JP6883445B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、トランスとホトカプラを使用したＤＣ／ＤＣコンバータとしてのスイッチング電源装置に関する。

図１３にこの種の従来のスイッチング電源装置の回路を示す（例えば特許文献１）。５０はトランスであり、１次巻線Ｌ１１と第１補助巻線Ｌ１２と２次巻線Ｌ１３と第２補助巻線Ｌ１４とを備える。ＭＮ２はＮＭＯＳのスイッチングトランジスタ、６０はホトダイオードＰＤ２とホトトランジスタＰＴ２を備えるホトカプラである。Ｒ１１〜Ｒ１９は抵抗、Ｒｓ２はスイッチングトランジスタＭＮ２のドレイン電流を検出するセンス抵抗、Ｃ１１〜Ｃ１４はキャパシタである。

このスイッチング電源装置では、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒ１８，Ｒ１９で分圧した電圧が電圧源ＶＢ１１の基準電圧Ｖｒｅｆ１１より高いときに、その差分電圧に応じてオペアンプＯＰ１１の出力電圧が低下する。そして、オペアンプＯＰ１１の出力電圧が所定値以下のとき、その出力電圧の値に応じてホトカプラ６０のホトダイオードＰＤ２に電流が流れ、そこで発光された発光量に応じてホトトランジスタＰＴ２の内部抵抗が決まる。

電源電圧Ｖｉｎが投入されると、抵抗Ｒ１１，Ｒ１３を介して第１補助巻線Ｌ１２に流れる励磁電流によって、キャパシタＣ１３が抵抗Ｒ１３側が正極となるよう充電される。そして、そのキャパシタＣ１３の抵抗Ｒ１３側の電圧がスイッチングトランジスタＭＮ２の閾値電圧に達すると、そのスイッチングトランジスタＭＮ２がＯＮする。

これによって、スイッチングトランジスタＭＮ２が接続された１次巻線Ｌ１１に直流電圧Ｖｉｎから電流が流れ始めると、トランス５０の各巻線Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ１４に誘導起電力が生じ、トランス５０にエネルギーが蓄積される。第１補助巻線Ｌ１２に発生する誘起電圧（●側が正極）は、キャパシタＣ１３の電圧と重畳されるので、スイッチングトランジスタＭＮ２はゲート電圧がその閾値電圧以上に維持されて、ＯＮ状態を継続する。

このとき、スイッチングトランジスタＭＮ２のドレイン電流がセンス抵抗Ｒｓ２に流れ、そこに発生するセンス電圧が抵抗Ｒ１５を介してキャパシタＣ１２を充電する。１次巻線Ｌ１１に流れる励磁電流は、スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＮしてから時間と共にほぼ直線的に増大し、キャパシタＣ１２の電圧もそれに応じて上昇する。

この後、キャパシタＣ１２の電圧がトランジスタＱ１１の閾値電圧に達すると、そのトランジスタＱ１１がＯＮ状態となって、スイッチングトランジスタＭＮ２はそのゲート電圧が閾値電圧以下に低下してＯＦＦする。

スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦすることで、１次巻線Ｌ１１に流れる電流が遮断されると、各巻線Ｌ１１〜Ｌ１４にフライバック電圧が生じる。このとき、２次巻線Ｌ１３に発生するフライバック電圧は、ダイオードＤ１１とキャパシタＣ１４とにより整流平滑され、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力される。

一方、第１補助巻線Ｌ１２に発生するフライバック電圧は、２次巻線Ｌ１３に発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この第１補助巻線Ｌ１２に発生するフライバック電圧（●側が負極）によってキャパシタＣ１３が抵抗Ｒ１３側が正極となるように抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を経由して充電され、スイッチングトランジスタＭＮ２をＯＮにするための助走が進む。

なお、スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦした後は、１次巻線Ｌ１１の電流が遮断されるので、センス抵抗Ｒｓ２に発生する電圧は零であり、また、出力電圧Ｖｏｕｔが低くホトトランジスタＰＴ２が動作していないので、キャパシタＣ１２の電圧は、抵抗Ｒ１５，Ｒｓ２を介して放電され低下する。これによって、キャパシタＣ１２の電圧がトランジスタＱ１１の閾値電圧以下となると、そのトランジスタＱ１１がＯＦＦする。

ところで、トランジスタＱ１１のベース・コレクタ間が等価ダイオードとして作用するので、キャパシタＣ１３は、第１補助巻線Ｌ１２の●側と反対側から、センス抵抗Ｒｓ２、抵抗Ｒ１５、トランジスタＱ１１のベースからコレクタ、抵抗Ｒ１３を経由して流れる電流によっても、抵抗Ｒ１３側が正極となるように充電される。

フライバックによって２次巻線Ｌ１３に蓄積されていた電気的エネルギの放出が終わると、１次巻線Ｌ１１の電圧は、スイッチングトランジスタＭＮ２の寄生容量、１次巻線Ｌ１１内の浮遊容量及び１次巻線Ｌ１１のインダクタンスによって、入力電圧Ｖｉｎを中心とした自由振動を開始し、電圧降下と共にその極性が反転する。

１次巻線Ｌ１１の電圧の自由振動に比例して振動する第１補助巻線Ｌ１２のキャパシタＣ１３側の電圧も同様に変化し、フライバック電圧が消滅した後に極性が復帰すると、その電圧はスイッチングトランジスタＭＮ２のゲートに対して順方向の電圧として作用するようになる。また、この電圧に対してそれまでに充電されたキャパシタＣ１３の電圧が加わるので、その合計電圧がスイッチングトランジスタＭＮ２閾値電圧を越えると、そのスイッチングトランジスタＭＮ２が再びＯＮする。このようにして一連の自励発振動作が繰り返される。

これまでは出力電圧Ｖｏｕｔが低く、ホトカプラ６０が動作していないので、ホトトランジスタＰＴ２はスイッチングトランジスタＭＮ２のベース電圧に影響を与えず、スイッチングトランジスタＭＮ２はセンス抵抗Ｒｓ２の抵抗値により定まる最大ＯＮ期間で動作する。この後、出力電圧Ｖｏｕｔは、発振を繰り返す毎に上昇し、電圧Ｖｒｅｆ１１に対応する設定電圧を越えるとオペアンプＯＰ１１による比較動作が開始されて、ホトカプラ６０が動作する通常動作に移行する。

この通常動作では、出力電圧Ｖｏｕｔが設定電圧より高いときは、キャパシタＣ１２の電圧が、センス抵抗Ｒｓ２に発生した電圧による充電に加えて、ホトカプラ６０のホトトランジスタＰＴ２に流れる電流によっても充電される。このため、、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほどトランジスタＱ１１のＯＮタイミングが早まるので、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＦＦタイミングが早まる。つまり、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＮ期間が短くなる。

