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WO2009027326A1 - Verfahren zur ansteuerung eines elektrischen umrichters sowie zugehörige vorrichtung - Google Patents

Verfahren zur ansteuerung eines elektrischen umrichters sowie zugehörige vorrichtung Download PDF

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Publication number
WO2009027326A1
WO2009027326A1 PCT/EP2008/060998 EP2008060998W WO2009027326A1 WO 2009027326 A1 WO2009027326 A1 WO 2009027326A1 EP 2008060998 W EP2008060998 W EP 2008060998W WO 2009027326 A1 WO2009027326 A1 WO 2009027326A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
commutation
subsection
duration
pwm
region
Prior art date
Application number
PCT/EP2008/060998
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Dirk Joachimsmeyer
Original Assignee
Continental Automotive Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Continental Automotive Gmbh filed Critical Continental Automotive Gmbh
Priority to CN200880104658XA priority Critical patent/CN101790838B/zh
Priority to US12/675,796 priority patent/US20100259206A1/en
Publication of WO2009027326A1 publication Critical patent/WO2009027326A1/de

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling an electrical converter, as used in particular for the electrical supply of the motor phases of an electric motor with a drive current.
  • the invention further relates to a device designed for carrying out the method.
  • commutation is generally referred to the wiring of the motor phases of an electric motor with a drive current.
  • Modern, so-called brushless electric motors are usually commutated electronically by means of a converter circuit (hereinafter referred to simply as a converter).
  • a converter has a number of motor phases corresponding number of switched into an electrical intermediate circuit half-bridges.
  • Each half-bridge has two series-connected electronic circuit breakers, eg in the form of MosFet ⁇ s or IGBTs, between which the respectively associated motor phase is clamped.
  • the circuit breakers are - usually software-controlled - driven by an electronic switching signal, which thus determines the manner of commutation.
  • the invention has for its object to provide an improved against this background method for controlling an inverter.
  • a further object of the invention is to provide a device which is particularly suitable for carrying out the method.
  • a transition region is provided within a periodic commutation pattern between a sinusoidal commutation region and a block commutation region, in which a phase voltage output by the converter is set constant for a first subsection of each half period of the commutation pattern in the manner of a block commutation and varying for a second part of the half period in the manner of a sine commutation.
  • the term "commutation pattern” is generally understood to mean a specific type of control of the converter, that is to say a specific design of a switching signal delivered to the converter, on the basis of which a phase voltage output by the converter takes a certain time course.
  • the commutation pattern is periodic, thus comprising several consecutive time periods (periods) in which the commutation pattern repeats in an identical or similar manner.
  • the period of the commutation pattern corresponds to one revolution of the rotating field generated by the inverter in the motor.
  • the terms "sine commutation range”, “block commutation range” and “transition range” refer to temporal portions of the commutation pattern in which the commutation pattern has uniform characteristic properties.
  • the phase voltage in the sinusoidal commutation region is sinusoidally varied in time, in the block commutation region according to a rectangular pulse scheme.
  • the period With sinusoidal commutation, the period conventionally commences with the beginning of the positive half cycle of the sinusoidal phase voltage, ie at the point where the phase voltage exceeds the amplitude average in the positive direction. Conventionally, in the case of block commutation, the period also begins with the onset of the positive half-wave, ie with the onset of the positive activation phase of the commutation pattern. Accordingly, the start of the period for the transition region is also set to the beginning of the positive half-wave of the transition commutation pattern. In this sense, the half-period is the positive or negative half-wave of the respective commutation pattern.
  • the method provides a substantially continuous transition between sinusoidal commutation and block commutation which avoids jerky changes in the drive torque produced by the motor and the underlying phase current. decision Similarly, the negative effects of such jerky changes on the motor driven motion process or the inverter are avoided.
  • the duration of the first subsection is varied in accordance with a manipulated variable which is characteristic of the engine power to be set of the motor controlled by the converter.
  • This manipulated variable is standardized in particular to 100% pure sine power.
  • the method is discretely switched between sine commutation and block commutation in accordance with the engine power.
  • the transition between these two forms of commutation occurs temporally but not by leaps and bounds, but in each case via the intermediary transition region, which is always temporarily used in this form of the method.
  • the duration of the first subsection (in relation to the duration of the half period) is thereby varied according to a predetermined time dependence or as a function of the so-called commutation angle.
  • the duration of the first subsection is increased successively in relation to the second subsection. Additionally or alternatively, in a transition from block commutation to a subsequent sine commutation, the duration of the first sub-section is successively shortened.
  • the first subsection is time centered with respect to the second subsection.
  • the time periods are arranged with block-like constant phase voltage always at the points of Kommutticiansmusters at which would be at pure sinusoidal commutation, the minima or maxima of the phase voltage.
  • the transition commutation pattern is adjusted as far as possible to the commutation pattern corresponding to a pure sine commutation, particularly at the edge of the transition region adjacent to the sinusoid commutation region.
