[go: up one dir, main page]

KR100342590B1 - 펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이 - Google Patents

펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이 Download PDF

Info

Publication number
KR100342590B1
KR100342590B1 KR1019990043073A KR19990043073A KR100342590B1 KR 100342590 B1 KR100342590 B1 KR 100342590B1 KR 1019990043073 A KR1019990043073 A KR 1019990043073A KR 19990043073 A KR19990043073 A KR 19990043073A KR 100342590 B1 KR100342590 B1 KR 100342590B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
power supply
output
unit
current
mosfet
Prior art date
Application number
KR1019990043073A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20010036172A (ko
Inventor
장경운
Original Assignee
김덕중
페어차일드코리아반도체 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 김덕중, 페어차일드코리아반도체 주식회사 filed Critical 김덕중
Priority to KR1019990043073A priority Critical patent/KR100342590B1/ko
Priority to TW089104992A priority patent/TW472433B/zh
Priority to US09/643,534 priority patent/US6381151B1/en
Publication of KR20010036172A publication Critical patent/KR20010036172A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100342590B1 publication Critical patent/KR100342590B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

이 발명은 스위칭 모드 파워 서플라이에 관한 것으로, 전력 공급부, 출력부, 피드백 회로부, 전원부 및 스위칭 제어부를 포함한다.
이 발명은 스위칭 제어부를 하나의 칩화하고, 스위칭 제어부내에 접합형 전계효과 트랜지스터와 내부 스위치를 설치하여, 시스템 초기 구동시 전력 공급부의 출력 전류가 상기 전계효과 트랜지스터와 내부 스위치를 통해 상기 전원부에 인가되도록 하고, 전원부에서 임계치의 전원 전압이 형성되면 상기 전력 공급부의 출력 전류가 상기 전원부로 인가되지 않도록 상기 내부 스위치를 제어하여, 전력의 낭비를 줄이고, 제품의 성능 및 신뢰성을 높이며, 제조 원가를 줄이는 효과가 발생되도록 한다.

