the restoration delay circuit 1180, so that the restoration of the switching power supply apparatus is delayed. there were.
  • Patent Document 1 discloses a conventional technique for improving these problems.
  • the switching power supply device disclosed in Patent Document 1 has an input low voltage detection circuit (described as a low input protection circuit in Patent Document 1), the input voltage becomes less than the threshold voltage, and the period is predetermined. The switching operation is stopped when the delay time is reached.
  • the switching power supply device disclosed in Patent Document 1 stops the switching operation before the overload protection operates when the AC power supply is turned off, thereby causing the above-described problem with respect to the self-recovery of the overload protection. do not do.
  • FIG. 21 is a timing chart showing a problem at the time of a voltage drop in a conventional switching power supply device as disclosed in Patent Document 1. Since the load is light compared to FIG. 20, the voltage drop condition is such that the output voltage Vout can be maintained if the switching operation is continued. However, the input voltage becomes less than the threshold voltage Vth_UV and the period is the delay time. When it reaches, the switching operation is stopped, and the output voltage Vout decreases. Thereafter, when the input voltage increases, the switching operation is resumed, and the output voltage Vout increases. This decrease in the short pulse-like output voltage Vout may cause malfunction of an electronic device connected to the load side.
  • a switching power supply includes an energy conversion circuit to which a DC input voltage is input, and a load that is obtained by rectifying and smoothing the voltage output from the energy conversion circuit.
  • An output rectifying and smoothing circuit that outputs an output voltage to the energy conversion circuit, a switching element that switches the input voltage, a switching control circuit that controls switching of the switching element, and an output from the energy conversion circuit
  • an output state detection circuit that generates an output state signal indicating a load state of the load with respect to power to be output, and the switching control circuit is activated when the output state signal is input and the load state is an overload state
  • An overload detection circuit for generating a detected overload detection signal, and activation of the overload detection signal An overload protection circuit that generates an overload protection signal that is activated when the switching operation of the switching element is stopped, and an input low voltage that is activated when the input voltage is lower than a predetermined voltage value
  • An input low voltage detection circuit that generates a detection signal, and when the load state becomes an overload
  • the switching power supply includes an input rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes an AC voltage of an AC power supply to output a DC input voltage, an energy conversion circuit to which the input voltage is input, An output rectifying / smoothing circuit for rectifying and smoothing a voltage output from the energy conversion circuit and outputting an output voltage to a load; a switching element connected to the energy conversion circuit for switching the input voltage; and switching of the switching element.
  • a switching control circuit for controlling, and an output state detection circuit for generating an output state signal indicating a load state of the load with respect to the electric power output from the energy conversion circuit, and the switching control circuit has the output state signal Generates an overload detection signal that is input and activated when the load state is an overload state A load detection circuit; an overload protection circuit that generates an overload protection signal that is activated when the switching operation of the switching element is stopped by the activation of the overload detection signal; and the AC voltage is a predetermined voltage.
  • An input low voltage detection circuit that generates an input low voltage detection signal that is activated when the voltage is lower than a value, and when the load state becomes an overload state due to a decrease in the input voltage,
  • the overload protection signal is activated by activating a load detection signal, and the overload protection signal is deactivated when the input low voltage detection signal is in an inactive state.
  • the overload protection circuit includes a timer circuit that measures a first time, and the overload protection signal is continuously activated during the first time from the activation of the overload detection signal.
  • the signal may be deactivated after the first time from the activation of the overload detection signal and when the input low voltage detection signal is in an inactive state.
  • the timer circuit may change the first time to a second time shorter than the first time when the input low voltage detection signal is activated.
  • the delay time varies depending on the input low-voltage detection state, so even if overload protection is activated due to an instantaneous drop, overload protection is canceled as soon as the AC power supply is restored, and the switching power supply delays Can be shortened.
  • the overload protection circuit includes a latch circuit that stores activation of the overload detection signal, and the latch circuit is set when the overload detection signal is activated to output the overload protection signal. It may be activated and reset when the input low voltage detection signal is deactivated from the activated state to deactivate the overload protection signal.
  • detection of a voltage lower than the predetermined voltage value of the input low voltage detection circuit may be performed based on a voltage at a connection point between the switching element and the energy conversion circuit.
  • the current consumption of the input low voltage detection circuit may be smaller when the overload protection signal is inactive than when the signal is active.
  • the semiconductor device is a semiconductor device in which the switching control circuit is formed as an integrated circuit over a semiconductor substrate.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply device including the semiconductor device for switching control according to the first embodiment.
  • a bridge diode 2 for rectifying an AC voltage is connected to an AC power source 1, and a smoothing capacitor 3, input voltage detection resistors 11 and 12, and a power conversion transformer 4 are connected to the bridge diode 2.
  • Primary winding 4a is connected.
  • the bridge diode 2 and the smoothing capacitor 3 realize an input rectification smoothing circuit that rectifies and smoothes the AC voltage of the AC power source 1 and outputs a DC input voltage.
  • the transformer 4 has a primary winding 4a, a secondary winding 4b, and an auxiliary winding 4c, and the polarities of the primary winding 4a and the secondary winding 4b are reversed.
  • This switching power supply device is a flyback type.
  • the switching element 101 is connected to the primary winding 4a via the switching control circuit 100.
  • the switching operation of the switching element 101 is controlled by changing the voltage signal applied to the control electrode (gate) of the switching element 101.
  • the rectifier diode 5 and the smoothing capacitor 6 are connected to the secondary winding 4b, and the flyback voltage generated in the secondary winding 4b by the switching operation is rectified and smoothed to generate the output voltage Vout.
  • the transformer 4 implements an energy conversion circuit that receives a DC input voltage and outputs a flyback voltage.
  • the rectifier diode 5 and the smoothing capacitor 6 realize an output rectification smoothing circuit that rectifies and smoothes the flyback voltage output from the energy conversion circuit and outputs the output voltage to the load.
  • Switching element 101 is connected to the energy conversion circuit and switches the input voltage.
  • the switching element 101 and the switching control circuit 100 are integrated on the same semiconductor substrate to constitute one semiconductor device.
  • the switching element 101 is composed of a power MOSFET or the like.
  • the switching control circuit 100 and the switching element 101 need not be provided on the same semiconductor substrate.
  • an output terminal for outputting a control signal may be provided on one semiconductor substrate on which the switching control circuit 100 is disposed, and connected to the gate of the switching element 101 disposed on the other semiconductor substrate.
  • the switching control circuit 100 and the switching element 101 arranged on different semiconductor substrates may be sealed in the same resin package or in different resin packages.
  • the switching control circuit 100 controls switching of the switching element 101.
  • the switching control circuit 100 has six terminals, ie, a DRAIN terminal, a VCC terminal, an FB terminal, an LS terminal, an IS terminal, and a GND terminal as external input / output terminals excluding a connection terminal with the switching element 101. . Further, for example, it is composed of a smoothing capacitor 102, a low voltage detection circuit 110, an overload protection circuit 120, a feedback control circuit 170, a pulse control circuit 140, a current detection circuit 150, a starting circuit 160, and the like.
  • the DRAIN terminal is a terminal connected to the connection point between the primary winding 4 a of the transformer 4 and the switching element 101, that is, the drain of the switching element 101.
  • the VCC terminal is a terminal for connecting the output of the rectifying / smoothing circuit composed of the rectifying diode 14 and the smoothing capacitor 15 connected to the auxiliary winding 4c and the starting circuit 160 built in the switching control circuit 100.
  • This is a terminal that rectifies and smoothes the flyback voltage generated in the auxiliary winding 4c by the switching operation of the element 101 and supplies power to the switching control circuit 100 as the control power supply voltage VCC.
  • the FB terminal is a terminal for inputting a feedback signal (for example, a current by a photocoupler) output from the output state detection circuit 7 to the feedback control circuit 170 of the switching control circuit 100.
  • a feedback signal for example, a current by a photocoupler
  • the RC circuit composed of the resistor 9 and the capacitor 10 and the overload protection circuit 120 are connected to serve as a terminal for detecting an overload state.
  • the LS terminal is a terminal for connecting the input voltage detection resistors 11 and 12 and the low voltage detection circuit 110, and is a terminal for detecting a decrease in the input DC voltage VINDC applied to both ends of the smoothing capacitor 3.
  • the IS terminal is a terminal for connecting the switching element 101, the current detection circuit 150, and the resistor 13, and is a terminal for detecting a current flowing through the switching element 101.
  • the GND terminal is a terminal that connects GND, which is the potential reference of the switching control circuit 100, to the low potential side terminal of the smoothing capacitor 3.
  • the starting circuit 160 is connected to the DRAIN terminal, the VCC terminal, the smoothing capacitor 102, and the circuit internal voltage source VDD of the switching control circuit 100.
  • the switching power supply device When the switching power supply device is activated, when the input DC voltage VINDC is applied to the DRAIN terminal via the primary winding 4a of the transformer 4, the activation current is supplied from the DRAIN terminal to the smoothing capacitors 102 and 15 via the activation circuit 160. Flowing. When the smoothing capacitors 102 and 15 are charged and the VDD voltage and the VCC terminal voltage rise and reach the starting voltage, the starting circuit 160 cuts the starting current.
  • the starter circuit 160 monitors the VCC terminal voltage to determine whether the switching operation of the switching element 101 is possible, and outputs a start / stop signal to the pulse control circuit 140 or the like (not shown). .
  • the feedback control circuit 170 receives the feedback signal output from the output state detection circuit 7 via the FB terminal, sets the current flowing through the switching element 101 or the switching frequency so as to stabilize the output voltage Vout, and performs pulse control. Output to circuit 140.
  • the current detection circuit 150 receives a voltage signal appearing at the resistor 13 connected to the IS terminal, compares it with a preset reference voltage, and outputs a turn-off signal of the switching element 101. Output to the pulse control circuit 140.
  • the reference voltage for comparison may vary depending on the output signal from the feedback control circuit 170 depending on the switching control method.
  • the low voltage detection circuit 110 implements the resistors 11 and 12 and an input low voltage detection circuit that generates a low voltage detection signal VIN_UV that is activated when the input voltage is lower than a predetermined voltage value. More specifically, the low voltage detection circuit 110 receives a voltage divided by the input voltage detection resistors 11 and 12 in order to detect a decrease in the input DC voltage VINDC, and a preset reference voltage and In comparison, the input low voltage detection signal VIN_UV is output to the overload protection circuit 120.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of the low voltage detection circuit 110 according to the first embodiment.
  • the low voltage detection circuit 110 includes a comparator 111 and a reference voltage source 112.
  • the input low voltage detection signal VIN_UV is at a high level. It becomes and becomes activated.
  • the reference voltage source 112 may have hysteresis in order to prevent erroneous detection and stabilize the operation.
  • the overload protection circuit 120 generates an overload protection signal OLP that is activated when the switching operation of the switching element 101 is stopped by activation of an overload detection signal FB_OL described later. More specifically, the overload protection circuit 120 monitors the FB terminal voltage to detect an overload state of the switching power supply device, and stops the switching operation of the switching element 101 when the overload state is detected.
  • the protection signal OLP is output to the pulse control circuit 140. In addition, control is performed so that the overload protection is not released when the input low voltage detection signal VIN_UV is input and the input low voltage is detected.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing an overload protection circuit 120a which is a configuration example of the overload protection circuit 120 according to the first embodiment.
  • the overload protection circuit 120a is a self-recovery type overload protection circuit, and includes a constant current source 121, a resistor 122, an N-type MOSFET 123, a comparator 124, a reference voltage source 125, an RS flip-flop circuit 126, an inverter circuit 127, and AND.
  • the circuit 128 and the return delay circuit 180 are configured, and each element is connected as shown in FIG.
  • an RC circuit including a photocoupler 8, a resistor 9, and a capacitor 10 is connected to the FB terminal.
  • the overload detection circuit 131 receives an output state signal (that is, a feedback signal) and generates an overload detection signal FB_OL that is activated when the load state is an overload state.
  • the overload detection circuit 131 includes a reference voltage source 125 and a comparator 124. When the FB terminal voltage becomes higher than the threshold voltage Vth_OL set by the reference voltage source 125, the overload detection circuit 131 is an overload that is an output of the comparator 124.
  • the load detection signal FB_OL is inverted to a high level and output to the set (S) of the RS flip-flop circuit 126.
  • the overload protection signal OLP is inverted and activated at a high level, and is output to the pulse control circuit 140 so as to stop the switching operation of the switching element 101.
  • a delay time is provided by the constant current of the constant current source 121 and the RC circuit until the switching operation is stopped by the overload protection detection after the overload state is reached.