  • the change from pure sine commutation in the transition region is carried out in this way particularly continuously.
  • the switching signal applied to the converter for driving the converter is preferably pulse-width-modulated, ie it contains a series of pulses and intermediate pulse gaps clocked according to a fixed cycle duration, the signal being modulated by variable adjustment of the (temporal) pulse width of the pulses.
  • the switching signal is called PWM signal in this embodiment of the method. If the converter is controlled in a pulse-width-modulated manner, the above-mentioned phase voltage is given by the mean value of the instantaneous phase voltage formed over the cycle duration of the PWM signal. This effective phase voltage is always proportional to the pulse width.
  • the extension or shortening of the first subsection is performed by varying a predetermined pulse-locating / pulse-dropping (PLPD) time.
  • PLPD pulse-locating / pulse-dropping
  • PLPD pulse-locking / pulse-dropping
  • the PLPD function is expediently also used for generating the switching signal in the block commutation region, ie for realizing a pure block signal. Used commutation.
  • the predetermined PLPD time is simply set to the cycle duration of the PWM signal.
  • the duration of the first subsection is not continuously, but quantized varies according to a predetermined gradation. In particular, this eliminates the necessity of having to recalculate the duration of the first subsection in the case of an iterative execution of the method.
  • the device comprises a control and / or program technology designed to generate the switching signal according to the method described above control unit.
  • the control unit is a microcontroller in which a control logic executing the method is implemented in the form of software.
  • FIG. 1 shows in a roughly schematically simplified circuit diagram an electric motor with a converter upstream of this and a device for controlling the converter
  • FIG. 2 is a schematic diagram of an example of a phase of the electric motor, the phase voltage averaged over a PWM cycle duration with sinusoidal commutation, plotted against the time or against the so-called commutation angle,
  • FIG. 3 shows a detail of a time segment III of the diagram according to FIG. 2, FIG.
  • FIG. 4 is a representation corresponding to the curve of the phase voltage in the case of block commutation
  • FIG. FIG. 5 shows a transition between sinusoidal commutation and block commutation on the basis of five superimposed diagrams according to FIG. 2, wherein the shape of the phase voltage curve in a transition region depends on one for the desired one
  • FIG. 6 shows an alternative transition between sinusoidal commutation and block commutation, wherein the shape of the phase voltage characteristic is varied in a corresponding transition region as a function of time or of the commutation angle.
  • FIG. 1 shows, roughly schematically, an (electric) motor 1 with a stator 2 and a rotor 3 rotatably mounted therein.
  • the motor is, for example, a permanent-magnet synchronous motor.
  • the rotor 3 is in this case provided with permanent magnets for generating a magnetic rotor field.
  • other types of motors in particular asynchronous motors or electrically excited synchronous motors, can in principle also be used.
  • the engine 1 is provided in particular for use in a hybrid drive of a motor vehicle.
  • This device 5 comprises a control unit 6 in the form of a microcontroller and a rotary position sensor 7, which during operation of the motor 1, the rotational position of the rotor 3 relative to the stator. 2 detected .
  • the stator 2 of the motor 1 is wound with a rotating field winding 8 for generating a magnetic stator rotating field.
  • the rotating field winding 8 comprises three winding strands, hereinafter referred to as motor phases L1, L2 and L3, which are connected together in a neutral point 9.
  • Each motor phase Ll, L2, L3 is characterized in terms of their physical properties by an inductance L L i, LL2, LL3, an ohmic resistance R L i, RL2, RL3 and by an induced voltage U L i, UL2, UL3.
  • the inductors L Li , LL2, LL3, resistors R L i, RL2, RL3 and voltages U L i, UL2, UL3 are shown in FIG 1 in the form of an equivalent circuit diagram.
  • the converter 4 comprises an electrical intermediate circuit 10 with a high-potential side 11 and a low-potential side 12, between which an intermediate circuit voltage U z is applied during operation of the motor 1.
  • each half bridge 13a, 13b, 13c for supplying a respective motor phase Ll, L2, L3 are connected in parallel.
  • Each half bridge 13a, 13b, 13c comprises a phase connection 14a, 14b, 14c to which the associated motor phase L1, L2, L3 is connected.
  • each half-bridge 13a, 13b, 13c comprises a high-potential-side power switch 15a, 15b, 15c in the form of an IGBT.
  • Each of these power switches 15a, 15b, 15c, a free-wheeling diode 16a, 16b, 16c is connected in parallel.
  • the motor connection 14a, 14b, 14c and the low-potential side 12 of the intermediate circuit 10 in the context of each half-bridge 13a, 13b, 13c there is in each case a low-potential-side circuit breaker
  • Each of these power switches 17a, 17b, 17c is again in the form of an IGBT and is flanked by a parallel-connected freewheeling diode 18a, 18b, 18c.
  • the converter 4 further comprises a parallel connection to the half-bridges 13a, 13b, 13c in the DC-link 10 switched capacitor 19 to compensate for voltage ripples in the operation of the engine.