スイッチングトランジスタＭＮ２がＯＦＦすると、第１補助巻線Ｌ１２のフライバック電圧によって充電されるキャパシタＣ１３の抵抗Ｒ１３側の電圧がスイッチングトランジスタＭＮ２の閾値電圧に達するまで、そのスイッチングトランジスタＭＮ２はＯＦＦを継続する。

なお、このスイッチング電源装置では、入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した電圧が所定値未満のときはスイッチングトランジスタＭＮ２のバイアス電圧が低くなり、スイッチングトランジスタＭＮ２はＯＮ／ＯＦＦ動作しない。

特開２００５−０２７４１２号公報

ところが、図１３のスイッチング電源装置は、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＮタイミングを生成するために第１補助巻線Ｌ１２が特別に必要となっている。また、キャパシタＣ１３の抵抗Ｒ１３側の電圧がスイッチングトランジスタＭＮ２のゲートを制御するので、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＮタイミングがそのスイッチングトランジスタＭＮ２の閾値のバラツキの影響を受ける問題がある。また、スイッチングトランジスタＭＮ２はキャパシタＣ１２の充電電圧がトランジスタＱ１１の閾値に達したときにＯＦＦするので、スイッチングトランジスタＭＮ２のＯＦＦタイミングがトランジスタＱ１１の閾値のバラツキの影響を受ける問題がある。また、ホトカプラ電流を得るために第２補助巻線Ｌ１４が特別に必要となっている。

本発明の目的は、スイッチングトランジスタのＯＮタイミング生成用の第１補助巻線やホトカプラ電流を得るための第２補助巻線が必須ではなく、しかもスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦにそのスイッチングトランジスタの閾値のバラツキの影響を受けないようにしたスイッチング電源装置を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに直列接続され前記スイッチングトランジスタがＯＮしたときにセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線及び負荷が接続される２次巻線を有するトランスと、前記２次巻線側の出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記センス抵抗で前記センス電圧が発生している時間に基づいて前記スイッチングトランジスタのＯＮ期間が長いほど大きい負荷電力信号を生成する負荷電力検出回路とを備え、前記センス電圧と前記ホトカプラ電流と前記負荷電力信号とによって前記スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのタイミングが制御されるスイッチング電源装置であって、前記トランスに設けられた補助巻線と、前記補助巻線に発生する脈動電圧を波形整形して前記スイッチングトランジスタのドレイン電圧の自由振動の谷のタイミングで遷移するパルス信号を生成する反転検出回路と、前記入力電圧のレベルを検出する入力電圧判定回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＮした後に前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせるＯＦＦタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が大きいほど且つ前記センス電圧が大きいほど早いタイミングで生成し、前記入力電圧判定回路で判定された入力電圧のレベルが高いほど、前記ＯＦＦタイミング信号を早いタイミングで生成するＯＮ期間制御回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦした後に前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＯＮタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が小さいほど且つ前記負荷電力信号が大きいほど早いタイミングで生成し、前記ＯＮタイミング信号を前記パルス信号の遷移タイミングでリタイミングするＯＦＦ期間制御回路と、前記ＯＮ期間制御回路から出力する前記ＯＦＦタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせ、前記ＯＦＦ期間制御回路から出力する前記ＯＮタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＳＲＦＦ回路と、を有することを特徴とする。

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＮ期間制御回路で前記ＯＦＦタイミング信号が生成されてから第１所定時間が経過した後に前記ＯＦＦ期間制御回路で前記ＯＮタイミング信号が生成されるときモード切替信号を生成するタイムアウト回路を備え、前記ＯＮ期間制御回路は、前記タイムアウト回路で前記モード切替信号が生成されたとき、前記スイッチングトランジスタがＯＮしてから、前記ホトカプラ電流及び前記センス電圧に無関係に、第２所定時間の経過後に前記ＯＦＦタイミング信号を生成することを特徴とする。

請求項３にかかる発明は、請求項２に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記タイムアウト回路で前記モード切替信号が生成されたとき、前記負荷電力信号に関係なく、前記ホトカプラ電流が大きいほど遅いタイミングで前記ＯＮタイミング信号を生成することを特徴とする。

請求項４にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦしているときに前記入力電圧判定回路で判定された入力電圧が高いほど低い電圧に充電され前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに前記ホトカプラ電流で放電される第４キャパシタと、該第４キャパシタの電圧が前記センス電圧に対応する電圧よりも低下するとき前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第１コンパレータとを備えることを特徴とする。

請求項１０にかかる発明は、スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに直列接続され前記スイッチングトランジスタがＯＮしたときにセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線及び負荷が接続される２次巻線を有するトランスと、前記２次巻線側の出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記センス抵抗で前記センス電圧が発生している時間に基づいて前記スイッチングトランジスタのＯＮ期間が長いほど大きい負荷電力信号を生成する負荷電力検出回路とを備え、前記センス電圧と前記ホトカプラ電流と前記負荷電力信号とによって前記スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのタイミングが制御されるスイッチング電源装置であって、前記トランスに設けられた補助巻線と、前記補助巻線に発生する脈動電圧を波形整形して前記スイッチングトランジスタのドレイン電圧の自由振動の谷のタイミングで遷移するパルス信号を生成する反転検出回路と、前記入力電圧のレベルを検出する入力電圧判定回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＮした後に前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせるＯＦＦタイミング信号を生成するＯＮ期間制御回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦした後に前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＯＮタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が小さいほど且つ前記負荷電力信号が大きいほど早いタイミングで生成し、前記ＯＮタイミング信号を前記パルス信号の遷移タイミングでリタイミングするＯＦＦ期間制御回路と、前記ＯＮ期間制御回路から出力する前記ＯＦＦタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせ、前記ＯＦＦ期間制御回路から出力する前記ＯＮタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＳＲＦＦ回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときにＯＮするスイッチとを有し、前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに前記スイッチを介して流れる前記ホトカプラ電流に応じた電圧を生成する第６抵抗と、該第６抵抗に生成する電圧が前記センス電圧を超えるとき前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第１コンパレータとを備え、前記ホトカプラ電流が大きいほど且つ前記センス電圧が大きいほど、前記ＯＦＦタイミング信号を早いタイミングで生成するＯＮ期間第１制御回路と、前記入力電圧判定回路で判定された入力電圧のレベルが高いほど、前記ＯＦＦタイミング信号を早いタイミングで生成するＯＮ期間第２制御回路とを含むことを特徴とする。