Description

펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이{PULSEWIDTH MODULATION SIGNAL GENERATOR AND SWITCHING MODE POWER SUPPLY USING PULSEWIDTH MODULATION SIGNAL GENERATOR}
이 발명은 스위칭 모드 파워 서플라이(Switching Mode Power Supply: 이하 'SMPS'라 한다)에 관한 것으로, 특히, PWM(Pulse Width Modulation) 발생부를 동작시키는 스위치를 내장하여 전력의 낭비를 방지하는 스위칭 모드 파워 서플라이에 관한 것이다.
스위칭 모드 파워 서플라이란 스위칭 소자의 스위칭에 의해 전원을 공급하는전원 공급 장치를 말한다.
도1은 종래의 SMPS의 구성도이다.
종래의 스위칭 모드 파워 서플라이는 1차 전원공급부(10), 저항(R), 2차 전원공급부(20), 피드백 회로(30), 스위칭 구동부(40), 및 전원부(50)로 구성되어 있다.
1차 전원공급부(10)는 브리지(Bridge) 다이오드 정류기(1)와 커패시터(C1)로 구성되고, 2차 전원공급부(20)는 트랜스포머(2), 다이오드(D1)와, 커패시터(C2)로 구성되며, 피드백 회로(30)는 오차 증폭부(31), 포토 커플러(32), 커패시터(C3)로 구성되어 있다.
그리고, 스위칭 구동부(40)는 PWM(pulse width modulation) IC(41), 모스 트랜지스터(M1), 다이오드(D2)를 포함하여 구성되며, 스위칭 구동부(40)는 칩형태로 제조된다. 또한, 전원부(50)는 커패시터(C4) , 코일(L1)과 다이오드(D3)로 이루어진다.
이와 같은 연결을 한 종래의 스위칭 모드 파워 서플라이의 동작에 대해 설명한다.
전력공급부(10)에 교류 전원이 입력되고, 교류전원이 브리지 다이오드 정류기(1)를 통과하면 전파정류되고, 브리지 다이오드 정류기(1)의 출력전원은 커패시터(C1)에 의해 평활화되어 직류 전원이 된다.
스위칭 모드 파워 서플라이의 최초 구동시에는 트랜지스터(M1)가 오프되어 있으므로, 평활화된 직류전류는 트랜스포머(2)의 일차 코일로 흐르지 못하고,저항(R)을 통하여 흐른다.
PWM 발생부(41)는 구동전원전압(Vcc)이 일정 크기 이상이 되어야 구동하므로, 저항(R)을 통해 흐른 전류는 PWM 발생부(41)쪽으로 바로 흐르지 못하고, 전원부(50)로 흘러 커패시터(C4)를 충전한다. 커패시터(C4)가 충전되어 일정전위에 이르러 PWM 발생부(41)를 구동할 수 있는 전위(Vcc)에 이르게 되면, PWM 발생부(41)는 구동을 시작한다.
PWM 발생부(41)는 구동전원전압(Vcc)의 입력을 받아 일정 듀티비를 갖는 펄스를 모스 트랜지스터(M1)의 게이트로 출력하고, 이 펄스에 의해 모스 트랜지스터(M1)는 온오프의 동작을 반복한다. 이때, 모스 트랜지스터(M1)가 온인 동안에는 평활화된 직류전류가 트랜스포머(2)의 1차 코일쪽으로 흘러 1차 코일에 전류를 차징한다. 모스 트랜지스터(M1)가 오프인 동안에는 평활화된 직류전류는 1차코일쪽으로 유입되지 않고, 1차 코일은 저장하고 있던 전류를 트랜스포머(2)의 2차 코일로 전송한다.
이렇게 2차 코일로 전송된 전류는 다이오드(D1)에 의해 양의 전류로 정류되고, 커패시터(C2)에 의해 다시 한번 평활화(rectify)된다.
평활화된 커패시터(C2) 양단의 전압이 스위칭 모드 파워 서플라이의 출력전압으로 사용된다.
피드백 회로부(30)의 증폭기(31)는 출력전압을 포토 커플러(32)를 동작할 수 있는 전압 레벨로 증폭하고, 이 포토 커플러(32)에서 증폭된 출력전압이 일정크기 이상이 되면 포토 커플러(32)를 동작시켜 커패시터(C3)에 전하를 충전한다.
PWM 발생부(41)는 커패시터(C3)에 충전된 전압이 증가하면 출력 클럭펄스의 듀티비를 감소시키고, 커패시터(C3)에 충전된 전압이 감소하면 출력 클럭펄스의 듀티비를 증가시킨다. 클럭펄스의 듀티비가 증가하면 트랜스포머의 1차 코일에서 2차 코일로 전달하는 전류의 양이 증가되고, 클럭펄스의 듀티비가 감소하면 트랜스포머의 1차 코일에서 2차 코일로 전달하는 전류의 양이 감소한다. 모스 트랜지스터(M1)의 스위칭에 의해 2차 코일으로 전달되는 전류의 양의 조절되고, 이에 의해 출력전압의 크기가 조절된다.
그런데, PWM 발생부(41)가 구동한 후에는 저항(R)을 통해 흐르는 전류는 PWM 발생부(41)이 동작하는 데 필요하지 않다. 그럼에도 저항(R)을 통해 계속 전류가 공급됨으로 인한 소비전력이 낭비되는 문제점이 있다.
또한, 저항(R)으로 인해 스위칭 제어부(40) 즉, IC 밖에 추가적인 소자의 존재로 인해 제조원가가 늘어나는 문제점도 있다.
따라서, 이 발명은 종래의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 전력소비가 감소되고 제조원가가 줄어든 스위칭 모드 파워 서플라이를 제공하기 위한 것을 목적으로 한다.
도1은 종래의 SMPS의 회로도이다.
도2는 이 발명의 실시예에 따른 SMPS의 회로도이다.
도3은 이 발명의 실시예에 따른 SMPS의 펄스폭 변조 신호 발생 장치의 블록 구성도이다.
도4는 이 발명의 실시예에 따른 SMPS에서 MOSFET을 보호하기 위한 상태에서의 신호 파형도이다.
상기한 기술적 과제를 달성하기 위한 이 발명의 특징에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이는 전력 공급부, 출력부, 피드백 회로부, 스위칭 제어부 및, 전원부를 포함한다.
이때, 전력 공급부는 브리지 다이오드 정류기, 제1 커패시터, 트랜스포머의 1차 코일을 포함하여 상용 전원을 직류 전원으로 변환시켜 1차 코일에 인가하고, 출력부는 트랜스포머의 2차 코일, 제1 다이오드, 및 제2 커패시터를 포함하여 1차 코일에 유기되는 전원에 의해 발생하는 2차 코일의 전원을 직류 전류로 만들어 부하측으로 출력한다. 그리고, 피드백 회로부는 출력부의 증폭부, 포토 다이오드, 포토 트랜지스터, 및 제3 커패시터를 포함하여 출력부의 직류 전류를 스위칭 제어부에 피드백 입력시킨다. 전원부는 초기 구동시 전력 공급부의 직류 전원을 입력하여 스위칭 제어부를 구동시키기 위한 전원 전압을 형성시키고, 전원 전압이 형성된 후 1차 코일로부터 유기되는 전원으로 전원 전압을 형성한다.