  • the RS flip-flop circuit 126 implements a latch circuit that stores the active state of the overload detection signal FB_OL.
  • the N-type MOSFET 123 When the overload protection is activated, the N-type MOSFET 123 is turned on by the activation of the overload protection signal OLP, and a discharge current is caused to flow from the RC circuit connected to the FB terminal via the resistor 122, thereby reducing the FB terminal voltage. . Further, the activation of the overload protection signal OLP causes the return delay circuit 180 to start operation, and outputs a high level signal to the AND circuit 128 after a predetermined delay time. The AND circuit 128 also receives a signal obtained by inverting the input low voltage detection signal VIN_UV by the inverter circuit 127.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of the return delay circuit 180 according to the first embodiment.
  • the return delay circuit 180 includes inverter circuits 181, 186, 187, a constant current source 182, a P-type MOSFET 183, an N-type MOSFET 184, and a capacitor 185.
  • the return delay circuit 180 implements a timer circuit that measures the first time.
  • the overload protection signal OLP which is an input signal
  • the delay signal Timer_out is inverted to a high level after a predetermined delay time has elapsed by the constant current source 182 and the capacitor 185, and the overload protection is released. Is output.
  • the pulse control circuit 140 is a circuit for controlling the switching operation of the switching element 101, and the switching operation, stop, and turn-on timing are determined from signals input from the overload protection circuit 120, the feedback control circuit 170, and the current detection circuit 150. And determine turn-off timing.
  • the pulse control circuit 140 includes a turn-on signal generation circuit such as an oscillator that generates periodic turn-on timing, a drive circuit for driving the switching element 101, and the like.
  • the output state detection circuit 7 generates an output state signal (that is, a feedback signal) indicating the load state of the load with respect to the electric power output from the energy conversion circuit. More specifically, the output state detection circuit 7 includes a detection resistor, a Zener diode, a shunt regulator, and the like, detects the voltage level of the output voltage Vout, and stabilizes the output voltage Vout at a predetermined voltage. A feedback signal is output to the switching control circuit 100 via the photocoupler 8. For detection of the output voltage Vout, a flyback voltage generated in the auxiliary winding 4c may be used, or a VCC voltage that has been rectified and smoothed by the rectifier diode 14 and the smoothing capacitor 15 may be used.
  • a flyback voltage generated in the auxiliary winding 4c may be used, or a VCC voltage that has been rectified and smoothed by the rectifier diode 14 and the smoothing capacitor 15 may be used.
  • an AC power source 1 such as a commercial power source
  • VINDC input DC voltage
  • This input DC voltage VINDC is applied to the DRAIN terminal via the primary winding 4a of the transformer 4 and is connected to the VCC terminal from the DRAIN terminal via the starting circuit 160 in the switching control circuit 100.
  • a starting current flows through 15.
  • the switching element 101 Once the switching element 101 is turned on, a current flows through the switching element 101 and the resistor 13, and a voltage signal corresponding to the magnitude of the current is input to the current detection circuit 150. When the voltage rises above a preset reference voltage, the switching element 101 is turned off.
  • the above switching operation is repeated, and the output voltage Vout increases.
  • the output voltage Vout becomes equal to or higher than a predetermined voltage set by the output state detection circuit 7, the output state detection circuit 7 and the photocoupler 8 flow out current from the FB terminal of the switching control circuit 100 as a feedback signal.
  • the feedback control circuit 170 adjusts the current flowing through the switching element 101 or the switching frequency with the magnitude of the outflow current.
  • the current or switching frequency that flows through the switching element 101 is set to be low when the current supply to the load connected to the switching power supply is small, and the current or switching frequency that flows through the switching element 101 is heavy when the load is heavy. Set high.
  • the switching control circuit 100 stabilizes the output voltage Vout at a predetermined voltage while changing the current or frequency flowing through the switching element 101 according to the power supplied to the load connected to the switching power supply device. Control as follows.
  • the overload protection operation will be described.
  • the overload state the supply of energy due to the switching operation is insufficient and the output voltage Vout decreases, so that the current does not flow from the output state detection circuit 7 to the photocoupler 8 as in the start-up, and the FB terminal voltage is overloaded.
  • the voltage is raised by the constant current source 121, the resistor 9 and the capacitor 10 in the circuit 120a.
  • the overload protection signal OLP is inverted to a high level and activated.
  • the overload protection signal OLP is activated, the switching operation of the switching element 101 is stopped via the pulse control circuit 140, and the overload protection operation is started.
  • the N-type MOSFET 123 is turned on, and the FB terminal voltage is lowered to prepare for restart.
  • the overload protection signal OLP When the input voltage is normal after the overload protection is activated, the overload protection signal OLP is inverted to a low level and deactivated when a predetermined delay time set by the recovery delay circuit 180 elapses. The load protection operation ends. When the VCC terminal voltage is lowered, after switching to the starting voltage, the switching control of the switching element 101 is restarted and restarted. If the overload condition continues, the overload protection is activated again and repeats stop and restart.
  • the input DC voltage VINDC which is the voltage between the terminals of the smoothing capacitor 3 decreases, and the energy that can be supplied by the switching operation decreases.
  • the input DC voltage VINDC decreases, the supply energy becomes insufficient and an overload state occurs, the FB terminal voltage increases, and the overload protection operates.
  • the overload protection When the overload protection is activated, the switching operation is stopped and at the same time, charging of the capacitor 185 in the return delay circuit 180 is started. When a predetermined delay time elapses, the voltage of the capacitor 185 exceeds the threshold voltage Vth_Timer at which the output of the inverter circuit 186 is inverted, and the output signal Timer_out of the return delay circuit 180 is inverted to a high level.
  • the input DC voltage VINDC is lower than the threshold voltage Vth_UV and the input low voltage detection signal VIN_UV is in an active state, the output of the AND circuit 128 is maintained at a low level, and the RS flip-flop circuit 126 is reset. Not. Therefore, the overload protection signal OLP is maintained in an active state, and the overload protection stop period is extended until the input low voltage detection signal VIN_UV is inverted to a low level and deactivated.
  • overload protection starts operation regardless of the input low voltage detection signal VIN_UV, but overload protection is released only when the input low voltage detection signal VIN_UV is inactive.
  • the VDD voltage decreases, and the RS flip-flop circuit 126 cannot hold the output signal, the overload protection is released regardless of the input low voltage detection signal VIN_UV, and then the AC The switching operation may be resumed when the VDD voltage or the VCC terminal voltage reaches the start-up voltage when the power supply 1 is restored.
  • the switching power supply according to the first embodiment even when the AC power supply 1 is turned off and the overload protection is activated, the AC power supply 1 is restored and the input DC voltage VINDC is higher than the threshold voltage Vth_UV.
  • the overload protection stop period is extended until For this reason, it is possible to avoid an unnecessary return that causes a malfunction of the electronic device. Further, since the switching operation can be resumed when the input DC voltage VINDC becomes higher than the threshold voltage Vth_UV, the problem that the return of the conventional switching power supply device as shown in FIG. 20 is delayed can be solved.
  • the switching operation is continued if the load is large enough that the overload protection does not operate even if the input DC voltage VINDC decreases due to a momentary drop or the like, the conventional input low voltage as shown in FIG. It is possible to solve the output reduction problem at the time of the instantaneous drop of the switching power supply device having the detection circuit. Further, since the switching operation is not stopped until the overload protection is activated when the AC power supply is turned off, it is difficult for the electric charge to remain in the smoothing capacitor 3 and the convenience is high during maintenance. Further, the input low voltage detection signal VIN_UV is used only for canceling the overload protection, and even if the input low voltage is detected during the normal operation, the switching operation is not affected. For this reason, it is not necessary to prevent erroneous detection such as providing a long delay time for the ripple voltage of the input DC voltage due to the switching operation or switching noise, and the increase in cost can be suppressed.
  • the reference voltage source 112 of the low voltage detection circuit 110 may have hysteresis.
  • the input DC voltage VINDC at the time of recovery becomes high, so that overload protection becomes difficult to operate at the time of restart. Smooth recovery is possible.
  • the threshold voltage Vth_UV is set so that an input low voltage is detected before the overload protection is activated after the alternating current power supply 1 is turned off, which is unnecessary when the alternating current power supply 1 is turned off. A return can be avoided reliably.
  • an invalidation threshold voltage lower than the threshold voltage Vth_UV may be provided so that the invalidation can be performed by short-circuiting the LS terminal with the GND terminal.
  • the input DC voltage VINDC is disabled so that it will not be disabled even if the AC power supply 1 is turned off and the input DC voltage VINDC is lower than the invalidation threshold voltage. Once it becomes higher than the threshold voltage, it may not be invalidated even if it falls below the invalidation threshold voltage.
  • the return delay circuit 180 may set a predetermined delay time by using components connected to the outside of the switching control circuit 100 such as the smoothing capacitor 15 connected to the VCC terminal.
  • an output state detection circuit 7 and a photocoupler 8 are provided to generate a feedback signal indicating a load state and input it to the switching control circuit 100.
  • an auxiliary winding is provided instead of detecting from the secondary output voltage Vout.
  • the feedback signal may be generated by detecting from the line 4c or the rectified and smoothed VCC terminal voltage.
  • flyback type switching power supply device has been described, a configuration with different topologies such as a forward type or a step-down chopper type may be used.
  • Modification of Embodiment 1 A modification of the switching power supply device according to the first embodiment will be described with reference to FIG.
  • the switching power supply device according to the modification of the first embodiment is almost the same as the switching power supply device of the first embodiment, but the connection of the LS terminal of the switching control circuit 100 is different from that of the first embodiment.
  • the LS terminal of the switching control circuit 100 is connected to the input voltage detection resistors 11 and 12 and a voltage proportional to the input DC voltage VINDC is input.
  • the switching power supply device is connected to the GND terminal.
  • the input low voltage detection signal VIN_UV is always inactive at a low level. That is, a low level signal is always input to reset the RS flip-flop circuit 126 of the overload protection circuit 120a, and once the overload protection is activated, it cannot be released. Therefore, the recovery after the overload protection operation requires initialization of the RS flip-flop circuit 126 due to a drop in the VCC terminal voltage or VDD voltage, which is the power supply voltage of the switching control circuit 100, and the switching power supply device of this modification is latched. It can be regarded as overload protection of the mold.
  • the present modification is a switching power supply device that can realize latch-type overload protection using the switching control circuit 100 including the self-recovery-type overload protection circuit 120a. Thereby, since two types of overload protection can be selected by one switching control circuit 100, the design flexibility of the switching power supply device is improved.
  • the delay time set by the return delay circuit 180 in the overload protection circuit 120a is constant regardless of the input low voltage detection state, but in the second embodiment, the input low voltage detection is performed.
  • a switching power supply device in which the delay time varies depending on the state will be described.
  • the description which overlaps with Embodiment 1 is abbreviate
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing an overload protection circuit 120b, which is a configuration example of the overload protection circuit 120 of the switching power supply device according to the second embodiment.
  • the return delay circuit 280 and its connection are different.
  • the return delay circuit 280 receives the input low voltage detection signal VIN_UV in addition to the overload protection signal OLP.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration example of the return delay circuit 280 of the switching power supply device according to the second embodiment.
  • an input low voltage detection signal VIN_UV which is an input signal
  • an inverter circuit 288, and a P-type MOSFET 289 are added.
  • the overload protection signal OLP is inverted to a low level and deactivated, and the overload protection operation ends.
  • the P-type MOSFET 289 is turned on, and the voltage rise rate of the capacitor 185 becomes very large, so that the delay time becomes very short. . Therefore, immediately after the overload protection operation, the delay signal Timer_out is inverted to a high level, and when the input low voltage detection signal VIN_UV is inverted to a low level and deactivated, the overload protection operation is terminated immediately.
  • the switching power supply device is appropriate including the time when the power supply is stopped and the momentary drop (including momentary interruption and instantaneous interruption) when the input voltage decreases for a short period of time, as in the first embodiment.
  • Overload protection operation becomes possible.
  • the delay time varies depending on the input low voltage detection status, even if overload protection is activated due to a momentary drop or the like, overload protection is canceled as soon as the AC power supply is restored, delaying the return of the switching power supply. Can be shortened.
  • the delay time may be set to zero in the input low voltage detection state by switching the connection and disconnection of the capacitor 185.
  • the switching power supply device includes the self-recovery type overload protection circuit 120.
  • the switching power supply device including the latch type overload protection circuit 120 will be described.