請求項５にかかる発明は、請求項２に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに定電流で充電され前記スイッチングトランジスタがＯＦＦすると放電される第６キャパシタと、該第６キャパシタの充電電圧が第１基準電圧を超えると前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第２コンパレータとを備えることを特徴とする。

請求項６にかかる発明は、請求項２に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに前記入力電圧が高いほど大きな電流で充電され前記スイッチングトランジスタがＯＦＦすると放電される第６キャパシタと、該第６キャパシタの充電電圧が第１基準電圧を超えると前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第２コンパレータとを備えることを特徴とする。

請求項７にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦしているとき前記負荷電力信号で充電され前記スイッチングトランジスタがＯＮすると放電される第５キャパシタと、該第５キャパシタに充電された電圧に等しい電圧の電圧端から流れる前記ホトカプラ電流の電流経路に挿入された第４抵抗と、該第４抵抗の前記第５キャパシタの側と反対側の端子の電圧を第３基準電圧と比較する第３コンパレータと、該第３コンパレータの出力信号を前記反転検出回路のパルス信号の遷移タイミングでリタイミングする第１ＤＦＦ回路とを備え、該第１ＤＦＦ回路から前記ＯＮタイミング信号が生成されることを特徴とする。

請求項８にかかる発明は、請求項３に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＦＦ期間制御回路は、第２電圧源と、該第２電圧源と等しい電圧の電圧端から流れる前記ホトカプラ電流の電流経路に挿入された第４抵抗と、該第４抵抗の前記第２電圧源の側と反対側の端子の電圧を第３基準電圧と比較する第３コンパレータとを備え、該第３コンパレータから前記ＯＮタイミング信号が生成されることを特徴とする。

請求項９にかかる発明は、請求項２又は３に記載のスイッチング電源装置において、前記タイムアウト回路は、前記ＯＦＦタイミング信号が入力する毎に前記第１所定時間だけタイマ信号を生成するタイマ回路と、該タイマ回路で前記タイマ信号が生成されていないとき前記ＯＮタイミング信号が入力すると前記モード切替信号を生成する第２ＤＦＦ回路とを備えることを特徴とする。

本発明によれば、ホトカプラ電流、スイッチングトランジスタのＯＮ期間に応じた負荷電力信号、センス電圧をそれぞれ取り込で処理し、スイッチングトランジスタのＯＮタイミング信号やＯＦＦタイミング信号を生成することができるので、第２の補助巻線は必須ではない。また、ＯＮタイミング信号とＯＦＦタイミング信号によってＳＲＦＦ回路を駆動してスイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御するので、スイッチングトランジスタＯＮ／ＯＦＦのタイミングがその閾値のバラツキの影響を受けることはない。

また、補助巻線経路に反転検出回路を新たに設ければ、ＯＮタイミング信号をその補助巻線の脈動電圧を波形整形したパルス信号でリタイミングすることができ、スイッチングトランジスタをドレイン電圧の自由振動の谷でＯＮさせ疑似共振動作をさせることができるので、その疑似共振動作に際してのスイッチングトランジスタの閾値のバラツキの影響を排除できる。この点について、図１３のスイッチング電源装置では、スイッチングトランジスタのドレイン電圧の脈動の谷でＯＮするようにしているが、どの谷でＯＮするかはスイッチングトランジスタの閾値電圧に依存しているので、疑似共振動作がスイッチングトランジスタの閾値の影響を受ける。

さらに、タイムアウト回路を新たに設ければ、ＯＮ／ＯＦＦの周期が所定値以上になる“軽負荷”では、ＯＮ時間一定でＯＦＦ時間可変の制御を行うことができるので、当該所定値になるＯＮ／ＯＦＦ周期の周波数を可聴周波数以上になるように設定することにより、“通常負荷”では可聴周波数ノイズが発生することを防止することができる。

さらに、図１３のスイッチング装置では、入力電圧が所定値に達しない場合はスイッチングトランジスタのスイッチング動作を停止させているが、本発明では入力電圧判定回路を新たに設けることにより、入力電圧に応じてＯＮ期間を制御することができる。

本発明の第１実施例のスイッチング電源装置の構成ブロック図である。 図１のスイッチング電源装置のＯＮ期間制御回路の回路図である。 図１のスイッチング電源装置のＯＦＦ期間制御回路の回路図である。 （ａ）、（ｂ）は図１のスイッチング電源装置の反転検出回路の回路図である。 図１のスイッチング電源装置のタイムアウト回路の回路図である。 図１のスイッチング電源装置のタイムアウト回路の動作波形図である。 図１のスイッチング電源装置の“通常負荷”での動作波形図である。 図１のスイッチング電源装置の“軽負荷”での動作波形図である。 本発明の第２実施例のスイッチング電源装置の構成ブロック図である。 図９のスイッチング電源装置のＯＮ期間制御回路の回路図である。 図９のスイッチング電源装置の“通常負荷”での動作波形図である。 図９のスイッチング電源装置の“軽負荷”での動作波形図である。 従来のスイッチング電源装置の構成ブロック図である。

＜第１実施例＞
図１に本発明の第１実施例のスイッチング電源装置の構成を示す。１０は１次巻線Ｌ１、２次巻線Ｌ２、補助巻線Ｌ３を有するトランスである。１次巻線Ｌ１には、入力直流電圧ＶｉｎがキャパシタＣ１で安定化されて入力し、ＮＭＯＳのスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦ動作により生じる電磁エネルギーを、巻線Ｌ２，Ｌ３に伝える。２次巻線Ｌ２には、ダイオードＤ１とキャパシタＣ２により整流平滑回路が構成され、その整流平滑回路から出力直流電圧Ｖｏｕｔが取り出されるようになっている。補助巻線Ｌ３には、ダイオードＤ２とキャパシタＣ３により整流平滑回路が構成され、その整流平滑回路から電圧ＶＤＤが生成されている。

２０はスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路である。制御回路２０において、２１はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮを継続している時間を制御してＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆを出力するＯＮ期間制御回路、２２はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦを継続している時間を制御してＯＮタイミング電圧Ｖｏｎを出力するＯＦＦ期間制御回路である。ＯＮ期間制御回路２１は外付けのキャパシタＣ４を備え、ＯＦＦ期間制御回路２２は外付けのキャパシタＣ５を備える。

２３はＳＲＦＦ回路であり、ＯＮ期間制御回路２１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になることによりリセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｌ”にする。また、ＯＦＦ制御回路２２から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが“Ｈ”になることによりセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｈ”にする。

２４はＳＲＦＦ回路２３のＱ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを入力してスイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮ／ＯＦＦするゲート電圧Ｖｇを生成する駆動回路であり、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｈ”にして、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮにさせ、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｌ”にして、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＦＦにする。