  • the control unit 6 is the input side connected to the Drehzans- sensor 7 and receives from this during operation of the motor 1, a rotational position signal D, which contains information about the current rotational position of the rotor 3 with respect to the stator 2.
  • the rotary position sensor 7 is an absolute position sensor which, for example, uses the so-called Hall effect or an inductive coupling to the rotor magnetic field generated by the rotor 3 for generating the rotational position signal D.
  • the control unit 6 On the output side, the control unit 6 is in each case connected to the control or gate connection of each power switch 15a, 15b, 15c and 17a, 17b, 17c.
  • the control unit 6 By outputting a digital switching signal, the control unit 6 reversibly switches the power switches 15a, 15b, 15c and 17a, 17b, 17c between an electrically conductive state and an electrically blocking state during operation of the motor 1, around the phase voltages applied in the motor phases L1, L2, L3 to vary according to a given Kommutêtsmuster.
  • These switching signals are pulse width modulated and are therefore referred to below as the PWM signal PWM.
  • the control unit is further supplied (in a manner not shown) as a control variable, a target value for the engine speed.
  • a control logic 20 in the form of one or more software modules is implemented, which in the operation of the engine 1, a method described in more detail below for driving the inverter 4, i. for generating the PWM signals PWM.
  • control logic 20 calculates an actual value of the engine rotational speed from the time profile of the rotational position signal D. number.
  • the control logic 20 further determines in the context of a speed control, a control difference variable indicating whether the engine power - or the engine speed - should be increased, decreased or kept constant under the current operating conditions.
  • the control logic 20 determines a pulse width ⁇ (FIG. 3) and generates the PWM signal PWM for each of the power switches 15a, 15b in accordance with this pulse width ⁇ and a predetermined cycle duration T (FIG. 3). 15c and 17a, 17b, 17c.
  • the control logic 20 performs a so-called sine commutation 21 (FIG. 2).
  • the pulse width ⁇ of the PWM signal PWM associated with each power switch 15a, 15b, 15c and 17a, 17b, 17c is varied sinusoidally with time t.
  • the phase voltage of each motor phase L1, L2, L3, averaged over the cycle duration T of the PWM clock also follows a sinusoidal course with time.
  • the sinusoidal commutation 21 is shown by the example of the effective, ie averaged over the cycle time T phase voltage ⁇ U L i> the motor phase Ll in Figures 2 and 3 (with pointed brackets ⁇ > is hereby formulaically indicated on the averaging).
  • the effective phase voltage ⁇ U L i> oscillates synchronously with the so-called commutation angle ⁇ , which represents the rotational position of the magnetic stator rotary field generated by the motor phases L 1, L 2, L 3.
  • a period P or full wave of the effective phase voltage ⁇ U L i> thus corresponds to a full rotation of the magnetic rotating field, thus a change of the commutation angle ⁇ by 360 °.
  • the averaged phase voltages of the other motor phases L2 and L3 are equal in terms of their temporal or commutation angle-dependent profile of the phase voltage ⁇ U L i>, are but with respect to this phase shifted by a commutation angle of 120 ° or 240 °.
  • control logic 20 can switch from the sine commutation 21 shown in FIG. 2 to a so-called block commutation 22, as is again exemplified by the phase voltage U L i> is shown in FIG 4 - switch.
  • the circuit breakers 15a, 15b, 15c and 17a, 17b are also exemplified by the phase voltage U L i>.
  • the phase voltage ⁇ U L i> is set such that within a period P it has a rectangular pulse 23 and a subsequent pulse gap 24.
  • the associated power switch 17a-17c is always driven opposite thereto .
  • the phase voltages of the remaining phases L2 and L3 in turn are similar in terms of their temporal course of the phase voltage ⁇ U L i>, but are compared to this by a commutation angle difference of 120 ° or 240 ° out of phase.
  • the transition between pure sine commutation 21 and pure block commutation 22 does not occur abruptly. Rather, between these two extreme Kommutleitersmustern an Ü- transition region 25 is provided in which the Kommut réellesmuster - and as a result the shape of the phase voltage ⁇ U L i> - successively from the sine mode in the block mode (or vice versa) transferred becomes.
  • This transition is achieved in that, starting from the pure sine mode, the commutation is changed in such a way that in each half period P 1, P 2 of the period P a first subsection t 1 is provided, in which the phase voltage ⁇ U L i> is substantially at one the DC link voltage U z corresponding maximum value is held constant.
  • the subsection tl is here with respect to the half-period Pl centered time, so that the range of constant phase voltage ⁇ U L i> always coincides with those areas of the voltage curve in which would occur in pure sinusoidal commutation 21, the maxima or minima of the phase voltage ⁇ U L i> ,
  • the phase voltage ⁇ U L i> is commutated sinusoidally in respectively equal time intervals t2 and t3 before and after the partial section t1.
  • the successive transition between the pure sine mode and the pure block mode is carried out according to the method by the duration of the portion tl to the detriment of the remaining portion t2 + t3 of the respective half-period Pl, P2 increases the more, the more the commutation in the Transition region 25 is to be adjusted to the pure block mode.