  • the description which overlaps with Embodiment 1 is abbreviate
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing an overload protection circuit 120c, which is a configuration example of the overload protection circuit 120 of the switching power supply device according to the third embodiment. 3 is different from FIG. 3 showing the overload protection circuit 120a of the first embodiment in that a falling edge detection circuit is connected to reset the RS flip-flop circuit 126.
  • the falling edge detection circuit receives an input low voltage detection signal VIN_UV, and includes inverter circuits 329 and 330, a resistor 331, a capacitor 332, and an AND circuit 333.
  • the input low voltage detection signal VIN_UV When the input voltage is normal, the input low voltage detection signal VIN_UV is maintained in an inactive state, that is, at a low level. For this reason, once the overload protection is activated, a low level signal is always input to the reset of the RS flip-flop circuit 126 of the overload protection circuit 120c, and the overload protection operation is maintained. In order to cancel the overload protection, the RS flip-flop circuit 126 needs to be initialized due to a drop in the VCC terminal voltage or the VDD voltage, which is the power supply voltage of the switching control circuit 100, and the latch-type overload protection operation becomes effective. Yes.
  • the latch-type overload protection is released when the input low voltage detection signal VIN_UV changes from the active state to the inactive state. For this reason, even if the overload protection is activated due to a momentary drop or the like, it is possible to prevent the problem that the overload protection is released as soon as the AC power supply is restored and the switching power supply cannot be restored.
  • the switching power supply device includes the low voltage detection circuit 110 that detects a decrease in the input DC voltage VINDC.
  • the decrease in the AC voltage VINAC of the AC power supply 1 is detected.
  • a switching power supply device including the low voltage detection circuit 410 will be described.
  • the description which overlaps with Embodiment 1 is abbreviate
  • FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration example of the switching power supply device according to the fourth embodiment.
  • the input voltage detection resistors 21 and 22 and the low voltage detection circuit 410 in the switching control circuit 400 are different from those in FIG.
  • the resistor 21 is connected to the AC power source 1.
  • a half-wave rectified voltage obtained by half-wave rectifying the AC voltage of the AC power source 1 using the bridge diode 2 is applied to the resistors 21 and 22, and the resistors 21 and 22 divide the voltage.
  • a half-wave rectified voltage is input to the LS terminal of the switching control circuit 400.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration example of the low voltage detection circuit 410 according to the fourth embodiment. Compared with FIG.
  • the low voltage detection delay circuit includes inverter circuits 413, 418, and 419, a constant current source 414, a P-type MOSFET 415, an N-type MOSFET 416, and a capacitor 417.
  • the low voltage detection circuit 410 realizes an input low voltage detection circuit that generates the input low voltage detection signal VIN_UV that is activated when the resistors 21 and 22 and the AC voltage is lower than a predetermined voltage value.
  • a half-wave rectified voltage is input to the LS terminal of the switching control circuit 400, and a period lower than the threshold voltage Vth_UV set by the reference voltage source 112 is compared.
  • a high level signal is output from the device 111.
  • the output signal of the comparator 111 has a high level period shorter than the period of the AC power supply 1 (for example, 20 ms for a 50 Hz AC power supply) during normal operation.
  • the input low voltage detection signal VIN_UV is in an inactive state. Maintained at.
  • the high level period of the output signal of the comparator 111 becomes longer than the low voltage detection delay time, and the input low voltage detection signal VIN_UV is inverted to the high level. Activated. Therefore, by providing the low voltage detection delay circuit, it is possible to detect a decrease in the AC voltage VINAC of the AC power supply 1 without erroneous detection.
  • the switching power supply according to the fourth embodiment is appropriate including the time when the power supply is stopped and the momentary drop (including momentary interruption and momentary interruption) when the input voltage decreases for a short period of time, as in the first embodiment. Overload protection operation becomes possible. Further, since the voltage applied to the input voltage detection resistors 21 and 22 is a half-wave rectified voltage, power consumption can be reduced as compared with the case where the input DC voltage VINDC is applied. Moreover, since the OFF of the AC power supply 1 can be detected earlier than the input voltage is detected from the input DC voltage VINDC, the problem of the conventional switching power supply device can be solved more reliably.
  • the switching power supply device in order to detect a decrease in the input DC voltage VINDC, the switching power supply device is provided with the LS terminal as the input voltage detection dedicated terminal in the switching control circuit 100.
  • the switching power supply device that does not have an input voltage detection dedicated terminal will be described.
  • the description which overlaps with Embodiment 1 is abbreviate
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration example of the switching power supply device according to the fifth embodiment.
  • the low voltage detection circuit 510 of the switching control circuit 500 is connected to the DRAIN terminal.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration example of the low voltage detection circuit 510 according to the fifth embodiment.
  • the DRAIN terminal voltage is inputted instead of the LS terminal voltage, and the resistors 513 and 514 for detecting the input voltage are connected to the comparator 111.
  • the low voltage detection circuit 510 realizes an input low voltage detection circuit that generates an input low voltage detection signal VIN_UV that is activated when the AC voltage is lower than a predetermined voltage value.
  • the DRAIN terminal voltage decreases during the conduction period of the switching element 101, and therefore the input low voltage detection signal VIN_UV may be at a high level. Is disabled in the overload protection circuit 120.
  • the overload protection When the overload protection is activated, the switching operation of the switching element 101 is stopped. Therefore, the input DC voltage VINDC is applied to the DRAIN terminal via the primary winding 4a of the transformer 4, and the input DC voltage VINDC is also accurately detected at the DRAIN terminal. Good and stable monitoring.
  • the input low voltage detection signal VIN_UV When the input voltage is normal, the input low voltage detection signal VIN_UV is maintained in an inactive state during the overload protection operation. Therefore, a high level signal is always present in the AND circuit 128 of the overload protection circuit 120a.
  • the overload protection release timing is determined by the input delay signal Timer_out from the return delay circuit 180.
  • the reference voltage source 112 sets a voltage obtained by dividing the DRAIN terminal voltage, that is, the input DC voltage VINDC by the input detection resistors 513 and 514 during the overload protection operation.
  • the input low voltage detection signal VIN_UV is inverted to a high level and activated.
  • the output of the AND circuit 128 of the overload protection circuit 120a is maintained at a low level, and the RS flip-flop circuit 126 is not reset. Therefore, the overload protection signal OLP is maintained in an active state, and the overload protection stop period is extended until the input low voltage detection signal VIN_UV is inverted to a low level and deactivated.
  • the switching power supply according to the fifth embodiment is appropriate including the time when the power supply is stopped and the momentary drop (including momentary interruption and momentary interruption) when the input voltage decreases for a short period of time, as in the first embodiment. Overload protection operation becomes possible. Further, by using the DRAIN terminal for input low voltage detection, the input voltage detection dedicated terminals can be reduced.
  • the resistor 513 of the low voltage detection circuit 510 connected to the DRAIN terminal needs to be a high breakdown voltage element equivalent to the switching element 101, but a high breakdown voltage junction transistor (JFET) between the DRAIN terminal and the resistor 513. And the resistor 513 may be a low withstand voltage element.
  • the JFET may also be used as a JFET used in other circuits such as the start-up circuit 160.
  • the low voltage detection circuit 510 may be connected instead of the DRAIN terminal.
  • the DRAIN terminal voltage is constantly monitored, but in the sixth embodiment, a switching power supply device that monitors the DRAIN terminal voltage only during the overload protection operation will be described.
  • the description which overlaps with Embodiment 5 is abbreviate
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration example of the switching power supply device according to the sixth embodiment. 13 is different from FIG. 13 showing the switching power supply device of the fifth embodiment in that an overload protection signal OLP is input to the low voltage detection circuit 610 of the switching control circuit 600.
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing a configuration example of the low voltage detection circuit 610 of the sixth embodiment.
  • a high breakdown voltage junction transistor (JFET) 615 is inserted between the DRAIN terminal and the resistor 513, and between the resistor 514 and GND.
  • An N-type MOSFET 616 with the overload protection signal OLP input to the gate is inserted.
  • JFET high breakdown voltage junction transistor
  • the low voltage detection circuit 610 realizes an input low voltage detection circuit that generates an input low voltage detection signal VIN_UV that is activated when the AC voltage is lower than a predetermined voltage value.
  • the overload protection signal OLP When the overload protection is not operating, the overload protection signal OLP is inactive and the N-type MOSFET 616 is in a non-conductive state, so that no current flows through the input voltage detection resistors 513 and 514. Therefore, power consumption during normal operation can be reduced. Further, since the voltage clamped by the JFET 615 is input to the comparator 111, the comparator 111 can be composed of a low breakdown voltage element. As with the switching power supply device of the fifth embodiment, when the switching element 101 is in a switching operation, the DRAIN terminal voltage decreases during the conduction period of the switching element 101, and therefore the input low voltage detection signal VIN_UV is high. Although it may become a level, it is invalidated in the overload protection circuit 120.
  • the overload protection signal OLP When the overload protection is activated, the overload protection signal OLP is activated and the N-type MOSFET 616 is turned on, so that a current flows through the resistors 513 and 514 for detecting the input voltage.
  • the comparator 111 receives a voltage that is stepped down from the DRAIN terminal voltage by the JFET 615 and further divided by the resistors 513 and 514. Since the switching operation of the switching element 101 is stopped, the input DC voltage VINDC is applied to the DRAIN terminal via the primary winding 4a of the transformer 4, and the input DC voltage VINDC is also accurately and stably monitored at the DRAIN terminal. Can do.
  • the input low voltage detection signal VIN_UV When the input voltage is normal, the input low voltage detection signal VIN_UV is maintained in an inactive state during the overload protection operation. Therefore, a high level signal is always present in the AND circuit 128 of the overload protection circuit 120a.
  • the overload protection release timing is determined by the input delay signal Timer_out from the return delay circuit 180.
  • the voltage obtained by dividing the DRAIN terminal voltage, that is, the input DC voltage VINDC, by the resistor composed of the JFET 615 and the resistor 513 and the resistor 514 is the reference voltage source 112.
  • the input low voltage detection signal VIN_UV is inverted to a high level and activated.
  • the output of the AND circuit 128 of the overload protection circuit 120a is maintained at a low level, and the RS flip-flop circuit 126 is not reset. Therefore, the overload protection signal OLP is maintained in an active state, and the overload protection stop period is extended until the input low voltage detection signal VIN_UV is inverted to a low level and deactivated.
  • the switching power supply according to the sixth embodiment can reduce the input voltage detection dedicated terminals by using the DRAIN terminal for the input low voltage detection as in the fifth embodiment. Furthermore, during normal operation, power consumption can be reduced by not passing current through the resistors 513 and 514 for detecting the input voltage.
  • a JFET used in another circuit such as the start circuit 160 connected to the DRAIN terminal may also be used as the JFET 615 of the low voltage detection circuit 610.
  • the resistor 513 and the comparator 111 may be configured with high withstand voltage elements, and the JFET 615 may be reduced.
  • the present invention can be widely used for power supply devices having an overload protection function.