스위칭 제어부는 모스 트랜지스터(MOSFET(Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor); 이하 'MOSFET'라 한다), 센서 저항, UVLO(Under Voltage Lock Out) 레귤레이터, 바이어스부 및 PWM파 발생기를 포함하여 하나의 칩(chip)화되어 있으며, PWM파 발생기는 기본적으로 MOSFET의 턴 온/오프 동작을 제어하기 위한 일정 듀티의 제어 신호를 출력하고, 피드백 회로부로부터 입력되는 피드백 입력과 센서 저항에 걸리는 전압에 따라 듀티를 가변시켜 MOSFET의 턴 온시간을 제어하여 2차 코일에 유기되는 전원이 부하가 요구하는 레벨의 전원이 되도록 한다.
한편, 이 발명의 특징에 따른 스위칭 모드 파워 서플라이는 상기 목적을 달성하기 위해 스위칭 제어부에 접합형 전계효과 트랜지스터(이하 'JFET(Junction Field Effect Transistor)'라 한다.), 내부 스위치를 이용하여 시스템 초기 구동시 전력 공급부의 직류 전원이 전원부에 인가되도록 하고, 전원부에서 전원 전압이 형성되면 전력 공급부의 직류 전원이 전원부측으로 인가되지 않도록 한다.
이를 위해, JFET의 드레인은 제1 커패시터의 일단에 연결되고, 게이트는 접지되며 소스는 내부 스위치의 일단에 연결된다. 그리고, 내부 스위치의 타단은 전원부의 입력단에 연결된다. 이때, 내부 스위치는 UVLO 레귤레이터의 출력에 따라 턴 온/오프를 달리하는데, UVLO 레귤레이터는 전원부의 전압이 기설정된 레벨(전원 전압 부근)이상이 되면 동작하여 내부 스위치를 턴 오프시키고, 일정 전류를 공급하는 바이어스부를 동작시킨다. 이렇게 내부 스위치가 턴 오프하면, JFET는 턴 오프하고, 그에 따라 전력 공급부의 직류 전원이 스위칭 제어부로 인가되지 않는다.
이하 도면을 참조로 본 발명의 바람직한 실시예를 기재한다. 그러나 하기한 실시예는 본 발명의 바람직한 한 실시예일 뿐 본 발명이 하기한 실시예에 한정되는 것은 아니다.
도2는 이 발명의 실시예에 따른 SMPS의 회로도이다. 도2에 도시되어 있듯이, 이 발명의 실시예에 따른 SMPS는, 전력 공급부(100), 출력부(200), 피드백 회로부(300), 전원부(400), 및 스위칭 제어부(500)를 포함한다.
여기서, 전력 공급부(100)는 브리지 다이오드(101)와 커패시터(C10)와 변압기의 1차 코일(L10)로 구성되며, 외부 전원은 브리지 다이오드(101)의 다이오드(D10)와 다이오드(D40)의 공통 단자와 다이오드(D20)와 다이오드(D30)의 공통 단자 사이에 입력되고, 커패시터(C10)는 다이오드(D10)와 다이오드(D20)의 공통 단자와 다이오드(D30)와 다이오드(D40)의 공통 단자사이에 연결되어 접지점에 연결된다.
변압기의 1차 코일(L10)의 상단은 브리지 다이오드(101)와 커패시터(C10)의 공통단자에 연결된다.
출력단(200)은 다이오드(D50)와 커패시터(C20)로 구성되며, 다이오드(D50)의 애노드는 2차측 코일(L20)의 상단에 연결되고, 커패시터(C20)는 다이오드(D50)의 캐소드와 2차측 코일(L20)의 하단 사이에 연결된다.
피드백 회로부(300)는 증폭기(301)와 포토 커플러(302), 커패시터(C40)로 구성되며, 증폭기(301)의 입력단 양단은 출력부(200)의 출력단 양단에 연결되고, 증폭기(301)의 출력단 양단은 포토 커플러(302)에 연결되며, 커패시터(C40)는 포토 커플러(302)와 접지점 사이에 연결된다.
전원부(400)는 코일(L30)과, 다이오드(D60)와 커패시터(C30)로 구성되며, 다이오드(D60)의 애노드는 코일(L30)의 상단에 연결되고, 커패시터(C30)는 다이오드(D60)의 캐소드와 코일(L30)의 하단 사이에 연결된다.
스위칭 제어부(500)는 하나의 IC로 구성되어 있으며, 제1, 2, 3, 4, 5 터미널을 가진다. 제1 터미널(T1)은 커패시터(C10)의 양극단에 연결되고, 제2 터미널(T2)은 변압기의 1차 코일의 하단에 연결되며, 제3 터미널(T3)는 전원부(400)의 커패시터(C30)의 양극단에 연결되고, 제4 터미널(T4)는 접지단(GND)에 연결되며, 제5 터미널(T5)는 피드백 회로부(300)의 커패시터(C40)의 양극단에 연결된다.
여기서, 스위칭 제어부(500)의 구체적인 내부 구성을 도3을 참조로 설명한다. 도3은 이 발명의 실시예에 따른 SMPS의 펄스폭 신호 발생 장치 즉, 스위칭 제어부(500)의 상세도이다.
도3에 도시되어 있듯이, 이 발명의 실시예에 따른 스위칭 제어부(500)는 UVLO 레귤레이터(510), 바이어스(bias)부(520), 발진기(530), PWM 발생기(540), 소오스/싱크(source/sink)부(550), 조절부(560), 보호부(570), 리딩 에지 블랭킹(leading edge blanking: 이하 'LEB'라 한다.)(580), 센서 저항(Rs), 비교기(COM1, COM2), MOSFET(M1), JFET(J1), 및 내부 스위치(Sin)으로 이루어진다.
여기서, JFET(J1)은 브리지 다이오드로부터 공급되는 직류 전류를 전원부(400)측으로 흐르도록 하는 역할과 함께 스위칭 제어부(200)의 반도체 소자가 요구하는 전류 레벨로 낮추는 역할을 한다. 그러므로, JFET(J1)는 저항 성분이 큰 저항으로 대체될 수 있고, 그 밖에 상기 역할을 할 수 있는 반도체 소자가 대체될 수 있다. 따라서, JFET와 저항 및 상기 역할을 하는 반도체 소자를 전류 제어원이라 칭한다.
상기 MOSFET(M1)는 드레인이 제2 터미널(T2)에 연결되고 소스가 센서 저항(Rs)의 일단에 연결되고, 센서 저항(Rs)의 타단은 제4 터미널(T4)에 연결되어 있다. 비교기(COM2)는 비반전 단자가 센서 저항(Rs)의 일단에 연결되고 반전 단자에 기준 전압(Vth)가 연결되어 있고 출력이 AND 게이트(AND)로 입력된다. LEB(580)는 MOSFET(M1)의 게이트로 인가되는 신호를 입력으로 하고 AND 게이트(AND)로 출력 신호를 인가한다. AND 게이트(AND)는 출력 신호를 PWM 발생기(540)에 인가한다.