  • the subsection t1 is therefore comparatively small at the edge of the transition region adjacent to the sine mode in relation to the remaining subsection t2 + t3, but comparatively large at the edge of the transition region adjacent to the pure block mode.
  • the length of the subsection t1 in the transition region is set as a function of a manipulated variable S characteristic of the engine power. In the example shown in FIG. 5, this is
  • Command value S normalized to 100% pure sine power. It therefore indicates the motor power set by the control logic 20 in relation to 100% sine power, and has the value 1 when the maximum sine power is reached.
  • control logic 20 operates for S ⁇ 1 in pure sine mode.
  • the manipulated variable S corresponds in this area substantially to the amplitude of the phase voltage ⁇ U L i> normalized to the intermediate-time voltage U z .
  • TAB 1 shows the functional dependence of the subsection tl of the manipulated variable S for the example shown in FIG.
  • control logic 20 uses an integrated pulse-locking / pulse-dropping (PLPD) function.
  • PLPD pulse-locking / pulse-dropping
  • a pulse of the PWM signal PWM is suppressed when its pulse width ⁇ falls below a predetermined PLPD time tpLPD (pulse dropping). Furthermore, a pulse of the PWM signal PWM is then extended over the entire cycle duration T if the difference of the pulse side ⁇ from the cycle duration T falls below the predetermined PLPD time t PL pD
  • the pulse gap formed between two pulses of the PWM signal PWM is then suppressed by means of pulse locking if the duration of this pulse gap falls short of the PLPD time t PL pD.
  • the PLPD function is used during normal operation of the device 5 to avoid excessively short switching pulses that can not be performed properly by the inverter 4 due to the construction-related switching times of the circuit breakers 15a, 15b, 15c and 17a, 17b, 17c.
  • the PLPD time t PL pD is in normal operation to a very small constant value of about 6 ⁇ sec to avoid non-harmonic signal distortion.
  • the PLPD time t PL pD in the transition region 25 is varied as a function of the manipulated variable S by always setting the PLPD time t PL pD to the value desired for the subsection t 1.
  • the curve of the phase voltage ⁇ U L i> shown in FIG. 5 then adjusts automatically.
  • the pure block commutation 22 is also realized by means of the PLPD function by setting the PLPD time t PL pD to a value corresponding to the duration of the respective half period Pl, P2.
  • FIG. 6 shows a variant of the method carried out by the control logic 20.
  • the subsection t1 is not varied as a function of the engine power, but rather on the basis of a predetermined time dependency or as a function of the commutation angle ⁇ .
  • the partial segment t 1 is incrementally incremented with each subsequent period P on the basis of a predetermined quantization rule until the block mode 22 is reached.
  • the duration of the partial section t1 is gradually reduced with each period P.
  • the adjustable values of the first subsection are predetermined by a predetermined graduation (or quantization rule), which corresponds in particular to the middle column of TAB 1.
  • the commutation method is similar to the method variant described in connection with FIG.
  • the waveform of the phase voltage ⁇ U L i> in the transition region and the block mode is set by varying the PLPD time tpLPD.
  • the variation of the commutation pattern in the transition region 25 shown in FIGS. 5 and 6 for the phase L 1 and the associated phase voltage ⁇ U L i> is applied in the same way to the phase voltages of the remaining phases L 2 or L 3, which in turn are opposite to the phase voltage ⁇ U L i> are only out of phase.

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Abstract

Es wird eine Verfahren zur Ansteuerung eines Umrichters (4) nach Maßgabe eines periodischen Kommutierungsmusters angegeben. Verfahrensgemäß wird im Rahmen des Kommutierungsmusters zwischen einem Sinus-Kommutierungsbereich (21) und einem Block-Kommutierungsbereich (22) ein Übergangsbereich (25) vorgesehen, in welchem eine von dem Umrichter (4) ausgegebene Phasenspannung (<UL1>) für einen ersten Teilabschnitt (tl) einer jeden Halbperiode (P1, P2) nach Art einer Block-Kommutierung zeitlich konstant eingestellt wird, während die Phasenspannung (<UL1>) für einen zweiten Teilabschnitt (t2,t3) der Halbperiode (P1, P2) nach Art einer Sinus-Kommutierung zeitlich variierend eingestellt wird. Eine zur Durchführung des Verfahrens geeignete Vorrichtung (5) umfasst eine Steuereinheit (6), die zur Erzeugung eines Schaltsignals (PWM) für den Umrichter (4) nach dem oben beschrieben Verfahren ausgebildet ist.

Description

Beschreibung
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Ansteuerung eines elektrischen Umrichters, wie er insbesondere zur elektrischen Versorgung der Motorphasen eines Elektromotors mit einem Antriebsstrom eingesetzt wird. Die Erfindung bezieht sich des Weiteren auf eine zur Verfahrensdurchführung ausgebildete Vorrichtung.