２５はタイムアウト回路であり、ＳＲＦＦ回路２３から出力する駆動電圧ＶｄｒｖとＯＮ期間制御回路２１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆを取り込んで、電圧Ｖｏｆｆが発生してから駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になるまでの時間（スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間）が所定時間Ｔ１を超えているとき、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅを“軽負荷”を示す“Ｈ”に設定し、所定時間Ｔ１を超えていないときは、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅを“通常負荷”を示す“Ｌ”に設定して、ＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２に出力する。

２６は負荷電力検出回路であり、スイッチングトランジスタＭＮ１に流れるドレイン電流Ｉｄを検出するセンス抵抗Ｒｓ１に発生するセンス電圧Ｖｓ１を入力して、その電圧Ｖｓ１が発生している時間、つまりドレイン電流Ｉｄの流れている時間に基づいて、トランス１０の１次巻線Ｌ１の励磁エネルギーを示す負荷電力信号（電流）Ｉｏを生成し、ＯＦＦ期間制御回路２２に出力する。

２７は反転検出回路であり、補助巻線Ｌ３に発生する脈流電圧Ｖｒｉｓｅを抵抗Ｒ３を介して取り込んで、波形整形したパルス電圧Ｖｐを生成し、ＯＦＦ期間制御回路２２に出力する。

２８は入力電圧判定回路であり、電圧ＶＤＤを抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧Ｖａを取り込んで入力電圧Ｖｉｎを判定し、その判定電圧ＶｂをＯＮ期間制御回路２１に出力する。この判定電圧Ｖｂは、入力電圧Ｖｉｎが高いほど低い電圧となる。

３０は出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出回路であり、ここで検出された電圧に対応する電流がホトカプラ４０のホトダイオードＰＤ１に供給される。ホトカプラ４０のホトトランジスタＰＴ１は、ホトダイオードＰＤ１の発光量、つまり出力電圧Ｖｏｕｔに比例したホトカプラ電流Ｉｐｃを生成して、制御回路２０のＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２に出力する。

図２にＯＮ期間制御回路２１の詳細図を示す。ＯＮ期間制御回路２１は、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を出力するＯＮ期間第１制御回路２１１と、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２を出力するＯＮ期間第２制御回路２１２と、モード切替電圧ＶｍｏｄｅによりＯＮ期間第１制御回路２１１の出力電圧Ｖｏｆｆ１とＯＮ期間第２制御回路２１２の出力電圧Ｖｏｆｆ２の一方を選択する選択回路２１３とを備える。

ＯＮ期間第１制御回路２１１は、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＦＦするスイッチＳＷ１と、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮするスイッチＳＷ２と、前記した外付けのキャパシタＣ４と、センス電圧Ｖｓ１を増幅するバッファＢＦ１と、コンパレータＣＰ１とを備える。

そして、キャパシタＣ４の電圧Ｖｃ４は、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしているときにＯＮするスイッチＳＷ１を介して、入力電圧判定回路２８の出力電圧Ｖｂに充電されている。スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮすると、スイッチＳＷ１がＯＦＦし、スイッチＳＷ２がＯＮすることによって、キャパシタＣ４の電圧Ｖｃ４がホトカプラ電流Ｉｐｃによって放電を開始する。一方、バッファＢＦ１にはセンス電圧Ｖｓ１が入力しており、このセンス電圧Ｖｓ１とキャパシタＣ４の充電電圧Ｖｃ４がコンパレータＯＰ１で比較される。コンパレータＣＰ１は、電圧Ｖｃ４がセンス電圧Ｖｓ１よりも低下したとき、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を“Ｈ”にする。

このようにして、ＯＮ期間第１制御回路２１１は、入力電圧判定回路２８の出力電圧Ｖｂが低いほど、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど、かつセンス電圧Ｖｓ１が高いほど、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を“Ｈ”にするタイミングを早くして、スイッチングトランジスタＭＮ１をそのＯＮしている時間が短くなるように制御する。つまり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間は、入力電圧Ｖｉｎが高いほど、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど、センス電圧Ｖｓ１が高いほど、短くなる。

ＯＮ期間第２制御回路２１２は、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＦＦするスイッチＳＷ３と、電流Ｉｒｅｆ１を供給する電流源ＩＢ１と、キャパシタＣ６と、電圧源ＶＢ１により電圧Ｖｒｅｆ１が基準値として設定されたコンパレータＣＰ２とを備える。

そして、キャパシタＣ６の電圧Ｖｃ６は、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしているときはスイッチＳＷ３がＯＮしているので０Ｖとなっているが、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮするとスイッチＳＷ３がＯＦＦするので、電流源ＩＢ１の電流Ｉｒｅｆ１により定電流で充電されて時間に比例して高くなり、所定時間が経過して電圧Ｖｒｅｆ１よりも高くなると、コンパレータＣＰ２から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２が“Ｈ”になる。つまり、ＯＮ時間第２制御回路２１２は、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしてから一定時間が経過するとＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２を“Ｈ”にする。この一定時間は、ＯＮ時間第１制御回路２１１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１の最も早いタイミングより、さらに早いタイミングとなる時間である。つまり、ＯＮ期間が最低値に固定される。

選択回路２１３は、アンド回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２と、オア回路ＯＲ１と、インバータＩＮＶ１とで構成されている。そして、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”（通常負荷）のときは、アンド回路ＡＮＤ１がゲートを開いてＯＮ期間第１制御回路２１１の“Ｈ”のＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１が選択されて、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆとして出力する。また、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）のときは、アンド回路ＡＮＤ２がゲートを開いてＯＮ期間第２制御回路の“Ｈ”のＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２が選択されて、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆとして出力する。

つまり、ＯＮ期間制御回路２１はスイッチングトランジスタＭＮ１を、負荷状態が“通常負荷”のときは、負荷状態に応じて動的に設定されるＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１によって、ＯＮからＯＦＦに切り替えるが、負荷状態が“軽負荷”のときは、ＯＮタイミングから固定的に設定される一定時間が経過したときに、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１によって、ＯＮからＯＦＦに切り替える。このようにして、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮタイミングからＯＦＦタイミングに至るＯＮ期間は、“通常負荷”のときは負荷状態に応じて伸縮制御されるが、“軽負荷”のときは一定の最短時間となる。

図３にＯＦＦ期間制御回路２２の詳細図を示す。ＯＦＦ期間制御回路２２は、ＯＦＦ期間設定回路２１１と、選択回路２２２とを備える。

ＯＦＦ期間設定回路２１１は、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮするスイッチＳＷ４と、前記した外付けのキャパシタＣ５と、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）のときＯＦＦするスイッチＳＷ５と、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）のときＯＮするスイッチＳＷ６と、電圧がＶｒｅｆ２の電圧源ＶＢ２と、バッファＢＦ２と、抵抗Ｒ４と、コンパレータＣＰ３と、第１ＤＦＦ回路２２１１と、電圧がＶｒｅｆ３の電圧源ＶＢ３を備える。また、第１ＤＦＦ回路２２１１は、反転検出回路２７の出力パルスＶｐの立上りに同期してコンパレータＣＰ３の出力電圧Ｖｏｎ２をラッチし、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ１として出力する。