JFET(J1)는 드레인이 제1 터미널(T1)에 연결되고 게이트가 접지되며 소스가 내부 스위치(Sin)의 일단에 연결되어 있다. 내부 스위치(Sin)의 타단은 제3터미널(T3)에 연결되어 있다.
UVLO 레귤레이터(510)는 입력단이 제3 터미널(T3)에 연결되고, 바이어스부(520)로 출력 신호를 인가한다. 바이어스부(520)는 UVLO 레귤레이터(510)의 출력 신호에 따라 일정 전류를 발생하여 스위칭 제어부(500)의 각 장치로 일정 전류를 인가한다.
발진기(OSC)는 비교기(COM1)의 비반전 단자와 PWM 발생기(540)로 출력 신호를 인가하고, 비교기(COM1)는 소오스/싱크부(550)의 출력 신호를 반전 단자로 입력한다. 소오스/싱크부(550)는 제5 터미널(T5)에 입력단이 연결되어 있다. 조절부(560)는 UVLO 레귤레이터(510)의 출력을 입력으로 하고 출력 신호를 보호부(570)로 인가한다. 보호부(570)는 제5 터미널(T5)로부터 인가되는 피드백 신호와 조절부(560)의 출력 신호와 UVLO 레귤레이터(510)의 출력 신호를 입력으로 하고, PWM 발생기(540)로 출력 신호를 인가한다.
PWM 발생기(540)는 비교기(COM1)의 출력과, 보호부(570)의 출력과 AND 게이트(AND)의 출력을 입력으로 하고, 출력 신호(PWM)를 MOSFET(M1)의 게이트에 인가한다.
이하, 도2 내지 도4를 참조로 이 발명의 실시예에 따른 SMPS의 동작을 설명한다.
전력 공급부(100)에 교류 전원이 공급되면, 브리지 다이오드(101)는 교류 전원을 정류한다. 커패시터(C10)는 정류된 교류 전원을 평활화하여 직류 전원에 가깝게 만든다. 이렇게, 평활화된 직류 전원은 현재 MOSFET(M1)가 오프된 상태이므로 1차 코일(L10)으로 흐르지 않고 JFET(J1)의 드레인으로 흐른다.
최초 구동시에 커패시터(C30)는 충전되어 있지 않으므로, JFET(J1)의 게이트와 소스간 전압은 0에 가깝다. 그러므로, JFET의 일반적인 특성에 의해 JFET(J1)는 턴 온하여 드레인으로부터 인가되는 직류 전류를 턴 온 상태인 내부 스위치(Sin)을 통해 커패시터(C30)를 충전시킨다. 이렇게 커패시터(C30)가 충전되면, 커패시터(C30)의 전압은 점차적으로 증가하게 되고 일정 시간후에 전원 전압(Vcc) 레벨에 도달하게 된다.
한편, UVLO 레귤레이터(510)는 최초 제2 터미널(T2)로부터 인가되는 전압이 전원 전압(Vcc) 이하임에 따라 동작을 하지 않다가, 커패시터(C30)의 전압이 전원 전압(Vcc) 레벨에 도달함에 따라 동작을 시작하여 바이어스부(520)로 출력 신호를 인가한다. 그러면, 바이어스부(520)는 UVLO 레귤레이터(510)의 출력 신호에 따라 일정 전류를 발생하여 IC의 각 장치로 공급한다.
바이어스부(520)의 동작에 따라 공급되는 일정 전류에 의해 발진기(530)는 동작을 하여 PWM 발생기(540)에서 일정 듀티의 펄스폭 변조 신호(PWM)가 발생되도록 하고, 이 PWM 신호에 따라 MOSFET(M1)가 턴 온/오프 하도록 한다. 한편, UVLO 레귤레이터(510)는 온 상태가 되면 내부 스위치(Sin)를 턴 오프시켜 JFET(J1)가 턴 오프되도록 한다. 이렇게 JFET(J1)이 턴 오프되면 전력 공급부(100)에서 공급되는 직류 전류는 더 이상 JFET(J1)로 흐르지 않게 된다.
PWM이 게이트로 인가됨에 따라 MOSFET(M1)가 턴 온하면, 전력 공급부(100)에서 공급되는 직류 전류가 변압기의 1차 코일(L10)측으로 흐를 수 있는 경로를 형성하게 되고, 이 직류 전류은 1차 코일(L10)로 흐르게 된다. 이로 인해, 1차 코일(L10)에는 에너지가 저장된다. 반면에, MOSFET(M1)가 턴 오프하면, 전력 공급부(100)에서 공급되는 직류 전류가 1차 코일(L10)측으로 흐르지 않고, 온시에 저장한 에너지를 2차 코일(L20, L30)로 전달한다.
따라서, MOSFET(M1)의 온 시간이 길어지면, 즉 PWM의 듀티비가 증가하면, 변압기의 1차 코일(L10)의 에너지 저장 시간이 길어지고, 이로 인해 출력부(200)와 전원부(400)측으로 전달되는 전류의 량이 많아진다. 또한, MOSFET(M1)의 온 시간이 짧아지면 즉, PWM의 듀티비가 감소하면, 1차 코일(L10)의 에너지 저장 시간이 짧아지고, 이로 인해 출력부(200)와 전원부(400)측으로 전달되는 전류의 량이 작아진다.
출력부(200)에 전달된 전류는 2차 코일(L20)를 통해 다이오드(D50)에 인가되어 정류되고 커패시터(C20)에 의해 평활화되어 직류 전류가 되며 도시하지 않은 부하측으로 출력된다.
그리고, 전원부(400)에 전달된 전류는 코일(L30)을 통해 다이오드(D60)에 인가되어 정류되고 커패시터(C30)를 충전시킨다. 여기서, 전원부(400)의 커패시터(C30)는 초기 구동시 JFET(J1)을 통해 인가되는 전류에 의해 전원 전압(Vcc)를 형성하였는데, JFET(J1)으로부터 전류가 인가되지 않은 상황에서는 1차 코일(L10)로부터 전달되는 전류에 의해 전원 전압(Vcc)를 형성함을 알 수 있다.
피드백 회로부(300)의 증폭기(301)는 출력부(200)의 출력 전류를 입력하여 포토 커플러가 구동할 수 있는 전압 레벨로 증폭하고, 이 포토 커플러(301)에서 증폭된 출력 전압이 일정크기 이상이 되면 포토 커플러(302)를 동작시켜 커패시터(C40)에 전하를 충전한다.
커패시터(C40)의 전압 즉, 피드백 전압(Vfb)은 제5 터미널(T5)과 소오스/싱크부(550)에 의해 레벨이 결정되고, 비교기(COM1)에 의해 발진기(530)의 발진 주파수와 비교된다. 비교기(COM1)는 피드백 전압(Vfb)과 발진 주파수를 비교한 결과를 PWM 발생기(540)로 출력한다.
PWM 발생기(540)는 비교기(COM1)의 출력 신호에 따라 듀티비를 결정하는데, 비교기(COM1)의 출력 이외에 센서 저항(Rs)의 전압에 따라 듀티비를 결정한다.