Als Kommutierung wird allgemein die Beschaltung der Motorphasen eines Elektromotors mit einem Antriebsstrom bezeichnet. Moderne, so genannte bürstenlose Elektromotoren, werden in der Regel elektronisch mittels einer Umrichterschaltung (nachfolgend kurz als Umrichter bezeichnet) kommutiert. Ein solcher Umrichter weist eine der Anzahl der Motorphasen entsprechende Anzahl von in einen elektrischen Zwischenkreis geschalteten Halbbrücken auf. Jede Halbbrücke weist zwei in Reihe geschaltete elektronische Leistungsschalter, z.B. in Form von MosFetλs oder IGBT' s auf, zwischen denen die jeweils zugehörige Motorphase angeklemmt ist. Die Leistungsschalter werden - üblicherweise software-gesteuert - durch ein elektronisches Schaltsignal angesteuert, das somit die Art und Weise der Kommutierung bestimmt. Man unterscheidet diesbezüg- lieh verschiedene gängige Kommutierungsmuster, insbesondere die so genannte Sinus-Kommutierung und die so genannte Block- Kommutierung. Bei Sinus-Kommutierung werden die Leistungsschalter des Umrichters derart angesteuert, dass die von dem Umrichter in eine Motorphase eingespeiste elektrische Phasen- Spannung während einer Motorumdrehung einem zumindest im Wesentlichen sinusförmigen zeitlichen Verlauf folgt. Bei Block- Kommutierung werden die Leistungsschalter des Umrichters dagegen derart angesteuert, dass von dem Umrichter eine im Wesentlichen rechteckig variierende Phasenspannung ausgegeben wird. Im Falle einer Block-Kommutierung wechselt die Phasenspannung also im Wesentlichen sprungweise zwischen diskreten Spannungswerten . Bei reiner Sinus-Kommutierung ist die maximal auf den Motor zu übertragende Antriebsleistung dann erreicht, wenn die Amplitude der Phasenspannung gegen den Betrag der Zwischenkreis- Spannung geht. Um in diesem Fall die Leistung dennoch weiter steigern zu können, d.h. um den Motor mit mehr als 100% reiner Sinusleistung zu betreiben, können moderne Umrichter mitunter von der Sinus-Kommutierung auf eine Block-Kommutierung umgeschaltet werden. Beim Umschalten zwischen der Sinus-Kom- mutierung und der Block-Kommutierung kommt es in der Regel aber zu einem Drehmomentsprung des vom Motor erzeugten Antriebsdrehmomentes, der mit einer sprunghaften Änderung des Phasenstroms einhergeht. Der Drehmomentsprung führt üblicherweise zu einer ruckartigen Veränderung eines von dem Motor angetriebenen Bewegungsprozesses, die - je nach Anwendungsbereich des Motors - eine störende oder sogar zerstörerische Wirkung haben kann. Aufgrund des korrespondierenden Sprungs im Phasenstrom treten kurzfristig innerhalb des Umrichters Überstromspitzen auf, welche unter ungünstigen Umständen zur Abschaltung des Umrichters führen können.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein vor diesem Hintergrund verbessertes Verfahren zur Ansteuerung eines Umrichters anzugeben. Der Erfindung liegt weiterhin die Aufgabe zugrunde, eine zur Durchführung des Verfahrens besonders geeignete Vorrichtung anzugeben.
Bezüglich des Verfahrens wird die Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 1. Danach ist vorgese- hen, dass im Rahmen eines periodischen Kommutierungsmusters zwischen einem Sinus-Kommutierungsbereich und einem Block- Kommutierungsbereich ein Übergangsbereich vorgesehen wird, in welchem eine von dem Umrichter ausgegebene Phasenspannung für einen ersten Teilabschnitt einer jeden Halbperiode des Kommu- tierungsmusters nach Art einer Block-Kommutierung konstant und für einen zweiten Teil der Halbperiode nach Art einer Sinus-Kommutierung variierend eingestellt wird. Unter dem Begriff "Kommutierungsmuster" wird allgemein eine bestimmte Art der Ansteuerung des Umrichters, dass heißt eine bestimmte Gestaltung eines an den Umrichter abgegebenen Schaltsignals, verstanden, aufgrund welcher eine von dem Umrichter ausgegebene Phasenspannung einen bestimmten zeitlichen Verlauf nimmt. Das Kommutierungsmuster ist periodisch, umfasst also mehrere aufeinander folgende Zeitabschnitte (Perioden) , in denen sich das Kommutierungsmuster in identischer oder ähnlicher Weise wiederholt. Die Periode des Kommutierungsmusters entspricht hierbei einer Umdrehung des von dem Umrichter im Motor erzeugten Drehfeldes. Die Begriffe "Sinus- Kommutierungsbereich", "Block-Kommutierungsbereich" und "Ü- bergangsbereich" beziehen sich auf zeitliche Abschnitte des Kommutierungsmusters, in denen das Kommutierungsmuster einheitliche charakteristische Eigenschaften aufweist. So wird die Phasenspannung im Sinus-Kommutierungsbereich zeitlich sinusförmig, im Block-Kommutierungsbereich nach einem Rechteckpuls-Schema variiert. Bei Sinus-Kommutierung beginnt die Periode konventionsgemäß mit dem Beginn der positiven Halbwelle der sinusförmigen Phasenspannung, d.h. an dem Punkt, an dem die Phasenspannung den Amplitudenmittelwert in positiver Richtung überschreitet. Bei Block-Kommutierung beginnt die Periode konventionsgemäß ebenfalls mit dem Einsetzen der po- sitiven Halbwelle, d.h. mit dem Einsetzen der positiven An- steuerungsphase des Kommutierungsmusters. Entsprechend wird auch für den Übergangsbereich der Beginn der Periode auf den Beginn der positiven Halbwelle des Übergangs-Kommutierungs- musters festgelegt. Als Halbperiode werden in diesem Sinne die positiven oder negativen Halbwellen des jeweiligen Kommutierungsmusters bezeichnet.