Landscapes

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Abstract

過負荷保護回路１２０を備えたスイッチング電源装置であって、入力直流電圧ＶＩＮＤＣが低下することによって負荷状態が過負荷状態になった時には、過負荷検出信号ＦＢ＿ＯＬの活性化によって過負荷保護信号ＯＬＰが活性化され、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶが非活性状態の時に過負荷保護信号ＯＬＰが不活性化される。

Description

スイッチング電源装置および半導体装置
　本発明は、負荷異常時にスイッチング電源装置や電子機器を保護するための過負荷保護機能を備えたスイッチング電源装置およびそれを構成する半導体装置に関する。
　従来、過負荷保護機能を備えるスイッチング電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００９－１００５９１号公報
　特許文献１に記載された従来のスイッチング電源装置は、入力電圧が低下した場合には、負荷状態に関係なくスイッチング動作を停止する。このため、本来スイッチング動作を停止する必要がない場合（例えば、軽負荷状態において、入力電圧が短期間低下する瞬低が発生する場合）であっても、スイッチング動作が停止されてしまうことがある。そして、このことによって、負荷が悪影響を受けてしまうことがある。
　そこで、本発明は、係る問題に鑑みてなされたものであり、従来に比べて、より適切に動作する過負荷保護機能を備えるスイッチング電源装置および半導体装置を提供することを目的とする。
　本開示のスイッチング電源装置は、直流の入力電圧が入力されるエネルギー変換回路と、前記エネルギー変換回路から出力される電圧を整流平滑して負荷に出力電圧を出力する出力整流平滑回路と、前記エネルギー変換回路に接続され、前記入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、前記エネルギー変換回路から出力される電力に対する前記負荷の負荷状態を示す出力状態信号を生成する出力状態検出回路とを有し、前記スイッチング制御回路は、前記出力状態信号が入力され、前記負荷状態が過負荷状態の時に活性化される過負荷検出信号を生成する過負荷検出回路と、前記過負荷検出信号の活性化によって前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する時に活性化される過負荷保護信号を生成する過負荷保護回路と、前記入力電圧が予め決められた電圧値より低い電圧の時に活性化される入力低電圧検出信号を生成する入力低電圧検出回路とを有し、前記入力電圧が低下することによって前記負荷状態が過負荷状態になった時には、前記過負荷検出信号の活性化によって前記過負荷保護信号が活性化され、前記入力低電圧検出信号が非活性状態の時に前記過負荷保護信号が非活性化されることを特徴とする。
　本開示のスイッチング電源装置は、交流電源の交流電圧を整流平滑して直流の入力電圧を出力する入力整流平滑回路と、前記入力電圧が入力されるエネルギー変換回路と、前記エネルギー変換回路から出力される電圧を整流平滑して負荷に出力電圧を出力する出力整流平滑回路と、前記エネルギー変換回路に接続され、前記入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、前記エネルギー変換回路から出力される電力に対する前記負荷の負荷状態を示す出力状態信号を生成する出力状態検出回路とを有し、前記スイッチング制御回路は、前記出力状態信号が入力され、前記負荷状態が過負荷状態の時に活性化される過負荷検出信号を生成する過負荷検出回路と、前記過負荷検出信号の活性化によって前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する時に活性化される過負荷保護信号を生成する過負荷保護回路と、前記交流電圧が予め決められた電圧値より低い電圧の時に活性化される入力低電圧検出信号を生成する入力低電圧検出回路とを有し、前記入力電圧が低下することによって前記負荷状態が過負荷状態になった時には、前記過負荷検出信号の活性化によって前記過負荷保護信号が活性化され、前記入力低電圧検出信号が非活性状態の時に前記過負荷保護信号が非活性化されることを特徴とする。
　本開示の半導体装置は、上記スイッチング電源装置において、上記スイッチング制御回路を、半導体基板上に集積回路として形成したことを特徴とする。
　以上のように本発明によれば、従来に比べて、より適切に動作する過負荷保護機能を備えるスイッチング電源装置および半導体装置を提供することができる。
図１は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。 図２は、実施の形態１に係る低電圧検出回路の一構成を示す回路図である。 図３は、実施の形態１に係る過負荷保護回路の一構成を示す回路図である。 図４は、実施の形態１に係る復帰遅延回路の一構成を示す回路図である。 図５は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置において、瞬低時に過負荷保護が動作する場合を示すタイミングチャートである。 図６は、実施の形態１に係るスイッチング電源装置において、瞬低時に過負荷保護が動作しない場合を示すタイミングチャートである。 図７は、実施の形態１の変形例に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。 図８は、実施の形態２に係る過負荷保護回路の一構成を示す回路図である。 図９は、実施の形態２に係る復帰遅延回路の一構成を示す回路図である。 図１０は、実施の形態３に係る過負荷保護回路の一構成を示す回路図である。 図１１は、実施の形態４に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。 図１２は、実施の形態４に係る低電圧検出回路の一構成を示す回路図である。 図１３は、実施の形態５に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。 図１４は、実施の形態５に係る低電圧検出回路の一構成を示す回路図である。 図１５は、実施の形態６に係るスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。 図１６は、実施の形態６に係る低電圧検出回路の一構成を示す回路図である。 図１７は、従来の入力低電圧検出回路を有しないスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。 図１８は、従来の復帰遅延回路の一構成例を示す回路図である。 図１９は、従来の過負荷保護回路の一構成例を示す回路図である。 図２０は、従来の入力低電圧検出回路を有しないスイッチング電源装置において、瞬低時に過負荷保護が動作する場合を示すタイミングチャートである。 図２１は、従来の入力低電圧検出回路を有したスイッチング電源装置において、瞬低時に入力低電圧を検出した場合を示すタイミングチャートである。
　（本発明の一態様を得るに至った経緯）
　家電製品や事務機器等の電子機器には、電力変換効率の向上や小型化等の目的から、スイッチング電源装置が広く用いられている。スイッチング電源装置は、半導体のスイッチング素子などによるスイッチング動作を利用して出力電圧などを制御し、負荷に電力を供給する。
　このようなスイッチング電源装置において、負荷の短絡障害などの負荷異常が発生した場合には、負荷側やスイッチング電源装置を保護するために、入力側から負荷側への電力供給を十分に低減する必要がある。このため、スイッチング電源装置は内部で過負荷状態を検出してスイッチング動作を停止させる過負荷保護機能が備えられていることが多い。
　過負荷保護機能としては、一旦保護動作が作動すると入力遮断などによる所定のリセット信号が入力されるまで保護状態が保持されるラッチ型のものと、過負荷状態から正常な状態に回復した場合には通常動作へ復帰することが可能なように、所定の時間が経過すると自動的に保護状態が解除される自己復帰型のものが挙げられる。
　このような過負荷保護回路は、電源停止時や入力電圧が短期間低下する瞬低（瞬断、瞬停を含む）時においても、負荷側やスイッチング電源装置に悪影響のないよう適切な動作が求められる。
　図１７は、従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。図１７に示すスイッチング電源装置は、スイッチング制御回路１１００内部に図１８に示す過負荷保護回路１１２０を有しており、負荷異常をＦＢ端子電圧の上昇で検出し、過負荷保護動作へ移行する。図１９は、従来の復帰遅延回路１１８０の一例を示す回路図である。
　図２０は、過負荷保護が自己復帰型の場合の従来のスイッチング電源装置において、瞬低時の課題を示すタイミングチャートである。スイッチング電源装置が稼働中に、交流電源が短期間オフした時に過負荷保護が動作している。自己復帰型のため、復帰遅延回路１１８０による所定の遅延時間が経過すると過負荷保護停止期間が終わり、スイッチング動作を再開する。この時、平滑コンデンサ１００３に電荷が残っていると、トランス１００４を介して、出力電圧Ｖｏｕｔが発生するが、交流電源がオフしており入力直流電圧が低いため再度過負荷保護が動作し、出力電圧Ｖｏｕｔはすぐに低下してしまう。このような規定の出力電圧に満たない短いパルス状の出力電圧Ｖｏｕｔは、負荷側に接続される電子機器の誤動作の原因となってしまう場合があり、交流電源がオフしている期間の復帰は好ましくない。また、再度過負荷保護に入っている期間に交流電源が復帰しているが、復帰遅延回路１１８０による所定の遅延時間中にはスイッチング動作を再開できないため、スイッチング電源装置の復帰が遅れるという課題もあった。
　これらの課題を改善する従来の技術として、例えば特許文献１に開示されているものがある。特許文献１に開示されたスイッチング電源装置は、入力低電圧検出回路（特許文献１では低入力保護回路と記載）を有しており、入力電圧がしきい値電圧未満になり且つその期間が所定の遅延時間に達した時にスイッチング動作を停止する。
　よって、特許文献１に開示されたスイッチング電源装置は、交流電源がオフした時には過負荷保護が動作する前にスイッチング動作を停止することにより、過負荷保護の自己復帰に対する上記のような課題は発生しない。
　しかしながら、特許文献１に開示されるような従来のスイッチング電源装置では、負荷状態に関係なく、入力電圧が低下するとスイッチング動作を停止してしまう。
　図２１は、特許文献１に開示されるような従来のスイッチング電源装置において、瞬低時の課題を示すタイミングチャートである。図２０と比較して負荷が軽いため、スイッチング動作を継続すれば出力電圧Ｖｏｕｔが維持できるような瞬低条件であるが、入力電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＵＶ未満になり且つその期間が遅延時間に達した時にスイッチング動作を停止し、出力電圧Ｖｏｕｔが低下してしまう。その後、入力電圧が上昇するとスイッチング動作を再開し、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇する。この短いパルス状の出力電圧Ｖｏｕｔの低下は、負荷側に接続される電子機器の誤動作の原因となってしまう場合がある。
　また、交流電源オフ時に入力電圧が低下している途中にスイッチング動作を停止するため、平滑コンデンサ１００３に電荷が残りやすく、高電圧状態が長時間維持され、メンテナンス時などの利便性に関わる課題もある。
　さらに、通常動作中に入力低電圧を検出してスイッチング動作を停止しないように、長い遅延時間を設けるなどの誤検出防止が必要となり、コストの増加を招いてしまう。
　このような問題を解決するために、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、直流の入力電圧が入力されるエネルギー変換回路と、前記エネルギー変換回路から出力される電圧を整流平滑して負荷に出力電圧を出力する出力整流平滑回路と、前記エネルギー変換回路に接続され、前記入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、前記エネルギー変換回路から出力される電力に対する前記負荷の負荷状態を示す出力状態信号を生成する出力状態検出回路とを有し、前記スイッチング制御回路は、前記出力状態信号が入力され、前記負荷状態が過負荷状態の時に活性化される過負荷検出信号を生成する過負荷検出回路と、前記過負荷検出信号の活性化によって前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する時に活性化される過負荷保護信号を生成する過負荷保護回路と、前記入力電圧が予め決められた電圧値より低い電圧の時に活性化される入力低電圧検出信号を生成する入力低電圧検出回路とを有し、前記入力電圧が低下することによって前記負荷状態が過負荷状態になった時には、前記過負荷検出信号の活性化によって前記過負荷保護信号が活性化され、前記入力低電圧検出信号が非活性状態の時に前記過負荷保護信号が非活性化されることを特徴とする。
　これにより、電源停止時や入力電圧が短期間低下する瞬低時も含めて適切な過負荷保護動作が可能となる。
　また、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、交流電源の交流電圧を整流平滑して直流の入力電圧を出力する入力整流平滑回路と、前記入力電圧が入力されるエネルギー変換回路と、前記エネルギー変換回路から出力される電圧を整流平滑して負荷に出力電圧を出力する出力整流平滑回路と、前記エネルギー変換回路に接続され、前記入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、前記エネルギー変換回路から出力される電力に対する前記負荷の負荷状態を示す出力状態信号を生成する出力状態検出回路とを有し、前記スイッチング制御回路は、前記出力状態信号が入力され、前記負荷状態が過負荷状態の時に活性化される過負荷検出信号を生成する過負荷検出回路と、前記過負荷検出信号の活性化によって前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する時に活性化される過負荷保護信号を生成する過負荷保護回路と、前記交流電圧が予め決められた電圧値より低い電圧の時に活性化される入力低電圧検出信号を生成する入力低電圧検出回路とを有し、前記入力電圧が低下することによって前記負荷状態が過負荷状態になった時には、前記過負荷検出信号の活性化によって前記過負荷保護信号が活性化され、前記入力低電圧検出信号が非活性状態の時に前記過負荷保護信号が非活性化されることを特徴とする。
