JP5799537B2 - スイッチング電源装置の制御回路及びスイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、安全性を確保しながら待機時の消費電力（無負荷時又は軽負荷時等の待機状態におけるスイッチング電源装置の消費電力）を低減することができるスイッチング電源装置の制御回路及びスイッチング電源装置に関する。

社会的背景として近年、省エネルギーの意識の高まりから、各種の民生機器の待機時、例えばリモコンによる待機時の消費電力の削減が急務となっている。さらに、スイッチング電源装置については、スイッチング素子の破損や焼損等に対する安全性も求められている。スイッチング電源装置に要求される安全性の一つに、入力電圧が低下した場合にスイッチング素子のスイッチング動作を停止させる低入力電圧動作禁止機能（ブラウンインブラウンアウト機能）がある。

図６に、低入力電圧動作禁止機能を搭載した従来のスイッチング電源装置の構成を示す（例えば特許文献１参照）。図６に示すスイッチング電源装置は、交流入力電圧ＡＣをダイオードブリッジ回路ＤＢとコンデンサＣ１とで整流平滑し、得られた直流電圧をコントロールＩＣ１０によりスイッチング素子Ｑ１をスイッチングしてトランスＴ１の一次巻線Ｐ１に印加し、トランスＴ１の二次巻線Ｓに発生する電圧をダイオードＤ２とコンデンサＣ５とで整流平滑して所望の直流電圧をＯＵＴ端子に出力する。

また、コンデンサＣ１の両端には抵抗Ｒａと抵抗Ｒｂとの直列回路が接続されている。コントロールＩＣ１０は、低入力電圧動作禁止回路（図示せず）内にコンパレータを有し、このコンパレータの非反転端子がＢＲ端子に接続され、ＢＲ端子は、抵抗Ｒａと抵抗Ｒｂとの接続点に接続されている。

以上の構成によれば、コンデンサＣ１の電圧の低下に伴い、コンデンサＣ１の電圧を抵抗Ｒａと抵抗Ｒｂとで分圧したＢＲ端子の電圧が所定値以下になると、低入力電圧動作禁止回路内のコンパレータがＬレベルを出力してスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を停止させる。また、ＢＲ端子が所定値以上になると、コンパレータがＨレベルを出力してスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を開始させる。

特開２００３−１６４１４５号公報

しかしながら、図６に示す従来のスイッチング電源装置では、低入力電圧動作禁止機能を行うために、抵抗Ｒａ，Ｒｂが必要であり、この抵抗Ｒａ，Ｒｂが交流整流後のコンデンサＣ１に接続されているため、消費電力が大きくなるという問題があった。また、最近では、待機時の消費電力を低減することが推進され、抵抗Ｒａ，Ｒｂでの消費電力が無視できない値になりつつある。

本発明の課題は、安全性を確保しながら待機時の消費電力を低減することができるスイッチング電源装置の制御回路及びスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明に係るスイッチング電源装置の制御回路は、上記課題を解決するために、交流電源又は直流電源から供給される入力電圧を、スイッチング素子のスイッチング動作により、所望の出力電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置の制御回路であって、前記入力電圧が供給される入力端間に接続され、前記入力電圧を検出して検出信号を出力する、前記制御回路を起動させる起動抵抗を兼ねた第１抵抗とスイッチと第２抵抗とからなる入力電圧検出回路と、前記検出信号が第１閾値以下になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記検出信号が前記第１閾値よりも大きい第３閾値以上になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を開始させる低入力電圧動作禁止回路と、前記出力電圧を検出して前記出力電圧に応じたフィードバック信号を出力する出力電圧検出回路と、前記負荷が待機状態で、前記フィードバック信号が第２閾値以下になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させて、前記発振停止時は前記スイッチをオフさせ、前記フィードバック信号が前記第２閾値よりも大きい第４閾値以上になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を開始させ、前記スイッチをオンさせる、間欠発振動作するスイッチ制御回路とを備えることを特徴とする。