Durch das Verfahren wird ein im Wesentlichen kontinuierlicher Übergang zwischen einer Sinus-Kommutierung und einer Block- Kommutierung geschaffen, aufgrund dessen ruckartige Veränderungen des von dem Motor erzeugten Antriebsdrehmomentes und des zugrunde liegenden Phasenstromes vermieden werden. Ent- sprechend werden auch die negativen Auswirkungen solcher ruckartigen Veränderungen auf den von dem Motor angetriebenen Bewegungsprozess bzw. den Umrichter vermieden.
In einer ersten Variante des Verfahrens wird die Dauer des ersten Teilabschnitts nach Maßgabe einer Stellgröße variiert, die für die einzustellende Motorleistung des von dem Umrichter angesteuerten Motors charakteristisch ist. Diese Stellgröße ist insbesondere auf 100% reine Sinusleistung normiert.
In einer alternativen Variante des Verfahrens wird nach Maßgabe der Motorleistung diskret zwischen Sinus-Kommutierung und Block-Kommutierung geschaltet. Der Übergang zwischen diesen beiden Kommutierungsformen erfolgt zeitlich aber nicht sprunghaft, sondern jeweils über den zwischengeschalteten Ü- bergangsbereich, der in dieser Ausprägung des Verfahrens stets zeitlich vorübergehend eingesetzt wird. Die Dauer des ersten Teilabschnitts (im Verhältnis zu der Dauer der Halbperiode) wird dabei nach einer vorgegebenen Zeitabhängigkeit oder in Abhängigkeit des sogenannten Kommutierungswinkels variiert wird.
So wird bei einem Übergang von dem Sinus-Kommutierungsbereich auf einen anschließenden Block-Kommutierungsbereich die Dauer des ersten Teilabschnitts im Verhältnis zu dem zweiten Teilabschnitt sukzessive verlängert. Zusätzlich oder alternativ wird bei einem Übergang von Block-Kommutierungsbereich auf einen anschließenden Sinus-Kommutierungsbereich die Dauer des ersten Teilabschnitts sukzessive verkürzt.
In einer bevorzugten Ausprägung des Verfahrens wird der erste Teilabschnitt zeitlich zentriert bezüglich des zweiten Teilabschnitts angesetzt. Dies hat zur Folge, dass im Übergangsbereich die Zeitabschnitte mit blockartig konstanter Phasen- Spannung stets an den Stellen des Kommutierungsmusters angeordnet sind, an denen bei reiner Sinus-Kommutierung die Minima bzw. Maxima der Phasenspannung liegen würden. Hierdurch wird erreicht, dass das Übergangs-Kommutierungsmuster insbesondere an dem an den Sinus-Kommutierungsbereich angrenzenden Rand des Übergangsbereichs weitestmöglich an das einer reinen Sinus-Kommutierung entsprechende Kommutierungsmuster angegli- chen ist. Der Wechsel von reiner Sinus-Kommutierung in den Übergangsbereich erfolgt auf diese Weise besonders kontinuierlich .
Das zur Ansteuerung des Umrichters auf denselben gegebene Schaltsignal ist bevorzugt pulsweitenmoduliert, enthält also eine nach Maßgabe einer festen Zyklusdauer getaktete Serie von Pulsen und zwischengeordneten Pulslücken, wobei das Signal durch variable Einstellung der (zeitlichen) Pulsweite der Pulse moduliert wird. Das Schaltsignal ist in dieser Ausbil- düng des Verfahrens als PWM-Signal bezeichnet. Wird der Umrichter pulsweitenmoduliert angesteuert, so ist die vorstehend genannte Phasenspannung durch den über die Zyklusdauer des PWM-Signals gebildeten Mittelwert der momentanen Phasenspannung gegeben. Diese effektive Phasenspannung ist stets proportional zu der Pulsweite.