　これにより、交流電源の交流電圧から入力低電圧を検出するため、消費電力の削減やより早い交流電源のオフの検出が可能となる。
　例えば、前記過負荷保護回路は、第１の時間を計測するタイマ回路を有し、前記過負荷保護信号は、前記過負荷検出信号の活性化から前記第１の時間の間継続して活性化され、前記過負荷検出信号の活性化から前記第１の時間後、かつ前記入力低電圧検出信号が非活性状態の時に非活性化されるとしてもよい。
　これにより、自己復帰型の過負荷保護であっても電源停止時や入力電圧が短期間低下する瞬低時も含めて適切な過負荷保護動作が可能となる。
　例えば、前記タイマ回路は、前記入力低電圧検出信号が活性化された時は前記第１の時間が前記第１の時間より短い第２の時間に変更されるとしてもよい。
　これにより、入力低電圧検出状態によって遅延時間が変化するため、瞬低などによって過負荷保護が動作しても、交流電源が復帰するとすぐに過負荷保護が解除され、スイッチング電源装置の復帰の遅れを短くすることができる。
　例えば、前記過負荷保護回路は、前記過負荷検出信号の活性化を記憶するラッチ回路を有し、前記ラッチ回路は前記過負荷検出信号が活性化された時にセットされて前記過負荷保護信号を活性化し、前記入力低電圧検出信号が活性状態から非活性化された時にリセットされて前記過負荷保護信号を非活性化するとしてもよい。
　これにより、瞬低などによってラッチ型の過負荷保護が動作しても、交流電源が復帰するとすぐに過負荷保護が解除され、スイッチング電源装置が復帰できなくなるといった課題を防ぐことができる。
　例えば、前記入力低電圧検出回路の前記予め決められた電圧値より低い電圧の検出は、前記スイッチング素子と前記エネルギー変換回路の接続点の電圧に基づいて行うとしてもよい。
　これにより、入力電圧検出専用端子を削減することができる。
　例えば、前記入力低電圧検出回路の消費電流は、前記過負荷保護信号が非活性状態の時に該信号が活性状態の時より少なくなるとしてもよい。
　これにより、通常動作中は消費電力を削減できる。
　また、本発明の一態様に係る半導体装置は、前記スイッチング制御回路を、半導体基板上に集積回路として形成した半導体装置であることを特徴とする。
　これにより、スイッチング電源装置の部品点数を大幅に削減することができ、小型化および軽量化さらには低コスト化を容易に実現することができる。
　以下、本開示のスイッチング電源装置および半導体装置について図面を参照しながら説明する。但し、詳細な説明は省略する場合がある。例えば、既によく知られた事項の詳細説明や実質的に同一の構成に対する重複説明を省略する場合がある。これは、以下の説明が不必要に冗長になるのを避け、当業者の理解を容易にするためである。
　なお、添付図面および以下の説明は当業者が本開示を十分に理解するためのものであって、これらによって請求の範囲に記載の主題を限定することを意図するものではない。
　（実施の形態１）
　以下、実施の形態１に係るスイッチング電源装置および半導体装置について、図１～６を参照しながら具体的に説明する。
　図１は、本実施の形態１のスイッチング制御用半導体装置を備えたスイッチング電源装置の一構成を示す回路図である。
　図１において、交流電源１には交流電圧を整流するためのブリッジダイオード２が接続され、ブリッジダイオード２には、平滑コンデンサ３、入力電圧検出用の抵抗１１および１２、および電力変換用のトランス４の１次巻線４ａが接続されている。
　ブリッジダイオード２と平滑コンデンサ３とは、交流電源１の交流電圧を整流平滑して直流の入力電圧を出力する入力整流平滑回路を実現する。
　トランス４は１次巻線４ａ、２次巻線４ｂ、および補助巻線４ｃを有し、１次巻線４ａと２次巻線４ｂの極性は逆になっている。このスイッチング電源装置はフライバック型である。
　１次巻線４ａには、スイッチング制御回路１００を介してスイッチング素子１０１が接続されている。スイッチング素子１０１の制御電極（ゲート）に印加する電圧信号を変化させることにより、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が制御される。
　２次巻線４ｂには整流ダイオード５と平滑コンデンサ６が接続されており、スイッチング動作によって２次巻線４ｂに発生するフライバック電圧が、整流平滑されて出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
　トランス４は、直流の入力電圧が入力され、フライバック電圧を出力するエネルギー変換回路を実現する。
　整流ダイオード５と平滑コンデンサ６とは、エネルギー変換回路から出力されるフライバック電圧を整流平滑して負荷に出力電圧を出力する出力整流平滑回路を実現する。
　スイッチング素子１０１は、エネルギー変換回路に接続され、入力電圧をスイッチングする。
　スイッチング素子１０１とスイッチング制御回路１００とは、同一の半導体基板上に集積化され、１つの半導体装置を構成している。このスイッチング素子１０１は、パワーＭＯＳＦＥＴなどから構成されている。
　なお、スイッチング制御回路１００とスイッチング素子１０１とは同一の半導体基板上に設けなくてもよい。例えば、スイッチング制御回路１００が配置された一方の半導体基板に制御信号を出力するための出力端子を設け、他方の半導体基板上に配置されたスイッチング素子１０１のゲートに接続するようにしてもよい。また、別々の半導体基板上に配置されたスイッチング制御回路１００とスイッチング素子１０１は同じ樹脂パッケージに封止されていても、別々の樹脂パッケージに封止されていてもよい。
　スイッチング制御回路１００は、スイッチング素子１０１のスイッチングを制御する。そして、スイッチング制御回路１００は、スイッチング素子１０１との接続端子を除く外部入出力端子として、ＤＲＡＩＮ端子、ＶＣＣ端子、ＦＢ端子、ＬＳ端子、ＩＳ端子、およびＧＮＤ端子の６つの端子を有している。また、例えば、平滑コンデンサ１０２、低電圧検出回路１１０、過負荷保護回路１２０、フィードバック制御回路１７０、パルス制御回路１４０、電流検出回路１５０、起動回路１６０などから構成される。
　ＤＲＡＩＮ端子は、トランス４の１次巻線４ａとスイッチング素子１０１の接続点、すなわちスイッチング素子１０１のドレインに接続される端子である。
　ＶＣＣ端子は、補助巻線４ｃに接続された整流ダイオード１４と平滑コンデンサ１５とで構成される整流平滑回路の出力と、スイッチング制御回路１００に内蔵された起動回路１６０を接続する端子であり、スイッチング素子１０１のスイッチング動作により補助巻線４ｃに発生するフライバック電圧を整流平滑し、制御電源電圧ＶＣＣとしてスイッチング制御回路１００に電力供給する端子である。
　ＦＢ端子は、出力状態検出回路７から出力されるフィードバック信号（例えば、フォトカプラによる電流など）をスイッチング制御回路１００のフィードバック制御回路１７０に入力するための端子である。また、抵抗９とコンデンサ１０で構成されたＲＣ回路と過負荷保護回路１２０が接続されており、過負荷状態を検出する端子でもある。
　ＬＳ端子は、入力電圧検出用の抵抗１１および１２と、低電圧検出回路１１０を接続する端子であり、平滑コンデンサ３の両端に印加されている入力直流電圧ＶＩＮＤＣの低下を検出する端子である。
　ＩＳ端子は、スイッチング素子１０１および電流検出回路１５０と、抵抗１３を接続する端子であり、スイッチング素子１０１を流れる電流を検出するための端子である。
　ＧＮＤ端子は、スイッチング制御回路１００の電位基準であるＧＮＤを平滑コンデンサ３の低電位側の端子に接続する端子である。
　起動回路１６０は、ＤＲＡＩＮ端子、ＶＣＣ端子、平滑コンデンサ１０２およびスイッチング制御回路１００の回路内部電圧源ＶＤＤに接続されている。スイッチング電源装置の起動時には、入力直流電圧ＶＩＮＤＣがトランス４の１次巻線４ａを介してＤＲＡＩＮ端子に印加されると、ＤＲＡＩＮ端子から起動回路１６０を介して、平滑コンデンサ１０２および１５に起動電流が流れる。平滑コンデンサ１０２および１５が充電され、ＶＤＤ電圧およびＶＣＣ端子電圧が上昇し、それぞれ起動電圧に達すると、起動回路１６０は起動電流をカットする。また、起動回路１６０は、スイッチング素子１０１のスイッチング動作可否を判断するためＶＣＣ端子電圧をモニターしており、図には示していないが、パルス制御回路１４０などに起動・停止信号を出力している。
　フィードバック制御回路１７０は、出力状態検出回路７から出力されるフィードバック信号がＦＢ端子を介して入力され、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に安定させるようスイッチング素子１０１を流れる電流またはスイッチング周波数を設定し、パルス制御回路１４０へ出力する。
　電流検出回路１５０は、スイッチング素子１０１を流れる電流を検出するため、ＩＳ端子に接続された抵抗１３に現れる電圧信号が入力され、あらかじめ設定された基準電圧と比較し、スイッチング素子１０１のターンオフ信号をパルス制御回路１４０に出力する。なお、比較するための基準電圧は、スイッチング制御方式によってはフィードバック制御回路１７０からの出力信号に応じて変化してもよい。
　低電圧検出回路１１０は、抵抗１１および１２と、入力電圧が予め定められた電圧値よりも低い電圧の時に活性化される低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶを生成する入力低電圧検出回路を実現する。より具体的には、低電圧検出回路１１０は、入力直流電圧ＶＩＮＤＣの低下を検出するため、入力電圧検出用の抵抗１１および１２で抵抗分割された電圧が入力され、あらかじめ設定された基準電圧と比較し、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶを過負荷保護回路１２０に出力する。
　図２は、本実施の形態１の低電圧検出回路１１０の一構成を示す回路図である。低電圧検出回路１１０は、比較器１１１と基準電圧源１１２から構成され、ＬＳ端子電圧が基準電圧源１１２で設定されたしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＵＶよりも低い場合、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶはハイレベルとなり活性化される。なお、誤検出防止や動作安定化のために、基準電圧源１１２はヒステリシスを有していてもよい。
　過負荷保護回路１２０は、後述する過負荷検出信号ＦＢ＿ＯＬの活性化によってスイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止する時に活性化される過負荷保護信号ＯＬＰを生成する。より具体的には、過負荷保護回路１２０は、スイッチング電源装置の過負荷状態を検出するためＦＢ端子電圧をモニターし、過負荷状態を検出するとスイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止するため、過負荷保護信号ＯＬＰをパルス制御回路１４０に出力する。また、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶが入力され、入力低電圧を検出している状態では過負荷保護が解除されないように制御される。
　図３は、本実施の形態１の過負荷保護回路１２０の一構成例である過負荷保護回路１２０ａを示す回路図である。過負荷保護回路１２０ａは、自己復帰型の過負荷保護回路であり、定電流源１２１、抵抗１２２、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２３、比較器１２４、基準電圧源１２５、ＲＳフリップフロップ回路１２６、インバータ回路１２７、ＡＮＤ回路１２８および復帰遅延回路１８０から構成され、図３に示すように各素子が接続されている。また、ＦＢ端子には外部にフォトカプラ８と、抵抗９とコンデンサ１０で構成されたＲＣ回路が接続されている。
　スイッチング電源装置が過負荷状態になると、出力状態検出回路７はフォトカプラ８に流す電流を減少させるため、定電流源１２１から流れる定電流がＦＢ端子に接続されたＲＣ回路へ流れ、ＦＢ端子電圧が上昇する。過負荷検出回路１３１は、出力状態信号（すなわち、フィードバック信号）が入力され、負荷状態が過負荷状態の時に活性化される過負荷検出信号ＦＢ＿ＯＬを生成する。この過負荷検出回路１３１は、基準電圧源１２５と比較器１２４で構成され、ＦＢ端子電圧が基準電圧源１２５で設定されたしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＯＬよりも高くなると、比較器１２４の出力である過負荷検出信号ＦＢ＿ＯＬをハイレベルに反転し、ＲＳフリップフロップ回路１２６のセット（Ｓ）に出力する。その結果、過負荷保護信号ＯＬＰがハイレベルに反転して活性化され、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止するようにパルス制御回路１４０に出力される。なお、定電流源１２１の定電流とＲＣ回路によって、過負荷状態となってから過負荷保護検出によるスイッチング動作停止までに遅延時間を設けている。
　ＲＳフリップフロップ回路１２６は、過負荷検出信号ＦＢ＿ＯＬの活性状態を記憶するラッチ回路を実現する。
　過負荷保護が動作すると、過負荷保護信号ＯＬＰの活性化によって、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２３がターンオンし、抵抗１２２を介して、ＦＢ端子に接続されたＲＣ回路から放電電流を流し、ＦＢ端子電圧を低下させる。また、過負荷保護信号ＯＬＰの活性化によって、復帰遅延回路１８０が動作開始し、所定の遅延時間後にＡＮＤ回路１２８へハイレベルの信号を出力する。このＡＮＤ回路１２８には、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがインバータ回路１２７により反転した信号も入力されている。そして、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがローレベル、すなわち非活性の時には、ＡＮＤ回路１２８の出力がハイレベルに反転し、ＲＳフリップフロップ回路１２６のリセット（Ｒ）に入力され、過負荷保護信号ＯＬＰがローレベルに反転して非活性化され、過負荷保護動作が終了する。よって、過負荷保護が動作後、所定の遅延時間で解除されるため、自己復帰型となる。