本発明に係るスイッチング電源装置は、請求項１乃至請求項２のいずれか１項記載の制御回路を備えることを特徴とする。

本発明によれば、負荷が待機状態で、フィードバック信号が第２閾値以下になるとスイッチをオフするので、第１抵抗及び第２抵抗に電流が流れなくなり消費電力を抑えることができる。また、低入力電圧時にはスイッチング素子がオフするので、安全性を確保しながら待機時の消費電力を低減することができるスイッチング電源装置の制御回路及びスイッチング電源装置を提供することができる。

本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例１のスイッチング電源装置に設けられたコントロールＩＣの構成を示す回路図である。 本発明の実施例１のスイッチング電源装置に設けられたコントロールＩＣの動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例２のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 本発明の実施例２のスイッチング電源装置に設けられたコントロールＩＣの構成を示す回路図である。 従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。

以下、本発明のスイッチング電源装置の制御回路及びスイッチング電源装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。

図１は、本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。ダイオードブリッジ回路ＤＢ及びコンデンサＣ１は、交流入力電圧ＡＣを整流平滑する。コンデンサＣ１の両端には、抵抗Ｒ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチＭ１と抵抗Ｒ２との直列回路が接続されるとともに、コントロールＩＣ１０ａのＳＴＡＲＴＵＰ端子とＧＮＤ端子とが接続されている。スイッチＭ１のソースと抵抗Ｒ２の一端との接続点は、コントロールＩＣ１０ａのＢＲ端子に接続されている。

抵抗Ｒ１（第１抵抗）、スイッチＭ１（スイッチ）及び抵抗Ｒ２（第２抵抗）により、本発明の入力電圧検出回路を構成している。また、コントロールＩＣ１０ａは集積回路である。

また、コンデンサＣ１の両端には、トランスＴ１の一次巻線Ｐ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と抵抗Ｒ３との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１のゲートにはコントロールＩＣ１０ａのＤＲＩＶＥ端子が接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースにはコントロールＩＣ１０ａのＯＣＰ端子と抵抗Ｒ３の一端とが接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレインにはダイオードＤ１のアノードと一次巻線Ｐ１の一端が接続され、ダイオードＤ１のカソードには抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２との並列回路の一端が接続され、この並列回路の他端は一次巻線Ｐ１の他端に接続されている。

トランスＴ１の二次巻線Ｓの両端にはダイオードＤ２とコンデンサＣ５との直列回路が接続されている。ダイオードＤ２とコンデンサＣ５とは整流平滑回路を構成している。コンデンサＣ５の両端には、抵抗Ｒ７とフォトカプラＰＣのフォトダイオードとシャントレギュレータＺＤ１との直列回路が接続されるとともに、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との直列回路が接続されている。シャントレギュレータＺＤ１のリファレンスには、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との接続点が接続されている。

抵抗Ｒ７とフォトカプラＰＣのフォトダイオードとの直列回路の両端には抵抗Ｒ６が接続され、フォトカプラＰＣのフォトダイオードのカソードとシャントレギュレータＺＤ１のカソードとの接続点と、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９との接続点と、の間にはコンデンサＣ６が接続されている。フォトカプラＰＣのフォトトランジスタのコレクタは、コントロールＩＣ１０ａのＦＢ端子に接続され、フォトトランジスタのエミッタはコントロールＩＣ１０ａのＧＮＤ端子に接続されている。

抵抗Ｒ６〜Ｒ９、コンデンサＣ６、フォトカプラＰＣ及びシャントレギュレータＺＤ１により、本発明の出力電圧検出回路を構成している。

トランスＴ１の補助巻線Ｐ２の両端にはダイオードＤ３と抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３との直列回路が接続され、抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３との接続点はコントロールＩＣ１０ａのＶＣＣ端子に接続されている。