In einer besonders einfach realisierbaren Ausgestaltung des Verfahrens wird die Verlängerung bzw. Verkürzung des ersten Teilabschnitts durch Variierung einer vorgegebenen Pulse-Lo- cking-/Pulse-Dropping (PLPD) -Zeit vorgenommen. Hierdurch kann eine zumeist an sich auch im Rahmen eines herkömmlichen Ansteuerverfahrens vorgesehene Pulse-Locking-/Pulse-Drop- ping (PLPD) -Funktion - entgegen dem eigentlichen Einsatzzweck einer solchen Funktion - zur Gestaltung des Kommutierungs- musters im Übergangsbereich genutzt werden. Das erfindungsgemäße Verfahren kann hierdurch unter lediglich geringfügiger Änderung bekannter Ansteueralgorithmen - mithin ohne größeren Entwicklungsaufwand - realisiert werden.
Zusätzlich oder alternativ wird die PLPD-Funktion zweckmäßigerweise auch zur Erzeugung des Schaltsignals im Block-Kommutierungsbereich, also zur Realisierung einer reinen Block- Kommutierung genutzt. Zur Erzeugung der Block-Kommutierung wird hierbei einfach die vorgegebene PLPD-Zeit auf die Zyklusdauer des PWM-Signals gesetzt.
In einer besonders ressourcensparenden, d.h. vom Rechenaufwand her besonders anspruchslosen Ausführung des Verfahrens wird die Dauer des ersten Teilabschnitts nicht kontinuierlich, sondern quantisiert entsprechend einer vorgegebenen Abstufung variiert. Hierdurch entfällt insbesondere die Notwen- digkeit, die Dauer des ersten Teilabschnitts bei iterativer Durchführung des Verfahrens stets neu berechnen zu müssen.
Bezüglich der Vorrichtung wird die obige Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 10. Danach um- fasst die Vorrichtung eine schaltungs- und/oder programmtechnisch zur Erzeugung des Schaltsignals nach dem vorstehend beschriebenen Verfahren ausgebildete Steuereinheit. Bei der Steuereinheit handelt es sich insbesondere um einen Mikro- controller, in dem eine das Verfahren ausführende Steuerlogik in Form einer Software implementiert ist.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand einer Zeichnung näher beschrieben. Darin zeigen:
FIG 1 in einem grob schematisch vereinfachten Schaltbild einen Elektromotor mit einem diesem vorgeschalteten Umrichter sowie eine Vorrichtung zur Ansteuerung des Umrichters,
FIG 2 in einem schematischen Diagramm beispielhaft für eine Phase des Elektromotors die über eine PWM-Zyk- lusdauer gemittelte Phasenspannung bei Sinus-Kommu- tation, aufgetragen gegen die Zeit bzw. gegen den sogenannten Kommutierungswinkel,
FIG 3 in detaillierter Darstellung einen zeitlichen Aus- schnitt III des Diagramms gemäß FIG 2,
FIG 4 in FIG 2 entsprechender Darstellung den Verlauf der Phasenspannung bei Block-Kommutierung, FIG 5 anhand von fünf übereinander angeordneten Diagrammen gemäß FIG 2 einen Übergang zwischen Sinus-Kommutierung und Block-Kommutierung, wobei die Form des Phasenspannungsverlaufs in einem Übergangsbe- reich in Abhängigkeit einer für die gewünschte
Leistung des Elektromotors charakteristischen Größe bestimmt ist, und
FIG 6 in Darstellung gemäß FIG 2 ein alternativer Übergang zwischen Sinus-Kommutierung und Block-Kommu- tierung, wobei die Form des Phasenspannungsverlaufs in einem entsprechenden Übergangsbereich in Abhängigkeit der Zeit oder des Kommutierungswinkels variiert wird.
Einander entsprechende Teile und Größen sind in allen Figuren stets mit gleichen Bezugszeichen versehen.
FIG 1 zeigt grob schematisch einen (Elektro-) Motor 1 mit einem Ständer 2 und einem in diesem drehbar gelagerten Läu- fer 3. Bei dem Motor handelt es sich beispielsweise um einen permanenterregten Synchronmotor. Der Läufer 3 ist hierbei mit Permanentmagneten zur Erzeugung eines magnetischen Läuferfeldes versehen. Im Rahmen der Erfindung können grundsätzlich daneben aber auch andere Motortypen, insbesondere auch Asyn- chronmotoren oder elektrisch erregte Synchronmotoren zum Einsatz kommen. Der Motor 1 ist insbesondere zum Einsatz in einem Hybridantrieb eines Kraftfahrzeugs vorgesehen.
FIG 1 zeigt weiterhin einen Umrichter 4 sowie eine Vorrich- tung 5 zur Ansteuerung des Umrichters 4. Diese Vorrichtung 5 umfasst eine Steuereinheit 6 in Form eines MikroControllers sowie einen Drehstellungssensor 7, der im Betrieb des Motors 1 die Drehstellung des Läufers 3 gegenüber dem Ständer 2 er- fasst .