このＯＦＦ期間制御回路２２では、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”になってスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦになると、スイッチＳＷ４がＯＦＦになってキャパシタＣ５が負荷電力検出回路２６の出力電流Ｉｏによって充電され、キャパシタＣ５の電圧がＶｃ５となる。この電圧Ｖｃ５は徐々に高くなり、負荷状態が“通常負荷”でモード切替電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”であれば、スイッチＳＷ５がＯＮ、スイッチＳＷ６がＯＦＦしているので、バッファＢＦ２と抵抗Ｒ４を経由してコンパレータＣＰ３の非反転入力端子に電圧Ｖｐｃとして入力する。このとき流れるホトカプラ電流Ｉｐｃは、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ時点からダイオードＤ１導通後に時間経過とともに小さくなるので、抵抗Ｒ４に発生する電圧降下が順次小さくなり、電圧Ｖｐｃが順次上昇する。

そして、その電圧Ｖｐｃが基準電圧Ｖｒｅｆ３より高くなれば、コンパレータＣＰ３から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ２が“Ｈ”になる、このＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ２は反転検出回路２７から出力するパルスＶｐの立上りで第１ＤＦＦ回路２２１１においてラッチされ、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ１として出力する。このときのＯＮタイミング電圧Ｖｏ１の発生タイミングは、負荷電力信号Ｉｏが大きいほど、ホトカプラ電流Ｉｐｃが小さいほど、早くなり、ＯＦＦ期間が短くなる。

パルス電圧Ｖｐの立上りのタイミングは、後記するように巻線Ｌ３で発生する脈動電圧Ｖｒｉｓｅが基準電圧Ｖｒｅｆ４より高くなるとき“Ｈ”になるので、スイッチングトランジスタＭＮ１のドレイン電圧の自由振動の谷（脈動電圧Ｖｒｉｓｅの頂上）に該当するタイミングとなる。

一方、負荷状態が“軽負荷”でモード切替電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”のときは、スイッチＳＷ５がＯＦＦし、スイッチＳＷ６がＯＮして、バッファＢＦ２の入力側に電圧源ＶＢ２の電圧Ｖｒｅｆ２が入力し、抵抗Ｒ４を経由して電圧Ｖｐｃとなる。この電圧Ｖｐｃはホトカプラ電流Ｉｐｃが時間経過とともに小さくなることで順次上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆ２より高くなるとコンパレータＣＰ３の出力が“Ｈ”になる。このときのＯＮタイミング電圧Ｖｏ２の発生タイミングは、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど、遅くなり、ＯＦＦ期間が長くなる。

選択回路２２２は、アンド回路ＡＮＤ３，ＡＮＤ４と、オア回路ＯＲ２と、インバータＩＮＶ４とで構成されている。そして、Ｖｍｏｄｅ＝Ｌ”（通常負荷）のときは、アンド回路ＡＮＤ３がゲートを開いて第１ＤＦＦ回路２２１１の出力電圧Ｖｏｎ１を選択して、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎとして出力する。このときは電圧Ｖｏ２がパルス電圧Ｖｐによりリタイミングされて電圧Ｖｏ１となっているので、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮタイミングがそのドレイン電圧Ｖｄの自由振動の谷に該当するタイミングとなり、疑似共振動作が可能となる。このため、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮタイミングはその閾値のバラツキの影響は受けない。

一方、Ｖｍｏｄｅ＝“Ｈ”（軽負荷）のときは、アンド回路ＡＮＤ４がゲートを開いてコンパレータＣＰ３の出力電圧Ｖｏｎ２を選択して、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎとして出力する。このときは、パルス電圧Ｖｐによるリタイミング制御は受けない。

図４に反転検出回路２７の詳細図を示す。反転検出回路２７は、図４の（ａ）に示すように、電圧Ｖｒｅｆ４の電圧源ＢＶ４と、ＮＰＮトランジスタＱ１と、ＮＰＮトランジスタＱ２と、電圧Ｖｒｅｆ５の電圧源ＶＢ５と、コンパレータＣＰ４とを備える。トランジスタＱ１は最低電圧規制回路を構成し、補助巻線Ｌ３にその●側が負極となる脈動電圧Ｖｒｉｓｅが発生したときコンパレータＣＰ４の非反転入力端子の電圧を「Ｖｒｅｆ４−Ｖｂｅ（Ｑ１）」に制限する。Ｖｂｅ（Ｑ１）はトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧である。トランジスタＱ２は最高電圧規制回路を構成し、補助巻線Ｌ３にその●側が正極となる脈動電圧Ｖｒｉｓｅが発生したときコンパレータＣＰ４の非反転入力端子の電圧をＶｂｅ（Ｑ２）に制限する。Ｖｂｅ（Ｑ２）はトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧である。そして、電圧Ｖｒｅｆ５を基準として、脈動電圧Ｖｒｉｓｅを波形整形する。

なお、反転検出回路２７は、図４の（ｂ）に示すように、トランジスタＱ２を抵抗Ｒ５に置き換えてもよい。このときは、●側が正極となる脈動電圧Ｖｒｉｓｅが抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧されることで最高電圧が規制される。

図５にタイムアウト回路２５の詳細図を示す。タイムアウト回路２５は、タイマ回路２５１と第２ＤＦＦ回路２５２により構成されている。タイマ回路２５１は、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になるとタイムカウントを開始するとともに出力電圧Ｖｔを“Ｌ”にし、所定時間Ｔ１だけカウントすると出力電圧Ｖｔを“Ｈ”にする。第２ＤＦＦ回路２５２は、ＳＲＦＦ回路２３のＱ出力電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”の立上りタイミングで、タイマ回路２５１の出力電圧Ｖｔが“Ｈ”であればＱ端子の電圧Ｖｍｏｄｅを“Ｈ”にし、“Ｌ”であれば“Ｌ”にする。

したがって、タイマ回路２５１の出力電圧Ｖｔが“Ｈ”のときに電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になると電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”になるが、この後、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になると、タイマ回路２５１の出力電圧が“Ｈ”から“Ｌ”に変化する。そして、タイマ時間Ｔ１が経過する前に電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”にならず、経過後に“Ｈ”になったときは、タイマ回路２７１の出力電圧Ｖｔが“Ｈ”となっているので、ＤＦＦ回路２５２のＱ端子の電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”から変化しない。再度ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になることでタイマ回路２５１の出力電圧Ｖｔが“Ｌ”になり、その後タイマ時間Ｔ１が経過するまえに電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になれば、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅは“Ｌ”になる。