図１に示すスイッチング電源装置は、交流入力電圧ＡＣをダイオードブリッジ回路ＤＢとコンデンサＣ１とで整流平滑し、得られた直流電圧をコントロールＩＣ１０ａによりスイッチング素子Ｑ１をスイッチングしてトランスＴ１の一次巻線Ｐ１に印加し、トランスＴ１の二次巻線Ｓに発生する電圧をダイオードＤ２とコンデンサＣ５とで整流平滑して所望の直流電圧をＯＵＴ端子に出力する。ＯＵＴ端子に出力される直流出力電圧が一定電圧になるようにフォトカプラＰＣを介してフィードバック信号をコントロールＩＣ１０ａのＦＢ端子にフィードバックされるようになっている。

また、スイッチング電源装置が起動した後に、補助巻線Ｐ２の両端に発生した電圧がダイオードＤ３とコンデンサＣ３とで整流平滑されて得られた直流電圧がＶＣＣ端子に供給されるようになっている。スイッチＭ１は、ＢＲＯＮ端子からの信号によってオン又はオフする。

図２は、本発明の実施例１のスイッチング電源装置に設けられたコントロールＩＣの構成を示す回路図である。コントロールＩＣ１０ａは、コンパレータ１１，１２，１３、発振器１４、フリップフロップ回路１５、アンド回路１６、バッファ回路１７，１８、定電流ＯＮ／ＯＦＦ回路１９、内部電源２０を有している。

コンパレータ１１及びアンド回路１６により、本発明の低入力電圧動作禁止回路を構成し、コンパレータ１２、アンド回路１６及びバッファ回路１８により、本発明のスイッチ制御回路を構成している。

コンパレータ１１は、電圧ＶBRr1（第１閾値）が例えば１．０Ｖで、電圧ＶBRr2（第３閾値）が例えば１．２Ｖのヒステリシス特性を有する。コンパレータ１１は、入力電圧検出回路からの検出信号、即ち、ＢＲ端子の電圧が１．０Ｖ以下になると、Ｌレベルをアンド回路１６に出力してスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作（オン／オフ動作）を停止させる。コンパレータ１１は、ＢＲ端子の電圧が１．２Ｖ以上になるとＨレベルをアンド回路１６に出力してスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を開始させる。１．０Ｖと１．２Ｖはスイッチング電源装置の安定動作のためのヒステリシスである。

コンパレータ１２は、電圧ＶBURr1（第２閾値）が例えば１．２Ｖで、電圧ＶBURr2（第４閾値）が例えば１．３Ｖのヒステリシス特性を有する。

コンパレータ１２は、出力電圧検出回路からのフィードバック信号、即ち、ＦＢ端子の電圧が１．２Ｖ以下になるとバッファ回路１８を介するＢＲＯＮ端子とアンド回路１６とにＬレベルを出力して、スイッチＭ１をオフさせ、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を停止させる。また、コンパレータ１２は、ＦＢ端子の電圧が１．３Ｖ以上になるとバッファ回路１８を介するＢＲＯＮ端子とアンド回路１６とにＨレベルを出力して、スイッチＭ１をオンさせ、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を開始させる。

なお、電圧ＶFBrは２Ｖに設定され、ＦＢ端子の電圧は過負荷時に約２Ｖになり、通常の負荷では、１．３Ｖ〜１．８Ｖ程度になるように設定される。

コンパレータ１３は、ＯＣＰ（過電流保護）機能とＦＢ（フィードバック）機能とを有し、ＯＣＰ端子からの電圧とオフセット電圧（例えば＋１Ｖ）とが非反転入力端子（＋）に入力され、反転入力端子（−）にＦＢ端子の電圧が入力され、比較出力をフリップフロップ回路１５のリセット端子Ｒに出力する。

過負荷時には、ＯＵＴ端子の電圧が下がりフォトカプラＰＣのフォトトランジスタに流れる電流がほぼ０になるので、コンパレータ１３の反転入力端子（−）に約２．０Ｖが印加され、過電流が抵抗Ｒ３に流れると、ＯＣＰ端子には１Ｖの電圧が発生し、この１Ｖとオフセット電圧の１Ｖとの合計２Ｖがコンパレータ１３の非反転入力端子（＋）に印加される。このため、コンパレータ１３は、Ｈレベルをフリップフロップ回路１５のリセット端子Ｒに出力するので、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。このため、コンパレータ１３は、過電流保護機能として働く。