　図４は、本実施の形態１の復帰遅延回路１８０の一構成を示す回路図である。復帰遅延回路１８０は、インバータ回路１８１、１８６、１８７と、定電流源１８２と、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１８３と、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１８４と、コンデンサ１８５から構成される。この復帰遅延回路１８０は、第１の時間を計測するタイマ回路を実現する。入力信号である過負荷保護信号ＯＬＰがハイレベルに反転すると、定電流源１８２とコンデンサ１８５により所定の遅延時間が経過した後、遅延信号Ｔｉｍｅｒ＿ｏｕｔがハイレベルに反転し、過負荷保護を解除するための信号が出力される。
　パルス制御回路１４０は、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を制御するための回路であり、過負荷保護回路１２０、フィードバック制御回路１７０、電流検出回路１５０から入力される信号などからスイッチング動作や停止、ターンオンタイミングやターンオフタイミングを決定する。なお、パルス制御回路１４０には、周期的なターンオンタイミングを発生させる発振器などのターンオン信号生成回路やスイッチング素子１０１を駆動するためのドライブ回路などが含まれる。
　出力状態検出回路７はエネルギー変換回路から出力される電力に対する負荷の負荷状態を示す出力状態信号（すなわち、フィードバック信号）を生成する。より具体的には、出力状態検出回路７は、検出抵抗、ツェナーダイオード、シャントレギュレータなどで構成され、出力電圧Ｖｏｕｔの電圧レベルを検出し、その出力電圧Ｖｏｕｔが所定の電圧に安定するように、フォトカプラ８を介してフィードバック信号をスイッチング制御回路１００に出力する。なお、出力電圧Ｖｏｕｔの検出には、補助巻線４ｃに発生するフライバック電圧を利用してもよく、整流ダイオード１４および平滑コンデンサ１５による整流平滑後のＶＣＣ電圧を利用してもよい。
　以上のように構成された図１に示すスイッチング電源装置およびスイッチング制御用半導体装置の動作を説明する。
　商用電源などの交流電源１が入力されると、ブリッジダイオード２と平滑コンデンサ３とにより整流平滑され、入力直流電圧ＶＩＮＤＣに変換される。この入力直流電圧ＶＩＮＤＣは、トランス４の１次巻線４ａを介して、ＤＲＡＩＮ端子に印加され、ＤＲＡＩＮ端子からスイッチング制御回路１００内の起動回路１６０を介して、ＶＣＣ端子に接続されている平滑コンデンサ１５に起動電流が流れる。ＶＣＣ端子電圧が上昇し、起動回路１６０で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子１０１のスイッチング制御が開始される。
　また、起動時、出力電圧Ｖｏｕｔは低いため出力状態検出回路７からフォトカプラ８には電流が流れず、過負荷状態でのスイッチング制御となる。すなわち、ＦＢ端子電圧は、定電流源１２１と抵抗９およびコンデンサ１０によって上昇するため、基準電圧源１２５によるしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＯＬを超えて過負荷保護が動作しないように、コンデンサ１０の容量値が設定されている。なお、過負荷状態でのスイッチング動作は、周波数および電流ピークが高く、スイッチング素子１０１などに負担がかかるため、起動時のみ、周波数や電流ピークを徐々に上昇させるソフトスタート機能が設けられる場合もある。
　一旦、スイッチング素子１０１がターンオンすると、スイッチング素子１０１および抵抗１３に電流が流れ、電流の大きさに応じた電圧信号が電流検出回路１５０に入力される。あらかじめ設定された基準電圧以上に上昇すると、スイッチング素子１０１はターンオフする。
　スイッチング素子１０１がターンオフすると、スイッチング素子１０１のオン時間中にトランス４の１次側に電流が流れることによって蓄えられたエネルギーが２次側に伝達される。
　以上のようなスイッチング動作が繰り返されて、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇していく。このとき、出力電圧Ｖｏｕｔが、出力状態検出回路７で設定された所定の電圧以上になると、出力状態検出回路７およびフォトカプラ８は、フィードバック信号としてスイッチング制御回路１００のＦＢ端子から電流を流出するよう制御する。この流出電流の大きさで、フィードバック制御回路１７０は、スイッチング素子１０１を流れる電流またはスイッチング周波数を調整する。
　具体的には、スイッチング電源装置に接続される負荷への電流供給が小さい軽負荷時には、スイッチング素子１０１を流れる電流またはスイッチング周波数を低く設定し、重負荷時には、スイッチング素子１０１を流れる電流またはスイッチング周波数を高く設定する。このように、スイッチング制御回路１００は、スイッチング電源装置に接続される負荷に供給される電力に応じて、スイッチング素子１０１を流れる電流または周波数を変化させながら、出力電圧Ｖｏｕｔを所定の電圧に安定させるように制御を行う。
　ここで、過負荷保護動作について説明する。過負荷状態では、スイッチング動作によるエネルギー供給が不足し出力電圧Ｖｏｕｔが低下するため、起動時と同様に出力状態検出回路７からフォトカプラ８には電流が流れず、ＦＢ端子電圧は、過負荷保護回路１２０ａ内の定電流源１２１と抵抗９およびコンデンサ１０によって上昇する。ＦＢ端子電圧が基準電圧源１２５によるしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＯＬを超えるまで過負荷状態が継続すると、過負荷保護信号ＯＬＰがハイレベルに反転して活性化される。過負荷保護信号ＯＬＰが活性化されると、パルス制御回路１４０を介して、スイッチング素子１０１のスイッチング動作を停止し、過負荷保護動作が開始される。また、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２３がターンオンし、ＦＢ端子電圧を低下させ、再起動に備える。
　過負荷保護が動作後、入力電圧が正常な場合には、復帰遅延回路１８０によって設定された所定の遅延時間が経過すると、過負荷保護信号ＯＬＰがローレベルに反転して非活性化され、過負荷保護動作が終了する。ＶＣＣ端子電圧が低下している場合には、起動電圧まで上昇後、スイッチング素子１０１のスイッチング制御が再開され、再起動となる。過負荷状態が続いている場合には、再度過負荷保護が動作し、停止と再起動を繰り返す。
　次に、図５に示すタイミングチャートを用いて、交流電源１がオフした場合の本実施の形態１におけるスイッチング電源装置の動作を説明する。
　交流電源１がオフすると、平滑コンデンサ３の端子間電圧である入力直流電圧ＶＩＮＤＣが低下し、スイッチング動作による供給可能なエネルギーが減少する。入力直流電圧ＶＩＮＤＣの低下が進むと供給エネルギーが不足して過負荷状態となり、ＦＢ端子電圧が上昇し、過負荷保護が動作する。
　過負荷保護が動作すると、スイッチング動作を停止すると同時に、復帰遅延回路１８０内のコンデンサ１８５の充電が開始される。所定の遅延時間が経過すると、コンデンサ１８５の電圧はインバータ回路１８６の出力が反転するしきい値電圧Ｖｔｈ＿Ｔｉｍｅｒを超え、復帰遅延回路１８０の出力信号Ｔｉｍｅｒ＿ｏｕｔはハイレベルに反転する。一方、入力直流電圧ＶＩＮＤＣがしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＵＶよりも低下しており、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶは活性状態のため、ＡＮＤ回路１２８の出力はローレベルが維持され、ＲＳフリップフロップ回路１２６はリセットされない。よって、過負荷保護信号ＯＬＰは活性状態で維持され、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがローレベルに反転し非活性化されるまで過負荷保護停止期間が延長される。
　交流電源１が復帰すると、入力直流電圧ＶＩＮＤＣが上昇し、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがローレベルに反転し非活性化される。ＲＳフリップフロップ回路１２６にリセット信号が入力され、過負荷保護信号ＯＬＰはローレベルに反転し非活性化されるため、ＦＢ端子電圧が上昇し、スイッチング動作を再開する。
　すなわち、過負荷保護は入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶに関係なく動作開始するが、過負荷保護の解除は入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶが非活性状態の時のみとなる。
　なお、交流電源１のオフ期間が長く、ＶＤＤ電圧が低下し、ＲＳフリップフロップ回路１２６が出力信号を保持できない場合は、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶに関係なく過負荷保護が解除され、その後、交流電源１の復帰によってＶＤＤ電圧やＶＣＣ端子電圧が起動電圧に達することでスイッチング動作を再開してもよい。
　次に、図５よりも負荷が軽い場合の動作を図６に示すタイミングチャートを用いて説明する。
　交流電源１がオフすると入力直流電圧ＶＩＮＤＣが低下するが、供給可能なエネルギーよりも負荷が軽いために過負荷状態とならず、スイッチング動作が継続し出力電圧Ｖｏｕｔが維持される。交流電源１が復帰するまでスイッチング動作が継続すれば、瞬低であっても出力電圧Ｖｏｕｔは低下することなく、負荷側に接続される電子機器に電力供給を続けることができる。
　以上より、本実施の形態１のスイッチング電源装置は、交流電源１がオフして過負荷保護が動作しても、交流電源１が復帰して入力直流電圧ＶＩＮＤＣがしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＵＶよりも高くなるまで過負荷保護停止期間が延長される。このため、電子機器の誤動作の原因となるような不要な復帰を回避できる。また、入力直流電圧ＶＩＮＤＣがしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＵＶよりも高くなるとスイッチング動作の再開が可能となるため、図２０に示したような従来のスイッチング電源装置の復帰が遅れる課題を解決できる。
　さらに、瞬低などで入力直流電圧ＶＩＮＤＣが低下しても過負荷保護が動作しない程度の負荷の大きさであればスイッチング動作が継続されるため、図２１で示したような従来の入力低電圧検出回路を有したスイッチング電源装置の瞬低時の出力低下課題を解決できる。また、交流電源オフ時に過負荷保護が動作するまでスイッチング動作を停止しないため、平滑コンデンサ３に電荷が残りにくく、メンテナンス時なども利便性が高い。また、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶは過負荷保護の解除にのみ使用され、通常動作中に入力低電圧を検出してもスイッチング動作に影響を与えない。このため、スイッチング動作による入力直流電圧のリップル電圧やスイッチングノイズに対して長い遅延時間を設けるなどの誤検出防止が必要なく、コストの増加を抑えることができる。
　なお、低電圧検出回路１１０の基準電圧源１１２がヒステリシスを有していてもよく、その場合は、復帰時の入力直流電圧ＶＩＮＤＣが高くなるため再起動時に過負荷保護が動作しにくくなり、よりスムーズに復帰が可能となる。
　また、交流電源１がオフして過負荷保護が動作するまでに、入力低電圧が検出されるようにしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＵＶが設定されていることが望ましく、交流電源１がオフする時の不要な復帰を確実に回避することができる。
　また、入力低電圧検出機能が不要な場合にＬＳ端子をＧＮＤ端子と短絡することで無効化できるように、しきい値電圧Ｖｔｈ＿ＵＶよりも低い無効化しきい値電圧を設けてもよい。さらに、入力低電圧検出機能が必要な場合には、交流電源１がオフして入力直流電圧ＶＩＮＤＣが無効化しきい値電圧より低くなっても無効化してしまわないように、入力直流電圧ＶＩＮＤＣが無効化しきい値電圧よりも一旦高くなれば、その後に無効化しきい値電圧を下回っても無効化しないようにしてもよい。
　また、復帰遅延回路１８０は、ＶＣＣ端子に接続された平滑コンデンサ１５などスイッチング制御回路１００の外部に接続された部品を利用して、所定の遅延時間を設定してもよい。
　また、負荷状態を示すフィードバック信号を生成しスイッチング制御回路１００に入力するため、出力状態検出回路７とフォトカプラ８を設けているが、２次側出力電圧Ｖｏｕｔから検出するのではなく、補助巻線４ｃまたは整流平滑後のＶＣＣ端子電圧から検出し、フィードバック信号を生成してもよい。
　また、フライバック型のスイッチング電源装置の構成について説明したが、フォワード型や降圧チョッパー型などトポロジーが異なる構成でもよい。
　（実施の形態１の変形例）
　実施の形態１のスイッチング電源装置の変形例について、図７を参照しながら説明する。実施の形態１の変形例に係るスイッチング電源装置は、実施の形態１のスイッチング電源装置とほぼ同じであるが、実施の形態１と比較して、スイッチング制御回路１００のＬＳ端子の接続が異なる。
　実施の形態１では、スイッチング制御回路１００のＬＳ端子は、入力電圧検出用の抵抗１１および１２に接続されて入力直流電圧ＶＩＮＤＣに比例する電圧が入力されていたが、図７に示す本変形例のスイッチング電源装置は、ＧＮＤ端子に接続される。
　ＬＳ端子電圧は０Ｖに固定されるため、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶは常にローレベルで非活性状態となる。すなわち、過負荷保護回路１２０ａのＲＳフリップフロップ回路１２６のリセットには常にローレベルの信号が入力され、一旦過負荷保護が動作すると解除できなくなる。よって、過負荷保護動作後の復帰は、スイッチング制御回路１００の電源電圧であるＶＣＣ端子電圧やＶＤＤ電圧の低下によるＲＳフリップフロップ回路１２６の初期化が必要となり、本変形例のスイッチング電源装置はラッチ型の過負荷保護とみなせる。