このようにして、電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になる間隔、つまりスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮタイミングの周期がタイマ期間Ｔ１を超えるときは、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”になり、これはスイッチングトランジスタＭＮ１の駆動周期が長い、つまり現在の運転状態が“軽負荷”であることを示す。一方、電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になる間隔がタイマ期間Ｔ１以内のときは、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”になり、これはスイッチングトランジスタＭＮ１の駆動周期が短い、つまり現在の運転状態が“通常負荷”であることを示す。図６にタイムアウト回路２５の動作波形図を示した。

タイムアウト回路２５のタイマ時間Ｔ１を適宜設定することで、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”になるスイッチングトランジスタＭＮ１のスイッチング周波数を調整することができるので、この周波数が可聴周波数上限値（２０ｋＨｚ）以上になるようにすれば、“通常負荷”で可聴周波数ノイズが発生することを防止できる。

図７に運転状態が“通常負荷”の場合の動作波形図を示す。この場合は、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”となるので、ＯＮ期間制御回路２１ではＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１が選択されて電圧Ｖｏｆｆとして出力する。この電圧Ｖｏｆｆが発生して電圧ＶｄｒｖによりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦすると、センス電圧Ｖｓ１が消滅するので電圧Ｖｏｆｆも消滅して電圧Ｖｏｆｆはパルス波形となる。

また、ＯＦＦ期間制御回路２２ではＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ１が選択されて電圧Ｖｏｎとして出力する。この電圧Ｖｏｎが発生して電圧ＶｄｒｖによりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮすると、スイッチＳＷ４がＯＮされて電圧Ｖｃ５が消滅するので電圧Ｖｏｎも消滅して電圧Ｖｏｎもパルス波形となる。

上記の“通常負荷”において、２次巻線Ｌ２の側に接続される負荷が軽い場合は、出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧よりも高くなるので、ホトカプラ電流Ｉｐｃが多くなる。このため、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間では、ＯＮ期間制御回路２１のキャパシタＣ４の電荷がそのホトカプラ電流Ｉｐｃによってより多く放電され、キャパシタＣ４の電圧Ｖｃ４の電圧低下が大きくなる。このとき、スイッチングトランジスタＭＮ１のドレイン電流Ｉｄの時間当たりの増加率は入力電圧Ｖｉｎと１次側の巻線Ｌ１のインダクタンスによって決まり、負荷状態に関係なく一定である。このため、キャパシタＣ４の電圧低下が大きいと、コンパレータＣＰ１の出力電圧Ｖｏｆｆ１が“Ｈ”になるまでの時間が短くなる。つまり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が短くなる。

一方、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間では、ホトカプラ電流Ｉｐｃが多いと、ＯＦＦ期間制御回路２２の抵抗Ｒ４による電圧降下が大きくなり、コンパレータＣＰ３の出力電圧Ｖｏｎ１が“Ｈ”になるまでの時間が長くなる。なお、負荷電力検出回路２６の出力電流Ｉｏは、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が短いと少なくなるので、キャパシタＣ５の電圧Ｖｃ５の電圧上昇率は小さくなる。したがって、負荷が軽い場合は、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間は長くなる。

以上のように、“通常負荷”において負荷が軽い場合は、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が短くなり、ＯＦＦ期間が長くなるので、デューティ比が小さくなるとともにスイッチング周期が長くなる。

一方、２次巻線Ｌ２に流れる負荷電流が多い場合、つまり負荷が重い場合は、出力電圧Ｖｏｕｔが低下するので、ホトカプラ電流Ｉｐｃが少なくなる。このため、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間とＯＦＦ期間は、負荷が軽い場合と逆になる。つまり、ＯＮ期間が長くＯＦＦ期間が短くなって、デューティ比は大きくなりスイッチング周期は短くなる。

図８に負荷状態が“軽負荷”の場合の動作波形図を示す。この場合は、モード切替電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”となるので、ＯＮ期間制御回路２１ではＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２が選択されて電圧Ｖｏｆｆとして出力し、ＯＦＦ期間制御回路２２ではＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ２が選択されて電圧Ｖｏｎとして出力する。

このとき、ＯＮ期間制御回路２１では、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしたときスイッチＳＷ３がＯＦＦして、キャパシタＣ６に電流Ｉｒｅｆ１による定電流で充電が行われるので、そのキャパシタＣ６の電圧Ｖｃ６が電圧Ｖｒｅｆ１を超えたとき、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２が“Ｈ”になって、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦする。このときのスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間は、出力電圧Ｖｏｕｔに無関係に、電流Ｉｒｅｆ１とキャパシタＣ６で決まる一定時間となる。

ＯＦＦ期間制御回路２２では、スイッチＳＷ５がＯＦＦしスイッチＳＷ６がＯＮするので、抵抗Ｒ４に電圧Ｖｒｅｆ２が印加する。そして、ホトカプラ電流Ｉｐｃが小さいほど電圧Ｖｐｃが高くなり、その電圧Ｖｐｃが電圧Ｖｒｅｆ３を超えると、コンパレータＣＰ３の出力電圧Ｖｏｎ２が“Ｈ”になり、それがＯＮタイミング電圧Ｖｏｎとして出力する。電流Ｉｃｐは出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど多くなるが、出力電圧Ｖｏｕｔの低下に比例して小さくなる。よって、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦした時点の出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど、電圧Ｖｐｃが電圧Ｖｒｅｆ３を超える程度にホトカプラ電流Ｉｐｃが小さくなるまでの時間が長くなる。つまり、ＯＮタイミング信号Ｖｏｎが“Ｈ”になるタイミングは、スイッチングトランジスタＭＮ１の出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど遅くなり、ＯＦＦ期間が長くなる。

このように、負荷状態が軽負荷の場合のスイッチングトランジスタＭＮ１は、ＯＮ期間が一定で、かつＯＦＦ期間がスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦタイミング時の出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど長くなるように制御される。

＜第２実施例＞
図９に本発明の第２実施例のスイッチング電源装置の構成を示す。第２実施例のスイッチング電源装置は第１実施例のスイッチング電源装置とは、制御回路２０Ａの構成、特にＯＮ時間制御回路２１ＡとＶｉｎ判定回路２８Ａの構成が異なっている。本実施例では通常負荷動作時には外付けのキャパシタＣ４を使用することなくフォトカプラ電流ＩｐｃによってＯＮ期間を決める。また、軽負荷時には入力電圧Ｖｉｎの値を加味した最短のＯＮ期間を決める。第１実施例におけるものと同じものには同じ符号をつけた。