一方、通常負荷時には、ＦＢ端子の電圧は１．５Ｖぐらいであり、オフセット電圧が１Ｖであるので、抵抗Ｒ３に生ずる電圧が０．５Ｖ以下の場合には、コンパレータ１３は、Ｌレベルを出力し、抵抗Ｒ３に生ずる電圧が０．５Ｖを超えると、コンパレータ１３は、Ｈレベルを出力し、スイッチング素子Ｑ１がオフされるので、ＦＢ端子の電圧に応じて、スイッチング素子Ｑ１に電流が流れるので、ＦＢ機能として働く。

なお、ＦＢ端子と電源ＶFBrの正極との間には抵抗Ｒ１０が接続されている。

発振器１４は、パルス信号をフリップフロップ回路１５のセット端子Ｓに出力し、アンド回路１６は、フリップフロップ回路１５の出力とコンパレータ１１の出力とコンパレータ１２の出力とのアンドをとり、アンド出力をバッファ回路１７を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。

定電流ＯＮ／ＯＦＦ回路１９は、ＵＶＬＯ（アンダーボルティジロックアウト）からの指令により、ＶＣＣ端子の電圧が規定電圧よりも低くなった時にオンさせて、定電流を流すことによりＶＣＣ端子を充電する。ＵＶＬＯ（アンダーボルティジロックアウト）は、例えば１７ＶでコントロールＩＣ１０ａの発振を開始し、低電圧１０ＶでコントロールＩＣ１０ａの発振を停止する。

次にこのように構成された実施例１のコントロールＩＣ１０ａの動作を図３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

まず、スイッチＭ１のオン時の動作を説明する。通常負荷時には、ＦＢ端子は１．３Ｖ〜１．８Ｖとなるので、コンパレータ１２は、Ｈレベルをバッファ回路１８を介してスイッチＭ１に出力する。このため、スイッチＭ１がオンするので、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点の電圧がＢＲ端子からコンパレータ１１の非反転入力端子（＋）に印加される。

このときの動作は、図３（ａ）に示され、ＢＲＯＮ端子はＨレベルである。時刻ｔ２前では、ＢＲ端子の電圧は電圧ＶBRr1を超えているので、コンパレータ１１は、Ｈレベルをアンド回路１６に出力する。

また、コンパレータ１２もＨレベルをアンド回路１６に出力するので、発振器１４からのパルス信号がＤＲＩＶＥ端子を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される。このため、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を繰り返す。

次に、時刻ｔ２において、ＢＲ端子の電圧が電圧ＶBRr1となるので、コンパレータ１１は、Ｌレベルをアンド回路１６に出力するので、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は停止される。この停止状態は時刻ｔ４前まで続く。

時刻ｔ４においては、ＢＲ端子が電圧ＶBRr2となるので、コンパレータ１１は、Ｈレベルをアンド回路１６に出力するので、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を開始する。

次に、スイッチＭ１のオフ時の動作を図３（ｂ）を参照しながら説明する。無負荷時又は軽負荷時等の待機状態になると、出力電圧検出回路からのフィードバック信号の電流が増加するので、抵抗Ｒ１０での電圧降下が大きくなり、ＦＢ端子の電圧が低下する。

そして、ＦＢ端子の電圧が電圧ＶBURr1まで下がると（時刻ｔ１２）、コンパレータ１２は、ＬレベルをＢＲＯＮ端子とアンド回路１６に出力するので、スイッチＭ１がオフし、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を停止する。即ち、時刻ｔ１２〜時刻ｔ１３までの期間が、スイッチング素子Ｑ１の間欠発振のオフ期間となり、スイッチＭ１がオフする。

この間欠発振のオフ期間では、トランスＴ１の二次側にエネルギーが送られないため、トランスＴ１の二次側電圧が下がる。このため、出力電圧検出回路からのフィードバック信号の電流が低下するので、徐々にＦＢ端子の電圧が上昇する。