　以上より、本変形例は、自己復帰型の過負荷保護回路１２０ａを備えたスイッチング制御回路１００を使用してラッチ型の過負荷保護を実現できるスイッチング電源装置である。これにより、１つのスイッチング制御回路１００で２通りの過負荷保護が選択できるため、スイッチング電源装置の設計自由度が向上する。
　（実施の形態２）
　次に、実施の形態２に係るスイッチング電源装置および半導体装置について、図８および９を参照しながら説明する。
　実施の形態１では、過負荷保護回路１２０ａ内の復帰遅延回路１８０によって設定される遅延時間は、入力低電圧検出状態に関係なく一定であったが、本実施の形態２では、入力低電圧検出状態によって遅延時間が変化するスイッチング電源装置について説明する。なお、実施の形態１と重複する説明は省略する。
　図８は、本実施の形態２のスイッチング電源装置の過負荷保護回路１２０の一構成例である過負荷保護回路１２０ｂを示す回路図である。実施の形態１の過負荷保護回路１２０ａを示す図３と比較して、復帰遅延回路２８０とその接続が異なる。復帰遅延回路２８０は、過負荷保護信号ＯＬＰの他に入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶが入力される。また、図９は、本実施の形態２のスイッチング電源装置の復帰遅延回路２８０の一構成例を示す回路図である。実施の形態１の復帰遅延回路１８０を示す図４と比較して、入力信号である入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶ、インバータ回路２８８、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２８９が追加されている。
　以上のように構成された本実施の形態２に係るスイッチング電源装置および半導体装置の動作について、実施の形態１と異なる過負荷保護を中心に説明する。
　過負荷保護が動作後、入力電圧が正常な場合には、実施の形態１と同様に、復帰遅延回路２８０内の定電流源１８２、コンデンサ１８５、インバータ回路１８６の出力が反転するしきい値電圧Ｖｔｈ＿Ｔｉｍｅｒによって設定された所定の遅延時間が経過すると、過負荷保護信号ＯＬＰがローレベルに反転し非活性化され、過負荷保護動作が終了する。
　一方、交流電源がオフし、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶが活性状態すなわちハイレベルになると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２８９が導通し、コンデンサ１８５の電圧上昇速度が非常に大きくなるため、遅延時間も非常に短くなる。よって、過負荷保護動作後すぐに遅延信号Ｔｉｍｅｒ＿ｏｕｔがハイレベルに反転し、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがローレベルに反転し非活性化されればすぐに過負荷保護動作が終了する。
　以上より、本実施の形態２に係るスイッチング電源装置は、実施の形態１と同様に、電源停止時や入力電圧が短期間低下する瞬低（瞬断、瞬停を含む）時も含めて適切な過負荷保護動作が可能となる。さらに、入力低電圧検出状態によって遅延時間が変化するため、瞬低などによって過負荷保護が動作しても、交流電源が復帰するとすぐに過負荷保護が解除され、スイッチング電源装置の復帰の遅れを短くすることができる。
　なお、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶによってコンデンサ１８５の充電電流を切り替えたが、コンデンサ１８５の接続、非接続を切り替えるなどにより、入力低電圧検出状態では遅延時間をゼロとしてもよい。
　（実施の形態３）
　次に、実施の形態３に係るスイッチング電源装置および半導体装置について、図１０を参照しながら説明する。
　実施の形態１では、自己復帰型の過負荷保護回路１２０を備えたスイッチング電源装置であったが、本実施の形態３では、ラッチ型の過負荷保護回路１２０を備えたスイッチング電源装置について説明する。なお、実施の形態１と重複する説明は省略する。
　図１０は、本実施の形態３のスイッチング電源装置の過負荷保護回路１２０の一構成例である過負荷保護回路１２０ｃを示す回路図である。実施の形態１の過負荷保護回路１２０ａを示す図３と比較して、ＲＳフリップフロップ回路１２６のリセットに立ち下がりエッジ検出回路が接続されている点が異なる。立ち下がりエッジ検出回路は、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶが入力されており、インバータ回路３２９、３３０と、抵抗３３１と、コンデンサ３３２と、ＡＮＤ回路３３３から構成される。
　以上のように構成された本実施の形態３に係るスイッチング電源装置および半導体装置の動作について、実施の形態１と異なる過負荷保護を中心に説明する。
　入力電圧が正常な場合には、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶは非活性状態すなわちローレベルで維持される。このため、一旦過負荷保護が動作すると、過負荷保護回路１２０ｃのＲＳフリップフロップ回路１２６のリセットには常にローレベルの信号が入力され、過負荷保護動作が保持される。過負荷保護の解除には、スイッチング制御回路１００の電源電圧であるＶＣＣ端子電圧やＶＤＤ電圧の低下によるＲＳフリップフロップ回路１２６の初期化が必要となり、ラッチ型の過負荷保護動作が有効となっている。
　一方、交流電源がオフし、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがハイレベルに反転し活性化されると、インバータ回路３２９および３３０の出力がそれぞれ反転し、抵抗３３１を介してコンデンサ３３２が充電される。その後、交流電源が復帰し、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがローレベルに反転し非活性化されると、コンデンサ３３２が放電されながらＡＮＤ回路３３３からは一時的にハイレベルの信号が出力され、ＲＳフリップフロップ回路１２６にパルス波形のリセット信号が入力される。よって、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶが活性状態から非活性化される際に、ハイレベルからローレベルへの立ち下がりエッジの検出により、過負荷保護信号ＯＬＰがローレベルに反転して非活性化され、過負荷保護動作が終了する。
　以上より、本実施の形態３に係るスイッチング電源装置は、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶが活性状態から非活性状態になる時にラッチ型の過負荷保護が解除される。このため、瞬低などによって過負荷保護が動作しても、交流電源が復帰するとすぐに過負荷保護が解除され、スイッチング電源装置が復帰できなくなるといった課題を防ぐことができる。
　（実施の形態４）
　次に、実施の形態４に係るスイッチング電源装置および半導体装置について、図１１および１２を参照しながら説明する。
　実施の形態１では、入力直流電圧ＶＩＮＤＣの低下を検出する低電圧検出回路１１０を備えたスイッチング電源装置であったが、本実施の形態４では、交流電源１の交流電圧ＶＩＮＡＣの低下を検出する低電圧検出回路４１０を備えたスイッチング電源装置について説明する。なお、実施の形態１と重複する説明は省略する。
　図１１は、本実施の形態４のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。実施の形態１のスイッチング電源装置を示す図１と比較して、入力電圧検出用の抵抗２１、２２と、スイッチング制御回路４００内の低電圧検出回路４１０が異なる。抵抗２１は交流電源１に接続されており、抵抗２１および２２には交流電源１の交流電圧をブリッジダイオード２により半波整流した半波整流電圧が印加され、抵抗２１および２２により分圧された半波整流電圧がスイッチング制御回路４００のＬＳ端子に入力される。また、図１２は、本実施の形態４の低電圧検出回路４１０の一構成例を示す回路図である。実施の形態１の低電圧検出回路１１０を示す図２と比較して、低電圧検出遅延回路が追加されている。低電圧検出遅延回路は、インバータ回路４１３、４１８、４１９と、定電流源４１４と、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ４１５と、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ４１６と、コンデンサ４１７から構成される。
　低電圧検出回路４１０は、抵抗２１および２２と、交流電圧が予め定められた電圧値より低い電圧の時に活性化される入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶを生成する入力低電圧検出回路を実現する。
　以上のように構成された本実施の形態４に係るスイッチング電源装置および半導体装置の動作について、実施の形態１と異なる入力低電圧検出を中心に説明する。
　交流電源１の交流電圧ＶＩＮＡＣの低下を検出するため、スイッチング制御回路４００のＬＳ端子には半波整流電圧が入力され、基準電圧源１１２で設定されたしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＵＶよりも低い期間は比較器１１１からハイレベルの信号が出力される。この比較器１１１の出力信号は、通常動作時は、ハイレベルの期間が交流電源１の周期（例えば５０Ｈｚの交流電源であれば２０ｍｓ）よりも短くなる。このため、定電流源４１４の定電流とコンデンサ４１７で設定される低電圧検出遅延時間（例えば２０ｍｓ）が交流電源１の周期以上に設定されていれば、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶは非活性状態で維持される。
　一方、交流電源１がオフするなど交流電圧ＶＩＮＡＣが低下すると、比較器１１１の出力信号のハイレベルの期間が低電圧検出遅延時間よりも長くなり、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶはハイレベルに反転し活性化される。よって、低電圧検出遅延回路を設けることで誤検出なく交流電源１の交流電圧ＶＩＮＡＣの低下を検出できる。
　以上より、本実施の形態４に係るスイッチング電源装置は、実施の形態１と同様に、電源停止時や入力電圧が短期間低下する瞬低（瞬断、瞬停を含む）時も含めて適切な過負荷保護動作が可能となる。さらに、入力電圧検出用の抵抗２１、２２に印加される電圧が半波整流電圧のため、入力直流電圧ＶＩＮＤＣが印加されるよりも消費電力が削減できる。また、入力直流電圧ＶＩＮＤＣから入力電圧を検出するよりも早く交流電源１のオフを検出できるため、より確実に従来のスイッチング電源装置の課題を解決できる。
　（実施の形態５）
　次に、実施の形態５に係るスイッチング電源装置および半導体装置について、図１３および１４を参照しながら説明する。
　実施の形態１では、入力直流電圧ＶＩＮＤＣの低下を検出するため、スイッチング制御回路１００に入力電圧検出専用端子としてＬＳ端子を設けたスイッチング電源装置であった。これに対して、本実施の形態５では、入力電圧検出専用端子を設けないスイッチング電源装置について説明する。なお、実施の形態１と重複する説明は省略する。
　図１３は、本実施の形態５のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。実施の形態１のスイッチング電源装置を示す図１と比較して、スイッチング制御回路５００の低電圧検出回路５１０がＤＲＡＩＮ端子に接続された点が異なる。また、図１４は、本実施の形態５の低電圧検出回路５１０の一構成例を示す回路図である。実施の形態１の低電圧検出回路１１０を示す図２と比較して、ＬＳ端子電圧の代わりにＤＲＡＩＮ端子電圧が入力されており、入力電圧検出用の抵抗５１３および５１４が比較器１１１に接続される。
　低電圧検出回路５１０は、交流電圧が予め定められた電圧値より低い電圧の時に活性化される入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶを生成する入力低電圧検出回路を実現する。
　以上のように構成された本実施の形態５に係るスイッチング電源装置および半導体装置の動作について、実施の形態１と異なる入力低電圧検出を中心に説明する。
　過負荷保護が動作せずスイッチング素子１０１がスイッチング動作している場合には、スイッチング素子１０１の導通期間はＤＲＡＩＮ端子電圧が低下するため、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがハイレベルとなることもあるが、過負荷保護回路１２０内で無効化される。
　過負荷保護が動作すると、スイッチング素子１０１のスイッチング動作が停止するため、ＤＲＡＩＮ端子にはトランス４の１次巻線４ａを介して入力直流電圧ＶＩＮＤＣが印加され、ＤＲＡＩＮ端子でも入力直流電圧ＶＩＮＤＣを精度良く安定してモニターすることができる。
　入力電圧が正常な場合には、過負荷保護の動作中は、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶは非活性状態で維持されるため、過負荷保護回路１２０ａのＡＮＤ回路１２８にはハイレベルの信号が常に入力され、復帰遅延回路１８０からの遅延信号Ｔｉｍｅｒ＿ｏｕｔによって過負荷保護の解除タイミングが決定される。
　一方、交流電源がオフし、過負荷保護の動作中に、ＤＲＡＩＮ端子電圧すなわち入力直流電圧ＶＩＮＤＣが入力検出用の抵抗５１３、５１４で抵抗分割された電圧が、基準電圧源１１２で設定されるしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＵＶよりも低い場合には、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがハイレベルに反転し活性化される。これにより、過負荷保護回路１２０ａのＡＮＤ回路１２８の出力はローレベルが維持されるため、ＲＳフリップフロップ回路１２６はリセットされない。よって、過負荷保護信号ＯＬＰは活性状態で維持され、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがローレベルに反転し非活性化されるまで過負荷保護停止期間が延長される。
　交流電源１が復帰すると、入力直流電圧ＶＩＮＤＣが上昇し、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがローレベルに反転し非活性化される。ＲＳフリップフロップ回路１２６にリセット信号が入力され、過負荷保護信号ＯＬＰはローレベルに反転し非活性化されるため、ＦＢ端子電圧が上昇し、スイッチング動作を再開する。