즉, 피드백 전압(Vfb)에 의한 비교기(COM1)의 출력에 대하여 PWM 발생기(540)는 피드백 전압(Vfb)이 크면 듀티비를 감소시켜 MOSFET(M1)의 턴 온 시간이 감소하도록 한다. 이렇게 MOSFET(M1)의 턴 온시간이 감소하면 1차 코일(L10)에 축적되는 에너지는 감소하고, 이로 인해 변압기의 2차측에 전달되는 전류의 량이 감소한다. 그러나, 피드백 전압(Vfb)이 작은 경우 PWM 발생기(540)는 듀티비를 증가시켜 변압기의 2차측에 전달되는 전류의 량이 증가하도록 한다.
그리고, 센서 저항(Rs)의 전압에 대하여, 센서 저항(Rs)의 전압이 비교기(COM2)의 기준 전압(Vth)보다 크면 비교기(COM2)의 출력 신호는 정상 신호에서 바뀌게 되고, PWM 발생기(540)는 이 비교기(COM2)의 신호에 의해 MOSFET(M1)에 과도한 전류가 흐르지 못하도록 MOSFET(M1)의 게이트 신호로 인가되는 신호를 로우 신호로 변환시켜 MOSFET(M1)를 보호하는 역할을 하게 된다. 그리고, 센서 저항(Rs)의 전압이 다시 비교기(COM2)의 기준 전압(Vth)보다 작아지게 되면, 비교기(COM2)의 출력이 정상 신호가 되고, 그에 따라 PWM 발생기(540)는 일정 듀티로 MOSFET(M1)를 스위칭시킨다.
여기서, 센서 저항(Rs)의 전압은 MOSFET(M1)의 턴 온 동작시 순간적으로 높은 레벨이 되는데, 이러한 현상은 PWM 발생기(540)가 정확한 듀티비 제어를 할 수 없게 하는 요인이 된다.
LEB(580)는 이러한 센서 저항(Rs)의 전압에 의해 PWM 발생기(540)가 정확한 듀티비 제어를 할 수 없는 것을 방지하기 위한 것으로, MOSFET(M1)이 턴 온되는 순간의 센서 저항(Rs)의 전압이 PWM 발생기(540)에 인가되지 않도록 한다. 즉, LEB(580)는 MOSFET(M1)을 턴 온시키는 PWM의 라이징 에지 발생시점으로부터 기설정된 시간동안 동작하여 기설정된 시간동안의 비교기(COM2)의 출력이 PWM 발생기(540)에 입력되지 않도록 한다.
한편, 보호부(570)는 출력부(200)의 출력이 오버 로드(over load)되거나 전원 전압(Vcc)이 과다 전압이 되는 경우 또는, 제품의 열적인 반응을 감지하는 경우에 MOSFET(M1)를 보호하기 위해 것으로, 이를 위해 피드백 전압(Vfb)와 UVLO 레귤레이터(510)의 출력을 입력으로 한다.
만약, 출력부(200)의 출력이 오버 로드되면 피드백 전압(Vfb)은 과다 전압이 되어 보호부(570)에 인가된다. 그러면, 보호부(570)는 피드백 전압(Vfb)이 과다함에 따라 PWM 발생기(540)로 금지 신호를 출력하여 PWM 발생기(540)가 동작하지 않도록 하여 전원부(400)로 전달되는 전류가 없도록 하고, 그에 따라 전원 전압(Vcc)이 임계 전압(threshold voltage) 이하가 되도록 한다.
그리고, 전원 전압(Vcc)이 과다(Vcch이상)하게 되거나, 전원 전압(Vcc)가 설정 레벨이하(Vccl이하)로 떨어지게 되면 UVLO 레귤레이터(510)는 전원 전압(Vcc)이 기설정된 범위(VccH-VccL)내에 전원 전압(Vcc)이 위치하지 않음에 따라 보호부(570)와 조절부(560)로 도4의 a와 같은 클럭 신호를 출력한다.
그러면, 조절부(560)는 온 상태가 되고, 도4의 b와 같이 설정된 n시간동안의 인에이블 신호를 발생하여 보호부(570)로 출력한다. 보호부(570)는 조절부(560)의 n시간동안의 인에이블 신호와 UVLO 레귤레이터(510)에서 출력하는 클럭 신호에 따라 도4의 c와 같이 MOSFET(M1)이 n시간동안만 턴 온하도록 PWM 발생기(540)를 제어한다. 도4의 c에서, 다수의 클럭은 PWM 발생기(540)에서 출력하는 PWM이다.
한편, 조절부(560)에서 출력하는 인에이블 시간은 커패시터(C30)의 값을 조절함에 의해 조절가능하고, PWM 발생부의 내부에서는 클럭의 수를 조정할 수 있다.
보호부(570)가 정상 동작모드 즉, 오프 상태로 되돌아 가게되면, 전원부(400)의 출력 전압은 전원 전압(Vcc) 레벨에 도달해 있게 되고, UVLO 레귤레이터(510)는 클럭 신호를 발생하지 않게 되어, 조절부(560)는 오프 상태가 된다. 따라서, MOSFET(M1)는 PWM 발생기(540)로부터 정상적인 PWM을 게이트 신호로 인가받게 되어 정상적인 동작을 수행한다.
여기서, 보호부(570)가 온 상태가 된후 오프 상태로 되는 과정을 설명한다.
보호부(570)가 온 상태가 되면, MOSFET(M1)의 턴 온시간이 감소하고 그에 따라 전원 전압(Vcc)의 레벨이 규정 레벨이하로 떨어진다.
따라서, UVLO 레귤레이터(510)는 전원 전압(Vcc)가 규정 레벨이하로 떨어짐을 감지하게 되고 전원 전압(Vcc)이 규정 레벨이 될때까지 PWM 발생기(540)이 정상적인 동작을 하지못하도록 바이어스부(520)를 제어하여 안정적인 정 전압원을 공급하지 않는다.
이때, UVLO 레귤레이터(510)는 바이어스부(520)를 제어함과 동시에 내부 스위치(Sin)을 턴 온시킨다. 그러면, 내부 스위치(Sin)의 턴 온에 따라 JFET(J1)은 턴 온하고 그에 따라 전력 공급부(100)의 직류 전류를 전원부(400)로 인가한다. 결국, 커패시터(C30)는 PWM 발생기(540)이 정상적인 동작을 하지 않는 동안에 JFET(J1)을 통해 인가되는 전류에 의해 충전되어 전원 전압(Vcc)를 상승시킨다.
이에, 전원 전압(Vcc)이 정격 레벨에 도달하게 되면 UVLO 레귤레이터(510)는 바이어스부(520)를 제어하여 안정적인 정 전압원이 발생되도록 하고, 내부 스위치(Sin)을 오프시켜 JFET(J1)을 통해 커패시터(C30)로 전류가 인가되지 않도록 한다.
이상과 같은 동작에 의해 본 실시예의 스위칭 모드 파워 서플라이는 안정된 직류 전원을 저전력, 저 구동전압상태로 공급할 수 있게 된다.
여기서, 이상의 설명을 통한 이 발명은 하나의 실시예일 뿐 상기 실시예에 한정되지 않는다. 또한, 이 발명은 당업자 수준에서 용이하게 변형 또는 변경될 수 있다.
이 발명은 내부 스위치와 JFET로서 전력 소비를 줄였으며, 제품의 성능 및 신뢰성을 높였고, 제조 원가를 줄이는 효과가 있다.