そして、時刻ｔ１３において、ＦＢ端子の電圧が電圧ＶBURr2になると、コンパレータ１２は、ＨレベルをＢＲＯＮ端子とアンド回路１６とに出力するので、スイッチＭ１がオンし、スイッチＭ１は、時刻ｔ１３〜時刻ｔ１４（ｔ１１〜ｔ１２も同じ）までオンし続ける。このため、時刻ｔ１３〜時刻ｔ１４の期間中、発振器１４からのパルス信号によりスイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を繰り返す。

即ち、負荷が待機状態では、スイッチング素子Ｑ１は間欠発振動作（バースト動作）となる。間欠発振動作中の発振停止期間（スイッチング動作停止期間）ｔ１２ 〜ｔ１３では、スイッチＭ１をオフさせる。これにより、待機時には抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２に電流が流れなくなり消費電力を低減させることができる。

なお、スイッチＭ１をオフさせているときは、コンデンサＣ１が低入力電圧かどうか監視できないが、間欠発振のオフ期間では、スイッチング素子Ｑ１はスイッチング動作していないため、実質的に監視する必要がない期間であるので、特に問題は発生しない。

このように実施例１のスイッチング電源装置によれば、負荷が待機状態で、フィードバック信号が電圧ＶBURr1以下になるとスイッチＭ１をオフするので、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２に電流が流れなくなり消費電力を抑えることができる。また、コンデンサＣ１の低入力電圧を検出するとスイッチング素子Ｑ１がオフするので、安全性を確保しながら待機時の消費電力を低減することができる。即ち、従来と同じ低入力電圧動作禁止機能を実現しながら、低入力電圧動作禁止機能で通常必要となる抵抗部分（Ｒ１，Ｒ２）の消費電力を間欠発振動作時に切り離すことで、ほぼゼロまで低減できる。

また、スイッチＭ１がない場合、通常設計では、抵抗Ｒ１が４．４ＭΩ、抵抗Ｒ２が４７ｋΩ程度とすると、ＡＣ２４０Ｖ時の整流後のコンデンサＣ１の電圧を、約３３５Ｖとする。このとき、抵抗Ｒ１，Ｒ２で、約２５ｍＷが損失される。

これに対して、スイッチＭ１を設けた場合、抵抗Ｒ１，Ｒ２での損失に、間欠発振周期に対する間欠発振期間の割合を乗算した値が損失となる。例えば、間欠発振周期（ｔ１１〜ｔ１３）の内、間欠発振停止期間（ｔ１２〜ｔ１３）が９５％で、間欠発振期間（ｔ１１〜ｔ１２）が５％の場合には、損失は、
２５ｍＷ×５％＝１．３ｍＷとなる。

以上のことから、従来の方法よりも２３．７ｍＷだけ低減することができる。

なお、抵抗Ｒ１が４．４ＭΩ、抵抗Ｒ２が４７ｋΩを大きくすれば消費電力を低下することができるが、抵抗分割点で電圧を検出するための集積回路のバイアス電流の影響（例えばオフセット電圧が大きくなり誤差となる）を小さくしたり、外来ノイズの影響等を考えるとあまり大きくすることができない。

参考までに、一般消費者向けに販売されている中大型ＬＣＤ−ＴＶは、画面ＯＦＦ待機（リモコン待機）時のＡＣコンセントでの消費電力は、１００ｍＷ〜 ５００ｍＷ以下が一般的であり、設計段階の限度値は、バラツキを考量すると、さらに５〜３３％程度のマージンをとる必要がある。この消費電力には、リモコン待機のためのマイコン等の消費電力が含まれているので、スイッチング電源装置そのもので消費している電力は、さらに少ない。

これに対して、実施例１では従来と同等の安全性を確保しながら２３．７ｍＷの損失を低減することができる。特に、１００ｍＷ以下のリモコン待機時の消費電力を目指す場合は、非常に効果が大きいことがわかる。なお、リモコン待機時の消費電力は、エコロジー政策の推進や消費者エコ意識の高まりから今後もさらに下がることが予想されている。

図４は、本発明の実施例２のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図５は、本発明の実施例２のスイッチング電源装置に設けられたコントロールＩＣの構成を示す回路図である。