　以上より、本実施の形態５に係るスイッチング電源装置は、実施の形態１と同様に、電源停止時や入力電圧が短期間低下する瞬低（瞬断、瞬停を含む）時も含めて適切な過負荷保護動作が可能となる。さらに、ＤＲＡＩＮ端子を入力低電圧検出に利用することで、入力電圧検出専用端子を削減することができる。
　なお、ＤＲＡＩＮ端子に接続される低電圧検出回路５１０の抵抗５１３はスイッチング素子１０１と同等の高耐圧素子であることが必要だが、ＤＲＡＩＮ端子と抵抗５１３の間に高耐圧の接合型トランジスタ（ＪＦＥＴ）を挿入し、抵抗５１３を低耐圧素子としてもよい。また、ＪＦＥＴは起動回路１６０など他の回路で使用されているＪＦＥＴと兼用してもよい。また、過負荷保護動作中に入力直流電圧ＶＩＮＤＣの低下を検出することが可能な端子があれば、ＤＲＡＩＮ端子の代わりに低電圧検出回路５１０を接続してもよい。
　（実施の形態６）
　次に、実施の形態６に係るスイッチング電源装置および半導体装置について、図１５および１６を参照しながら説明する。
　実施の形態５では、ＤＲＡＩＮ端子電圧を常にモニターしていたが、本実施の形態６では、過負荷保護動作中のみＤＲＡＩＮ端子電圧をモニターするスイッチング電源装置について説明する。なお、実施の形態５と重複する説明は省略する。
　図１５は、本実施の形態６のスイッチング電源装置の一構成例を示す回路図である。実施の形態５のスイッチング電源装置を示す図１３と比較して、スイッチング制御回路６００の低電圧検出回路６１０に過負荷保護信号ＯＬＰが入力されている点が異なる。また、図１６は、本実施の形態６の低電圧検出回路６１０の一構成例を示す回路図である。実施の形態５の低電圧検出回路５１０を示す図１４と比較して、ＤＲＡＩＮ端子と抵抗５１３の間には高耐圧の接合型トランジスタ（ＪＦＥＴ）６１５が挿入され、抵抗５１４とＧＮＤの間には過負荷保護信号ＯＬＰがゲートに入力されたＮ型ＭＯＳＦＥＴ６１６が挿入されている。
　低電圧検出回路６１０は、交流電圧が予め定められた電圧値より低い電圧の時に活性化される入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶを生成する入力低電圧検出回路を実現する。
　以上のように構成された本実施の形態６に係るスイッチング電源装置および半導体装置の動作について、実施の形態５と異なる入力低電圧検出を中心に説明する。
　過負荷保護が動作していない場合には、過負荷保護信号ＯＬＰが非活性状態であり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６１６が非導通状態のため、入力電圧検出用の抵抗５１３および５１４には電流が流れない。よって、通常動作時の消費電力を削減することができる。また、比較器１１１は、ＪＦＥＴ６１５によってクランプされた電圧が入力されるため、低耐圧の素子で構成することができる。なお、実施の形態５のスイッチング電源装置と同様に、スイッチング素子１０１がスイッチング動作している場合には、スイッチング素子１０１の導通期間はＤＲＡＩＮ端子電圧が低下するため、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがハイレベルとなることもあるが、過負荷保護回路１２０内で無効化される。
　過負荷保護が動作すると、過負荷保護信号ＯＬＰが活性状態となり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ６１６が導通状態となるため、入力電圧検出用の抵抗５１３および５１４には電流が流れる。比較器１１１には、ＤＲＡＩＮ端子電圧からＪＦＥＴ６１５によって降圧され、さらに抵抗５１３および５１４によって分圧された電圧が入力される。スイッチング素子１０１のスイッチング動作が停止するため、ＤＲＡＩＮ端子にはトランス４の１次巻線４ａを介して入力直流電圧ＶＩＮＤＣが印加され、ＤＲＡＩＮ端子でも入力直流電圧ＶＩＮＤＣを精度良く安定してモニターすることができる。
　入力電圧が正常な場合には、過負荷保護の動作中は、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶは非活性状態で維持されるため、過負荷保護回路１２０ａのＡＮＤ回路１２８にはハイレベルの信号が常に入力され、復帰遅延回路１８０からの遅延信号Ｔｉｍｅｒ＿ｏｕｔによって過負荷保護の解除タイミングが決定される。
　一方、交流電源がオフし、過負荷保護の動作中に、ＤＲＡＩＮ端子電圧すなわち入力直流電圧ＶＩＮＤＣがＪＦＥＴ６１５及び抵抗５１３からなる抵抗と、抵抗５１４とで抵抗分割された電圧が、基準電圧源１１２で設定されるしきい値電圧Ｖｔｈ＿ＵＶよりも低い場合には、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがハイレベルに反転し活性化される。これにより、過負荷保護回路１２０ａのＡＮＤ回路１２８の出力はローレベルが維持されるため、ＲＳフリップフロップ回路１２６はリセットされない。よって、過負荷保護信号ＯＬＰは活性状態で維持され、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがローレベルに反転し非活性化されるまで過負荷保護停止期間が延長される。
　交流電源１が復帰すると、入力直流電圧ＶＩＮＤＣが上昇し、入力低電圧検出信号ＶＩＮ＿ＵＶがローレベルに反転し非活性化される。ＲＳフリップフロップ回路１２６にリセット信号が入力され、過負荷保護信号ＯＬＰはローレベルに反転し非活性化されるため、ＦＢ端子電圧が上昇し、スイッチング動作を再開する。
　以上より、本実施の形態６に係るスイッチング電源装置は、実施の形態５と同様に、ＤＲＡＩＮ端子を入力低電圧検出に利用することで、入力電圧検出専用端子を削減することができる。さらに、通常動作中は、入力電圧検出用の抵抗５１３および５１４に電流を流さないことで、消費電力を削減できる。
　なお、ＤＲＡＩＮ端子に接続された起動回路１６０など他の回路で使用されているＪＦＥＴを低電圧検出回路６１０のＪＦＥＴ６１５と兼用してもよい。また、抵抗５１３や比較器１１１を高耐圧素子で構成し、ＪＦＥＴ６１５を削減してもよい。
　以上、本出願において開示する技術の例示として、実施の形態１～６および変形例として、添付図面および詳細な説明を提供した。
　したがって、添付図面および詳細な説明に記載された構成要素の中には、課題解決のために必須な構成要素だけでなく、上記技術を例示するために、課題解決のためには必須でない構成要素も含まれ得る。そのため、それらの必須ではない構成要素が添付図面や詳細な説明に記載されていることをもって、直ちに、それらの必須ではない構成要素が必須であるとの認定をするべきではない。
　なお、本開示における技術は、これらに限定されるものではなく、適宜、変更、置き換え、付加、省略などを行った実施の形態にも適用可能である。また、本開示における技術の趣旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を施したものや、複数の実施の形態における構成要素を組み合わせて構築される形態も、本開示における技術の範囲内に含まれる。
　本発明は、過負荷保護機能を備える電源装置に広く利用可能である。
１　　交流電源
２　　ブリッジダイオード
３，６，１５，１０２，１００３　　平滑コンデンサ
４，１００４　　トランス
４ａ　　１次巻線
４ｂ　　２次巻線
４ｃ　　補助巻線
５，１４　　整流ダイオード
７　　出力状態検出回路
８　　フォトカプラ
９，１１，１２，１３，２１，２２，１２２，３３１，５１３，５１４　　抵抗
１０，１８５，３３２，４１７，１１８６　　コンデンサ
１００，４００，５００，６００，１１００　　スイッチング制御回路
１０１　　スイッチング素子
１１０，４１０，５１０，６１０　　低電圧検出回路
１１１，１２４　　比較器
１１２，１２５　　基準電圧源
１２０，１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃ，１１２０　　過負荷保護回路
１２１，１８２，４１４　　定電流源
１２３，１８４，４１６，６１６　　Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１２６　　ＲＳフリップフロップ回路
１２７，１８１，１８６，１８７，２８８，３２９，３３０，４１３，４１８，４１９　　インバータ回路
１２８，３３３　　ＡＮＤ回路
１３１　　過負荷検出回路
１４０　　パルス制御回路
１５０　　電流検出回路
１６０　　起動回路
１７０　　フィードバック制御回路
１８０，２８０，１１８０　　復帰遅延回路
１８３，２８９，４１５　　Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
６１５　　接合型トランジスタ（ＪＦＥＴ）

Claims (8)

  1. 　直流の入力電圧が入力されるエネルギー変換回路と、
    　前記エネルギー変換回路から出力される電圧を整流平滑して負荷に出力電圧を出力する出力整流平滑回路と、
    　前記エネルギー変換回路に接続され、前記入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
    　前記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、
    　前記エネルギー変換回路から出力される電力に対する前記負荷の負荷状態を示す出力状態信号を生成する出力状態検出回路とを有し、
    　前記スイッチング制御回路は、
    　前記出力状態信号が入力され、前記負荷状態が過負荷状態の時に活性化される過負荷検出信号を生成する過負荷検出回路と、
    　前記過負荷検出信号の活性化によって前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する時に活性化される過負荷保護信号を生成する過負荷保護回路と、
    　前記入力電圧が予め決められた電圧値より低い電圧の時に活性化される入力低電圧検出信号を生成する入力低電圧検出回路とを有し、
    　前記入力電圧が低下することによって前記負荷状態が過負荷状態になった時には、前記過負荷検出信号の活性化によって前記過負荷保護信号が活性化され、
    　前記入力低電圧検出信号が非活性状態の時に前記過負荷保護信号が非活性化される
    　ことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 　交流電源の交流電圧を整流平滑して直流の入力電圧を出力する入力整流平滑回路と、
    　前記入力電圧が入力されるエネルギー変換回路と、
    　前記エネルギー変換回路から出力される電圧を整流平滑して負荷に出力電圧を出力する出力整流平滑回路と、
    　前記エネルギー変換回路に接続され、前記入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、
    　前記スイッチング素子のスイッチングを制御するスイッチング制御回路と、
    　前記エネルギー変換回路から出力される電力に対する前記負荷の負荷状態を示す出力状態信号を生成する出力状態検出回路とを有し、
    　前記スイッチング制御回路は、
    　前記出力状態信号が入力され、前記負荷状態が過負荷状態の時に活性化される過負荷検出信号を生成する過負荷検出回路と、
    　前記過負荷検出信号の活性化によって前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する時に活性化される過負荷保護信号を生成する過負荷保護回路と、
    　前記交流電圧が予め決められた電圧値より低い電圧の時に活性化される入力低電圧検出信号を生成する入力低電圧検出回路とを有し、
    　前記入力電圧が低下することによって前記負荷状態が過負荷状態になった時には、前記過負荷検出信号の活性化によって前記過負荷保護信号が活性化され、
    　前記入力低電圧検出信号が非活性状態の時に前記過負荷保護信号が非活性化される
    　ことを特徴とするスイッチング電源装置。
  3. 　前記過負荷保護回路は、
    　第１の時間を計測するタイマ回路を有し、
    　前記過負荷保護信号は、
    　前記過負荷検出信号の活性化から前記第１の時間の間継続して活性化され、
    　前記過負荷検出信号の活性化から前記第１の時間後、かつ前記入力低電圧検出信号が非活性状態の時に非活性化される
    　ことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記タイマ回路は、
    　前記入力低電圧検出信号が活性化された時は前記第１の時間が前記第１の時間より短い第２の時間に変更される
    　ことを特徴とする請求項３に記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記過負荷保護回路は、
    　前記過負荷検出信号の活性化状態を記憶するラッチ回路を有し、
    　前記ラッチ回路は
    　前記過負荷検出信号が活性化された時にセットされて前記過負荷保護信号を活性化し、前記入力低電圧検出信号が活性状態から非活性化された時にリセットされて前記過負荷保護信号を非活性化する
    　ことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記入力低電圧検出回路の前記予め決められた電圧値より低い電圧の検出は、
    　前記スイッチング素子と前記エネルギー変換回路の接続点の電圧に基づいて行う
    　ことを特徴とする請求項１または２に記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記入力低電圧検出回路の消費電流は、
    　前記過負荷保護信号が非活性化状態の時に該信号が活性状態の時より少なくなる
    　ことを特徴とする請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  8. 　請求項１から請求項７までのうちいずれか１つに記載のスイッチング電源装置において、
    　前記スイッチング制御回路を、半導体基板上に集積回路として形成した
    　ことを特徴とするスイッチング制御用の半導体装置。
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