Claims (13)

  1. (정정) 교류 전류를 직류 전류로 변환시키는 전력 공급부, 상기 전력 공급부의 직류 전류를 부하가 원하는 형태의 직류 전원으로 만드는 변압기, 상기 변압기의 출력 전류를 직류 전류로 만들어 부하측에 공급하는 출력부, 상기 출력부의 출력 전류에 대응하는 피드백 전압을 상기 변압기의 1차측으로 피드백 입력시키는 피드백 회로부, 및 전원 전압을 형성하는 전원부를 포함하는 스위칭 모드 파워 서플라이의 펄스폭 변조 신호 발생 장치에 있어서,
    상기 변압기의 1차 코일에 드레인이 연결된 MOSFET ;
    상기 MOSFET 의 소스에 일단이 연결되고 타단이 접지된 센서 저항;
    턴 온 또는 턴 오프 동작에 의해 상기 전력 공급부에서 출력하는 직류 전류가 상기 전원부로 공급될 수 있도록 하는 전류 경로를 형성되거나 차단되도록 하는 내부 스위치;
    상기 전원 전압의 레벨이 제1 기준 레벨과 제2 기준 레벨 사이에 위치하면,상기 내부 스위치를 턴 오프시키고 상기 전원 전압의 레벨이 상기 제1 기준 레벨 보다 작거나 상기 제2 기준 레벨보다 크면 상기 내부 스위치를 턴 온시키는 레귤레이터;
    상기 전원 전압의 레벨이 상기 제1 레벨과 상기 제2 레벨 사이에 위치할때 출력하는 상기 레귤레이터의 출력 신호에 따라 정 전원을 발생하는 바이어스부; 및
    상기 바이어스부의 정 전원을 입력받아 구동하며 상기 센서 저항의 일단에 형성되는 전압과 피드백 전압에 따라 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절하여 상기 MOSFET 의 턴 온시간을 조절하는 펄스폭 변조부를 포함하여 하나의 칩으로되어 있는 펄스폭 변조 신호 발생 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 전력 공급부에서 출력하는 직류 전류를 입력받아 일정 레벨로 낮추어 상기 내부 스위치에 인가하는 전류 제어원을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스폭 변조 신호 발생 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 전류 제어원은
    상기 전력 공급부의 출력단에 드레인이 연결되고 게이트가 접지되며 소스가 상기 내부 스위치의 일단에 연결되어 상기 내부 스위치와 더불어 상기 전류 경로를 형성하는 접합형 전계효과 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 펄스폭 변조 신호 발생 장치.
  4. (정정) 제2항에 있어서,
    상기 전원 전압의 레벨이 상기 제2 기준 레벨 이상일때 출력하는 상기 레귤레이터의 출력 신호에 따라 간헐적인 인에이블 신호를 출력하는 조절부와,
    상기 전원 전압이 상기 제2 기준 레벨이상이거나 상기 피드백 전압이 과전압일때 상기 조절부에서 출력하는 인에이블 신호에 따라 상기 펄스폭 변조부를 구동시켜 상기 MOSFET 가 간헐적인 동작을 하도록 하는 보호부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스폭 변조 신호 발생 장치.
  5. (정정) 변압기의 1차 코일을 포함하며, 교류 전류를 직류 전류로 변환하여 출력하는 전력 공급부;
    트랜스포머의 제1 2차 코일을 포함하며, 상기 2차 코일에 전달된 전류를 직류 전류로 부하측으로 출력하는 출력부;
    상기 출력부의 출력단에 입력단이 연결되어 직류 전류를 입력받아 상기 변압기의 1차측으로 피드백시키는 피드백 회로부;
    시스템 초기 구동시 전력 공급부의 직류 전원을 입력하여 일정 레벨의 전원 전압을 형성하고, 전원 전압이 형성된 후 1차 코일로부터 유기되는 전원으로 전원 전압을 형성하는 전원부; 및
    턴 온/오프 동작에 따라 상기 전력 공급부와 상기 전원부간의 전류 경로를 형성 또는 차단시키는 내부 스위치, 상기 전원 전압의 레벨에 따라 상기 내부 스위치의 턴 온/오프를 제어하는 레귤레이터, 상기 1차 코일에 연결된 MOSFET , 및 상기 MOSFET 의 게이트에 펄스폭 변조 신호를 인가하는 펄스폭 변조 신호 발생기를 포함하여 하나의 칩으로 구성되는 스위칭 제어부를 포함하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 전력 공급부는
    교류 전류를 입력받아 정류하는 브리지 다이오드, 상기 브리지 다이오드에 병렬로 연결되어 상기 브리지 다이오드의 출력전류를 평활화하는 제1 커패시터, 및 변압기의 1차 코일을 포함하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 출력부는
    변압기의 제1 2차 코일, 상기 제1 2차 코일의 상단에 애노드가 연결된 제1 다이오드, 및 상기 제1 다이오드의 캐소드에 일단이 연결되고 상기 제1 2차 코일의 하단에 타단이 연결된 제2 커패시터를 포함하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 전원부는,
    상기 내부 스위치의 타단에 일단이 연결되고 타단이 접지된 제3 커패시터, 상기 제3 커패시터의 일단에 캐소드가 연결된 제2 다이오드, 및 상기 제2 다이오드의 애노드에 상단이 연결되고 접지단에 하단이 연결된 변압기의 제2 2차코일을 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  9. 제5항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    상기 전력 공급부에서 출력하는 직류 전류를 입력받아 일정 레벨로 낮추어 상기 내부 스위치에 인가하는 전류 제어원을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 전류 제어원은,
    상기 전력 공급부의 출력단에 드레인이 연결되고 게이트가 접지되며 소스가 상기 내부 스위치의 일단에 연결되어 상기 내부 스위치와 더불어 상기 전류 경로를 형성하는 접합형 전계효과 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 펄스폭 변조 신호 발생 장치.
  11. (정정) 제9항에 있어서,
    상기 전원 전압의 레벨이 상기 제2 기준 레벨 이상일때 출력하는 상기 레귤레이터의 출력 신호에 따라 간헐적인 인에이블 신호를 출력하는 조절부,
    상기 전원 전압이 상기 제2 기준 레벨이상이거나 상기 피드백 전압이 과전압일때 상기 조절부에서 출력하는 인에이블 신호에 따라 상기 펄스폭 변조부를 구동시켜 상기 MOSFET 가 간헐적인 동작을 하도록 하는 보호부,
    피드백 전압의 레벨을 결정하는 소오스/싱크부, 일정 주파수를 발진하는 발진기,
    상기 MOSFET 의 턴 온 시점으로부터 일정 시간동안에 상기 MOSFET 를 도통한 전류가 상기 펄스폭 변조 신호 발생기에 입력되지 않도록 하는 리딩에지블랭킹부,
    AND 게이트 및, 다수의 비교기를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 펄스폭 변조 신호 발생 장치.
  12. (정정) 제11항에 있어서,
    상기 스위칭 제어부는,
    드레인이 상기 1차 코일의 하단에 연결된 MOSFET , 상기 MOSFET 의 소스와 접지단 사이에 위치한 센서 저항, 비반전 단자에 상기 센서 저항의 전압이 입력되고 반전 단자에 기준 전압이 연결되는 제1 비교기, 상기 MOSFET 의 게이트로 인가되는 펄스폭 변조 신호를 입력으로 하는 리딩에지블랭킹부, 상기 제1 비교기의 출력과 상기 리딩에지블랭킹부의 출력을 입력으로 하여 논리곱 연산하는 AND 게이트, 드레인이 상기 전력 공급부의 출력단에 연결되고 게이트가 접지되며 소스가 내부 스위치의 일단에 연결된 상기 접합형 전계효과 트랜지스터, 상기 레귤레이터의 입력단에 타단이 연결된 상기 내부 스위치, 상기 전원부의 출력단에 입력단이 연결되고 상기 바이어스부, 조절부와 보호부로 출력 신호를 인가하는 상기 레귤레이터, 상기 피드백 회로부의 출력을 입력으로 하는 소오스/싱크부, 상기 소오스/싱크부의 출력단에 반전 단자가 연결되고 발진기의 출력을 비반전 입력으로 하는 제2 비교기, 및 상기 제2 비교기, 보호부, 발진기와 AND 게이트의 출력을 입력으로 하고 MOSFET 의 게이트로 펄스폭 변조 신호를 인가하는 펄스폭 변조 신호 발생기로 이루어지는 스위칭 모드 파워 서플라이.
  13. (정정) 제8항에 있어서,
    상기 펄스폭 변조 신호 발생기는,
    상기 제2 비교기, AND 게이트의 출력에 따라 듀티비를 조절하여 상기 MOSFET 의 턴 온 시간을 조절하고, 상기 보호부의 출력에 따라 상기 조절부의 인에이블 신호에 따라 상기 MOSFET 를 간헐적으로 턴 온시켜 상기 전원 전압의 레벨의 임계 전압이하로 떨어뜨리는 것을 특징으로 하는 스위칭 모드 파워 서플라이.
KR1019990043073A 1999-10-06 1999-10-06 펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이 KR100342590B1 (ko)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1019990043073A KR100342590B1 (ko) 1999-10-06 1999-10-06 펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이
TW089104992A TW472433B (en) 1999-10-06 2000-03-17 PWM generator and SMPS using the PWM generator
US09/643,534 US6381151B1 (en) 1999-10-06 2000-08-22 High efficiency switching controller