実施例２のスイッチング電源装置は、抵抗Ｒ１をコントロールＩＣ１０ｂのＳＴＡＲＴＵＰ端子に接続し、抵抗Ｒ２をコントロールＩＣ１０ｂのＢＲ端子に接続し、スイッチＭ１をコントロールＩＣ１０ｂ内に設け、スイッチＭ１のドレインをＳＴＡＲＴＵＰ端子に接続し、スイッチＭ１のソースをＢＲ端子に接続したことを特徴とする。ここで、抵抗Ｒ１は、コントロールＩＣ１０ｂを起動させる起動抵抗でもある。その他の構成は、実施例１のスイッチング電源装置の構成と同一である。

このような構成によれば、抵抗Ｒ１の一端をＳＴＡＲＴＵＰ端子と共用しているので、図２に示すようなコントロールＩＣ１０ａのＢＲＯＮ端子をなくすことができる。即ち、スイッチング電源用ＩＣの外部ピン数を減らすことができるので、ＩＣを安価に製作し易くなる。

なお、本発明は実施例１及び実施例２のスイッチング電源装置に限定されるものではない。実施例１及び実施例２では、絶縁型フライバック電源の構成を示したが、低入力電圧動作禁止機能を用いる回路構成であれば、フォワード方式、ハーフブリッジ方式、フルブリッジ方式、電流共振型、擬似共振型、ＰＷＭ型、ＰＦＣ回路等の電源方式に関係なく本発明を適用することができる。

また、実施例１及び実施例２では、絶縁型のスイッチング電源装置の構成を示したが、非絶縁型の電源装置でも本発明は適用可能である。

また、実施例１及び実施例２のスイッチング電源装置では、ディスクリート部品と集積回路とで説明したが、スイッチング電源用ＩＣと同時に集積化を行っても良い。この場合、ＩＣの若干のコストアップとなるが、実施例１及び実施例２のスイッチング電源装置を構成することができるので、安価に安全に消費電力を低減することができる。

ＤＢ ダイオードブリッジ回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｔ１ トランス
Ｐ１ 一次巻線
Ｐ２ 補助巻線
Ｓ 二次巻線
Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード
Ｍ１ スイッチ
Ｒ１〜Ｒ１０ 抵抗
Ｃ１〜Ｃ５ コンデンサ
ＰＣ フォトカプラ
ＺＤ１ シャントレギュレータ
１０，１０ａ，１０ｂ コントロールＩＣ
１１，１２，１３ コンパレータ
１４ 発振器
１５ フリップフロップ回路
１６ アンド回路
１７，１８ バッファ回路
１９ 定電流ＯＮ／ＯＦＦ回路
２０ 内部電源

Claims (3)

1. 交流電源又は直流電源から供給される入力電圧を、スイッチング素子のスイッチング動作により、所望の出力電圧に変換して負荷に供給するスイッチング電源装置の制御回路であって、
   前記入力電圧が供給される入力端間に接続され、前記入力電圧を検出して検出信号を出力する、前記制御回路を起動させる起動抵抗を兼ねた第１抵抗とスイッチと第２抵抗とからなる入力電圧検出回路と、
   前記検出信号が第１閾値以下になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記検出信号が前記第１閾値よりも大きい第３閾値以上になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を開始させる低入力電圧動作禁止回路と、
   前記出力電圧を検出して前記出力電圧に応じたフィードバック信号を出力する出力電圧検出回路と、
   前記負荷が待機状態で、前記フィードバック信号が第２閾値以下になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させて、前記発振停止時は前記スイッチをオフさせ、前記フィードバック信号が前記第２閾値よりも大きい第４閾値以上になると前記スイッチング素子のスイッチング動作を開始させ、前記スイッチをオンさせる、間欠発振動作するスイッチ制御回路と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置の制御回路。
2. 前記スイッチ、前記低入力電圧動作禁止回路及び前記スイッチ制御回路を、集積回路内に設けることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置の制御回路。
3. 請求項１乃至請求項２のいずれか１項記載の制御回路を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。

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