図１０にＯＮ期間制御回路２１Ａの詳細図を示す。ＯＮ期間制御回路２１Ａは、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を出力するＯＮ期間第１制御回路２１１Ａと、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２を出力するＯＮ期間第２制御回路２１２Ａと、モード切替電圧ＶｍｏｄｅによりＯＮ期間第１制御回路２１１Ａの出力電圧Ｖｏｆｆ１とＯＮ期間第２制御回路２１２Ａの出力電圧Ｖｏｆｆ２の一方を選択する選択回路２１３とを備える。

ＯＮ期間第１制御回路２１１Ａは、基準電圧Ｖｒｅｆ６の電圧源ＶＢ６と、バッファＢＦ６と、抵抗Ｒ６と、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮするスイッチＳＷ２と、センス電圧Ｖｓ１を増幅するバッファＢＦ１と、コンパレータＣＰ１とを備える。

そして、抵抗６の電圧Ｖｒ６は、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしているときには、スイッチＳＷ２がＯＦＦしていることにより、基準電圧Ｖｒｅｆ６となるが、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮすると、スイッチＳＷ２がＯＮすることによって、ホトカプラ電流Ｉｐｃが抵抗Ｒ６に流れ、抵抗Ｒ６には「Ｒ６×Ｉｐｃ」の電圧降下が起きて、電圧Ｖｒ６は以下のようになる。
Ｖｒ６＝Ｖｒｅｆ６−Ｒ６×Ｉｐｃ ・・・（１）

一方、バッファＢＦ１にはセンス電圧Ｖｓ１が入力しており、このセンス電圧Ｖｓ１と電圧Ｖｒ６がコンパレータＯＰ１で比較される。コンパレータＣＰ１は、センス電圧Ｖｓ１が電圧Ｖｒ６より大きくなったとき、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を“Ｈ”にする。

スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしてからのセンス電圧Ｖｓ１の変化は以下のようになる。
Ｖｓ１＝Ｒｓ１×Ｖｉｎ／Ｌ１×ｔｏｎ ・・・（２）
ホトカプラ電流Ｉｐｃが増えると、電圧Ｖｒ６が下がるので、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしてからセンス電圧Ｖｓ１が電圧Ｖｒ６より大きくなりコンパレータＣＰ１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を“Ｈ”にするまでの時間、つまりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦするまでの時間（ＯＮ期間）は短くなる。

また、式（２）により、センス電圧Ｖｓ１の時間に対する変化は、入力電圧Ｖｉｎの大きさに比例する。ホトカプラ電流Ｉｐｃが一定の状態で入力電圧Ｖｉｎが高くなると、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしてからセンス電圧Ｖｓ１が電圧Ｖｒ６より大きくなるまでの時間が短くなる。

このようにして、ＯＮ期間第１制御回路２１１Ａは、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど、かつセンス電圧Ｖｓ１が高いほど、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を“Ｈ”にするタイミングを早くして、スイッチングトランジスタＭＮ１をそのＯＮしている時間が短くなるように制御する。つまり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間は、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど、入力電圧Ｖｉｎが高いほど、センス電圧Ｖｓ１が高いほど、短くなる。

ＯＮ期間第２制御回路２１２Ａは、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＦＦするスイッチＳＷ３と、電流Ｉｒｅｆ２を供給する電流源ＩＢ２と、キャパシタＣ６と、電圧源ＶＢ１により電圧Ｖｒｅｆ１が基準値として設定されたコンパレータＣＰ２とを備える。電流源ＩＢ２の電流Ｉｒｅｆ２は、入力電圧判定回路２８Ａの出力電圧Ｖｂ２の出力により、入力電圧Ｖｉｎが大きいほど、その電流値を大きくする。

そして、キャパシタＣ６の電圧Ｖｃ６は、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしているときはスイッチＳＷ３がＯＮしているので０Ｖとなっているが、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮするとスイッチＳＷ３がＯＦＦするので、電流源ＩＢ２の電流Ｉｒｅｆ２により充電されて時間に比例して高くなり、所定時間が経過して電圧Ｖｒｅｆ２よりも高くなると、コンパレータＣＰ２から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２が“Ｈ”になる。

つまり、ＯＮ時間第２制御回路２１２Ａは、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしてから入力電圧Ｖｉｎの値で決まる所定時間が経過するとＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２を“Ｈ”にする。この所定時間は、ＯＮ時間第１制御回路２１１Ａから出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１の最も早いタイミングより、さらに早いタイミングとなる時間であり、入力電圧Ｖｉｎが大きいほど短くなる。なお、キャパシタＣ６を外付けとして、時間設定に自由度を持たせてもよい。

このようにして、第２実施例のＯＮ期間制御回路２１ＡはスイッチングトランジスタＭＮ１を、負荷状態が“通常負荷”のときは、負荷状態（フォトカプラ電流Ｉｐｃ）に応じて動的に設定されるＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１によって、ＯＮからＯＦＦに切り替えるが、負荷状態が“軽負荷”のときは、ＯＮタイミングから入力電圧Ｖｉｎによって設定される所定時間が経過したときに、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１によって、ＯＮからＯＦＦに切り替える。このようにして、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮタイミングからＯＦＦタイミングに至るＯＮ期間は、“通常負荷”のときは負荷状態に応じて伸縮制御され、“軽負荷”のときは入力電圧Ｖｉｎに応じて伸縮制御される。

図１１に第２実施例のスイッチング電源装置の“通常負荷”での動作波形図を示し、図１２に“軽負荷”での動作波形図を示した。

１０：トランス、Ｌ１：１次巻線、Ｌ２：２次巻線、Ｌ３：補助巻線
２０，２０Ａ：制御回路、２１，２１Ａ：ＯＮ期間制御回路、２１１，２１１Ａ：ＯＮ期間第１制御回路、２１２，２１２Ａ：ＯＮ期間第２制御回路、２１３：選択回路、２２：ＯＦＦ期間制御回路、２２１：ＯＦＦ期間設定回路、２２２：選択回路、２３：ＳＲＦＦ回路、２４；駆動回路、２５：タイムアウト回路、２６：負荷電力検出回路、２７：反転検出回路、２８，２８Ａ：入力電圧判定回路
３０：出力電圧検出回路
４０：ホトカプラ

Claims (10)

1. スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに直列接続され前記スイッチングトランジスタがＯＮしたときにセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線及び負荷が接続される２次巻線を有するトランスと、前記２次巻線側の出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記センス抵抗で前記センス電圧が発生している時間に基づいて前記スイッチングトランジスタのＯＮ期間が長いほど大きい負荷電力信号を生成する負荷電力検出回路とを備え、前記センス電圧と前記ホトカプラ電流と前記負荷電力信号とによって前記スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのタイミングが制御されるスイッチング電源装置であって、
   前記トランスに設けられた補助巻線と、
   前記補助巻線に発生する脈動電圧を波形整形して前記スイッチングトランジスタのドレイン電圧の自由振動の谷のタイミングで遷移するパルス信号を生成する反転検出回路と、
   前記入力電圧のレベルを検出する入力電圧判定回路と、
   前記スイッチングトランジスタがＯＮした後に前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせるＯＦＦタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が大きいほど且つ前記センス電圧が大きいほど早いタイミングで生成し、前記入力電圧判定回路で判定された入力電圧のレベルが高いほど、前記ＯＦＦタイミング信号を早いタイミングで生成するＯＮ期間制御回路と、
   前記スイッチングトランジスタがＯＦＦした後に前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＯＮタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が小さいほど且つ前記負荷電力信号が大きいほど早いタイミングで生成し、前記ＯＮタイミング信号を前記パルス信号の遷移タイミングでリタイミングするＯＦＦ期間制御回路と、
   前記ＯＮ期間制御回路から出力する前記ＯＦＦタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせ、前記ＯＦＦ期間制御回路から出力する前記ＯＮタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＳＲＦＦ回路と、
   を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ＯＮ期間制御回路で前記ＯＦＦタイミング信号が生成されてから第１所定時間が経過した後に前記ＯＦＦ期間制御回路で前記ＯＮタイミング信号が生成されるときモード切替信号を生成するタイムアウト回路を備え、
   前記ＯＮ期間制御回路は、前記タイムアウト回路で前記モード切替信号が生成されたとき、前記スイッチングトランジスタがＯＮしてから、前記ホトカプラ電流及び前記センス電圧に無関係に、第２所定時間の経過後に前記ＯＦＦタイミング信号を生成することを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 請求項２に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記タイムアウト回路で前記モード切替信号が生成されたとき、前記負荷電力信号に関係なく、前記ホトカプラ電流が大きいほど遅いタイミングで前記ＯＮタイミング信号を生成することを特徴とするスイッチング電源装置。
4. 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦしているときに前記入力電圧判定回路で判定された入力電圧が高いほど低い電圧に充電され前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに前記ホトカプラ電流で放電される第４キャパシタと、該第４キャパシタの電圧が前記センス電圧に対応する電圧よりも低下するとき前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第１コンパレータとを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
5. 請求項２に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに定電流で充電され前記スイッチングトランジスタがＯＦＦすると放電される第６キャパシタと、該第６キャパシタの充電電圧が第１基準電圧を超えると前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第２コンパレータとを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
6. 請求項２に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに前記入力電圧が高いほど大きな電流で充電され前記スイッチングトランジスタがＯＦＦすると放電される第６キャパシタと、該第６キャパシタの充電電圧が第１基準電圧を超えると前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第２コンパレータとを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
7. 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ＯＦＦ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦしているとき前記負荷電力信号で充電され前記スイッチングトランジスタがＯＮすると放電される第５キャパシタと、該第５キャパシタに充電された電圧に等しい電圧の電圧端から流れる前記ホトカプラ電流の電流経路に挿入された第４抵抗と、該第４抵抗の前記第５キャパシタの側と反対側の端子の電圧を第３基準電圧と比較する第３コンパレータと、該第３コンパレータの出力信号を前記反転検出回路のパルス信号の遷移タイミングでリタイミングする第１ＤＦＦ回路とを備え、該第１ＤＦＦ回路から前記ＯＮタイミング信号が生成されることを特徴とするスイッチング電源装置。
8. 請求項３に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ＯＦＦ期間制御回路は、第２電圧源と、該第２電圧源と等しい電圧の電圧端から流れる前記ホトカプラ電流の電流経路に挿入された第４抵抗と、該第４抵抗の前記第２電圧源の側と反対側の端子の電圧を第３基準電圧と比較する第３コンパレータとを備え、該第３コンパレータから前記ＯＮタイミング信号が生成されることを特徴とするスイッチング電源装置。
9. 請求項２又は３に記載のスイッチング電源装置において、
   前記タイムアウト回路は、前記ＯＦＦタイミング信号が入力する毎に前記第１所定時間だけタイマ信号を生成するタイマ回路と、該タイマ回路で前記タイマ信号が生成されていないとき前記ＯＮタイミング信号が入力すると前記モード切替信号を生成する第２ＤＦＦ回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
10. スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに直列接続され前記スイッチングトランジスタがＯＮしたときにセンス電圧を生成するセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線及び負荷が接続される２次巻線を有するトランスと、前記２次巻線側の出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記センス抵抗で前記センス電圧が発生している時間に基づいて前記スイッチングトランジスタのＯＮ期間が長いほど大きい負荷電力信号を生成する負荷電力検出回路とを備え、前記センス電圧と前記ホトカプラ電流と前記負荷電力信号とによって前記スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦのタイミングが制御されるスイッチング電源装置であって、
    前記トランスに設けられた補助巻線と、
    前記補助巻線に発生する脈動電圧を波形整形して前記スイッチングトランジスタのドレイン電圧の自由振動の谷のタイミングで遷移するパルス信号を生成する反転検出回路と、
    前記入力電圧のレベルを検出する入力電圧判定回路と、
    前記スイッチングトランジスタがＯＮした後に前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせるＯＦＦタイミング信号を生成するＯＮ期間制御回路と、
    前記スイッチングトランジスタがＯＦＦした後に前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＯＮタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が小さいほど且つ前記負荷電力信号が大きいほど早いタイミングで生成し、前記ＯＮタイミング信号を前記パルス信号の遷移タイミングでリタイミングするＯＦＦ期間制御回路と、
    前記ＯＮ期間制御回路から出力する前記ＯＦＦタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせ、前記ＯＦＦ期間制御回路から出力する前記ＯＮタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＳＲＦＦ回路と、
    前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときにＯＮするスイッチと
    を有し、
    前記ＯＮ期間制御回路は、
    前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに前記スイッチを介して流れる前記ホトカプラ電流に応じた電圧を生成する第６抵抗と、該第６抵抗に生成する電圧が前記センス電圧を超えるとき前記ＯＦＦタイミング信号を生成する第１コンパレータとを備え、前記ホトカプラ電流が大きいほど且つ前記センス電圧が大きいほど、前記ＯＦＦタイミング信号を早いタイミングで生成するＯＮ期間第１制御回路と、
    前記入力電圧判定回路で判定された入力電圧のレベルが高いほど、前記ＯＦＦタイミング信号を早いタイミングで生成するＯＮ期間第２制御回路と
    を含むことを特徴とするスイッチング電源装置。

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