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1019990043073A KR100342590B1 (ko) 1999-10-06 1999-10-06 펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20010036172A KR20010036172A (ko) 2001-05-07
KR100342590B1 true KR100342590B1 (ko) 2002-07-04

Family

ID=19614208

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019990043073A KR100342590B1 (ko) 1999-10-06 1999-10-06 펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이

Country Status (3)

Country Link
US (1) US6381151B1 (ko)
KR (1) KR100342590B1 (ko)
TW (1) TW472433B (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100925364B1 (ko) * 2007-02-13 2009-11-09 주식회사 하이닉스반도체 듀티 비를 보정하기 위한 클럭 변조 회로, 및 이를포함하는 스펙트럼 확산 클럭 발생 장치
TWI559123B (zh) * 2015-04-15 2016-11-21 群光電能科技股份有限公司 脈衝間歇模式電源供應方法及脈衝間歇模式電源供應裝置

Families Citing this family (45)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19948903C2 (de) * 1999-10-11 2002-07-18 Infineon Technologies Ag Getaktete Stromversorgung
KR100380620B1 (en) * 2002-06-10 2003-04-21 Idea & Technology Ind Co Ltd Switching mode power supply unit based power amplifier
KR100484160B1 (ko) * 2002-09-06 2005-04-19 삼성전자주식회사 소비 전력 표시 장치
KR101066996B1 (ko) * 2002-10-29 2011-09-22 페어차일드코리아반도체 주식회사 펄스 폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 포함하는 스위칭모드 파워 서플라이
CN100388148C (zh) * 2002-10-31 2008-05-14 中兴通讯股份有限公司 一种限制开关电源电压调节下限的电路
KR100891109B1 (ko) * 2002-12-11 2009-03-30 삼성전자주식회사 디스플레이기의 고압 레귤레이션 신호 발생 장치 및 그 방법
DE60303354T2 (de) * 2003-04-14 2006-09-28 Stmicroelectronics S.R.L., Agrate Brianza Regelungsschaltung für die minimale Betriebsspannung einer Spannungsversorgung
JP3948448B2 (ja) * 2003-10-09 2007-07-25 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置
TW200527809A (en) * 2004-01-27 2005-08-16 Rohm Co Ltd DC-AC converter, controller IC there for, and an electronic apparatus using such DC-AC converter
KR101021993B1 (ko) * 2004-08-05 2011-03-16 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이와 그 스위칭 제어 장치
KR100636222B1 (ko) * 2005-02-02 2006-10-19 삼성전자주식회사 화상형성장치용 고압전원장치(ｈｖｐｓ)의 ａｓｉｃ화된아날로그 제어장치
US7593245B2 (en) * 2005-07-08 2009-09-22 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to limit maximum switch current in a switching power supply
US7679874B2 (en) * 2005-07-25 2010-03-16 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Power overload detection method and structure therefor
US7995358B2 (en) * 2006-01-24 2011-08-09 System General Corp. Control circuit including adaptive bias for transformer voltage detection of a power converter
US7675239B2 (en) * 2006-08-11 2010-03-09 Kent Displays Incorporated Power management method and device for low-power displays
CN101267155B (zh) 2007-03-13 2010-04-14 昂宝电子（上海）有限公司 用于为功率系统提供稳定控制的系统与方法
CN101291104B (zh) * 2008-05-12 2010-06-09 苏州工业园区和顺电气有限公司 一种中高压电力电子设备的突然掉电保护方法
US8305776B2 (en) 2008-07-30 2012-11-06 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for primary-side regulation in off-line switching-mode flyback power conversion system
US8526203B2 (en) 2008-10-21 2013-09-03 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converter with primary-side sensing and regulation
US9350252B2 (en) 2008-10-21 2016-05-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for protecting power conversion systems based on at least feedback signals
CN103166198B (zh) * 2013-03-12 2014-04-23 昂宝电子（上海）有限公司 用于至少基于反馈信号保护电源变换系统的系统和方法
US8488342B2 (en) 2008-10-21 2013-07-16 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converters with primary-side sensing and regulation
KR101011083B1 (ko) * 2009-03-25 2011-01-25 주식회사 케이이씨 초기 바이어스 전원 공급부를 갖는 스위칭 모드 파워 서플라이
US9088217B2 (en) 2009-08-20 2015-07-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for load compensation with primary-side sensing and regulation for flyback power converters
GB2488484B (en) * 2009-12-21 2014-11-19 Siemens Industry Inc An algorithmic approach to PWM SMPS current sensing and system validation
CN102624237B (zh) 2011-02-01 2015-09-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的系统和方法
CN102801325B (zh) 2011-05-23 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于电源变换器的开关频率和峰值电流调节的系统和方法
CN102916586B (zh) 2011-08-04 2014-04-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的系统和方法
US8853958B2 (en) 2011-11-22 2014-10-07 Cree, Inc. Driving circuits for solid-state lighting apparatus with high voltage LED components and related methods
TWI554063B (zh) * 2012-01-20 2016-10-11 瑞昱半導體股份有限公司 具有網路自動切換功能的電子裝置以及用於電子裝置的網路自動切換方法
CN103368400B (zh) 2012-03-31 2015-02-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于恒压控制和恒流控制的系统和方法
US8810144B2 (en) 2012-05-02 2014-08-19 Cree, Inc. Driver circuits for dimmable solid state lighting apparatus
US9131571B2 (en) 2012-09-14 2015-09-08 Cree, Inc. Solid-state lighting apparatus and methods using energy storage with segment control
CN102946197B (zh) 2012-09-14 2014-06-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统的电压和电流控制的系统和方法
US9203307B2 (en) * 2012-10-31 2015-12-01 Cree, Inc. Power converter with bias voltage regulation circuit
CN103036438B (zh) 2012-12-10 2014-09-10 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统中的峰值电流调节的系统和方法
KR101409596B1 (ko) * 2012-12-11 2014-06-20 삼성전기주식회사 전원 공급 장치 및 그 제어 방법
KR101288497B1 (ko) * 2013-04-30 2013-07-26 파워실리콘 (주) Ｐｗｍ ｉｃ 구동방법 그리고 이를 이용한 스위칭모드 전원공급장치와 기동 ｉｃ
KR101510845B1 (ko) * 2013-09-10 2015-04-10 주식회사 아이엔티 색온도 변환이 가능한 led램프 및 이를 이용한 led램프의 색온도 변환 방법
KR101510846B1 (ko) * 2013-09-10 2015-04-10 주식회사 아이엔티 소비전력 제어장치 및 이를 이용한 소비전력 제어방법
CN103701310A (zh) * 2013-10-14 2014-04-02 上海新进半导体制造有限公司 一种开关电源的过流/过功率保护方法、保护电路以及开关电源
CN103618292B (zh) 2013-12-06 2017-01-11 昂宝电子（上海）有限公司 用于保护电源变换系统免受热失控的系统和方法
JP6796136B2 (ja) * 2016-08-30 2020-12-02 ヌヴォトンテクノロジージャパン株式会社 スイッチング電源装置および半導体装置
CN109768709B (zh) 2018-12-29 2021-03-19 昂宝电子（上海）有限公司 基于功率变换器中的负载条件的电压补偿系统和方法
US11843240B2 (en) * 2021-06-08 2023-12-12 Wolfspeed, Inc. Device and process for fault detection of a power device

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5844378A (en) * 1995-01-25 1998-12-01 Micro Linear Corp High side driver technique for miniature cold cathode fluorescent lamp system
EP0993105B1 (en) * 1998-10-07 2003-01-08 STMicroelectronics S.r.l. Control of power transfer in a flyback converter by modulating the off-phase in function of the load
KR100293979B1 (ko) * 1998-11-10 2001-09-17 김덕중 스위칭모드파워서플라이
US6087782A (en) * 1999-07-28 2000-07-11 Philips Electronics North America Corporation Resonant mode power supply having over-power and over-current protection

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100925364B1 (ko) * 2007-02-13 2009-11-09 주식회사 하이닉스반도체 듀티 비를 보정하기 위한 클럭 변조 회로, 및 이를포함하는 스펙트럼 확산 클럭 발생 장치
TWI559123B (zh) * 2015-04-15 2016-11-21 群光電能科技股份有限公司 脈衝間歇模式電源供應方法及脈衝間歇模式電源供應裝置

Also Published As

Publication number Publication date
TW472433B (en) 2002-01-11
US6381151B1 (en) 2002-04-30
KR20010036172A (ko) 2001-05-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100342590B1 (ko) 펄스폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 이용한 스위칭 모드 파워 서플라이
KR101066996B1 (ko) 펄스 폭 변조 신호 발생 장치 및 이를 포함하는 스위칭모드 파워 서플라이
US6665197B2 (en) Circuit configuration for producing a switching signal for a current-controlled switch-mode power supply
US7492615B2 (en) Switching power supply
US6125046A (en) Switching power supply having a high efficiency starting circuit
US6980444B2 (en) Switching power supply
US7834605B2 (en) Method and apparatus for maintaining a constant load current with line voltage in a switch mode power supply
US7714556B2 (en) Quick response switching regulator and control method thereof
US7208985B2 (en) Semiconductor device for controlling switching power supply
US7369418B2 (en) Method and apparatus for a switch mode power supply that generates a high pulse width modulation gain while maintaining low noise sensitivity
KR100704119B1 (ko) 전류 제어 스위칭 모드 전력 공급기
US6023178A (en) Pulse width control IC circuit and switching power supply unit
US8274802B2 (en) Energy transmission device and semiconductor device for energy transmission control
US20180041027A1 (en) Semiconductor device for power supply control
KR101091923B1 (ko) 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 바이어스 전압 생성 방법
US20100033992A1 (en) Switching power supply controller and semiconductor device used for the same
US10756635B2 (en) Methods and systems of peak primary current control on the secondary side
JP4308183B2 (ja) スイッチング電源制御用半導体装置およびスイッチング電源装置
KR100856901B1 (ko) 펄스 폭 변조 신호 발생 장치를 위한 디지털 소프트스타트 회로 및 이를 포함하는 스위칭 모드 파워 서플라이
JP2004328837A (ja) スイッチング電源回路およびこれを備えたスイッチングレギュレータ
US11804779B2 (en) Power converter with voltage-selective skip mode entry load compensation
JP3469128B2 (ja) スイッチング電源回路および電源デバイス

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
PA0109 Patent application

Patent event code: PA01091R01D

Comment text: Patent Application

Patent event date: 19991006

PA0201 Request for examination
PG1501 Laying open of application
E902 Notification of reason for refusal
PE0902 Notice of grounds for rejection

Comment text: Notification of reason for refusal

Patent event date: 20010925

Patent event code: PE09021S01D

E701 Decision to grant or registration of patent right
PE0701 Decision of registration

Patent event code: PE07011S01D

Comment text: Decision to Grant Registration

Patent event date: 20020530

GRNT Written decision to grant
PR0701 Registration of establishment

Comment text: Registration of Establishment

Patent event date: 20020618

Patent event code: PR07011E01D

PR1002 Payment of registration fee

Payment date: 20020619

End annual number: 3

Start annual number: 1

PG1601 Publication of registration
PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20050506

Start annual number: 4

End annual number: 4

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20060601

Start annual number: 5

End annual number: 5

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20070528

Start annual number: 6

End annual number: 6

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20080602

Start annual number: 7

End annual number: 7

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20090529

Start annual number: 8

End annual number: 8

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20100526

Start annual number: 9

End annual number: 9

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20110523

Start annual number: 10

End annual number: 10

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20120525

Start annual number: 11

End annual number: 11

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20130426

Year of fee payment: 12

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20130426

Start annual number: 12

End annual number: 12

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20140325

Year of fee payment: 13

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20140325

Start annual number: 13

End annual number: 13

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160509

Year of fee payment: 15

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20160509

Start annual number: 15

End annual number: 15

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170329

Year of fee payment: 16

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20170329

Start annual number: 16

End annual number: 16

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180601

Year of fee payment: 17

PR1001 Payment of annual fee

Payment date: 20180601

Start annual number: 17

End annual number: 17

PC1903 Unpaid annual fee

Termination category: Default of registration fee

Termination date: 20200329