Der Ständer 2 des Motors 1 ist mit einer Drehfeldwicklung 8 zur Erzeugung eines magnetischen Ständerdrehfeldes bewickelt. Die Drehfeldwicklung 8 umfasst drei Wicklungsstränge, nachfolgend als Motorphasen Ll, L2 und L3 bezeichnet, die in einem Sternpunkt 9 zusammengeschlossen sind. Jede Motorphase Ll, L2, L3 ist hinsichtlich ihrer physikalischen Eigenschaf- ten gekennzeichnet durch eine Induktivität LLi, LL2, LL3, einen ohmschen Widerstand RLi, RL2, RL3 sowie durch eine induzierte Spannung ULi, UL2, UL3. Die Induktivitäten LLi, LL2, LL3, Widerstände RLi, RL2, RL3 und Spannungen ULi, UL2, UL3 sind in FIG 1 in Form eines Ersatzschaltbildes eingetragen.
Der Umrichter 4 umfasst einen elektrischen Zwischenkreis 10 mit einer Hochpotenzial-Seite 11 und einer Niederpotenzial- Seite 12, zwischen denen im Betrieb des Motors 1 eine Zwi- schenkreisspannung Uz angelegt ist.
In den Zwischenkreis 10 sind drei Halbbrücken 13a, 13b, 13c zur Speisung jeweils einer Motorphase Ll, L2, L3 parallel geschaltet. Jede Halbbrücke 13a, 13b, 13c umfasst einen Phasen- anschluss 14a, 14b, 14c, an dem die zugehörige Motorphase Ll, L2, L3 angeschlossen ist.
Zwischen dem jeweiligen Phasenanschluss 14a, 14b, 14c und der Hochpotenzialseite 11 des Zwischenkreises 10 umfasst jede Halbbrücke 13a, 13b, 13c einen hochpotenzialseitigen Leis- tungsschalter 15a, 15b, 15c in Form eines IGBT. Jedem dieser Leistungsschalter 15a, 15b, 15c ist jeweils eine Freilaufdiode 16a, 16b, 16c parallel geschaltet. Zwischen den Motoran- schluss 14a, 14b, 14c und die Niederpotenzial-Seite 12 des Zwischenkreises 10 ist im Rahmen jeder Halbbrücke 13a, 13b, 13c jeweils ein niederpotenzialseitiger Leistungsschalter
17a, 17b, 17c geschaltet. Jeder dieser Leistungsschalter 17a, 17b, 17c ist wiederum in Form eine IGBT ausgebildet und wird von einer parallel geschalteten Freilaufdiode 18a, 18b, 18c flankiert .
Der Umrichter 4 umfasst ferner einen in Parallelschaltung zu den Halbbrücken 13a, 13b, 13c in den Zwischenkreis 10 ge- schalteten Kondensator 19 zum Ausgleich von Spannungswellig- keiten im Betrieb des Motors 1.
Die Steuereinheit 6 ist eingangsseitig mit dem Drehstellungs- sensor 7 verschaltet und erhält von diesem im Betrieb des Motors 1 ein Drehstellungssignal D, das eine Information über die aktuelle Drehstellung des Läufers 3 bezüglich des Ständers 2 enthält. Bei dem Drehstellungssensor 7 handelt es sich um einen absoluten Positionssensor, der beispielsweise den sogenannten Hall-Effekt oder eine induktive Ankopplung an das vom Läufer 3 erzeugte Läufermagnetfeld zur Erzeugung des Drehstellungssignals D nutzt.
Ausgangsseitig ist die Steuereinheit 6 jeweils mit dem Steu- er- bzw. Gate-Anschluss eines jeden Leistungsschalters 15a, 15b, 15c und 17a, 17b, 17c verschaltet. Durch Ausgabe eines digitalen Schaltsignals schaltet die Steuereinheit 6 die Leistungsschalter 15a, 15b, 15c und 17a, 17b, 17c im Betrieb des Motors 1 reversibel zwischen einem elektrisch leitenden und einem elektrisch sperrenden Zustand, um die in den Motorphasen L1,L2,L3 anliegenden Phasenspannungen nach einem vorgegebenen Kommutierungsmuster zu variieren. Diese Schaltsignale sind pulsweitenmoduliert und werden daher im Folgenden als PWM-Signal PWM bezeichnet.
Der Steuereinheit ist weiterhin (in nicht näher dargestellter Weise) als Steuergröße ein Sollwert für die Motordrehzahl zugeführt .
In der Steuereinheit ist eine Steuerlogik 20 in Form einer oder mehrerer Softwaremodule implementiert, die im Betrieb des Motors 1 ein nachfolgend näher beschriebenes Verfahren zur Ansteuerung des Umrichters 4, d.h. zur Erzeugung der PWM- Signale PWM durchführt.
Die Steuerlogik 20 berechnet hierbei aus dem zeitlichen Verlauf des Drehstellungssignals D einen Istwert der Motordreh- zahl. Die Steuerlogik 20 ermittelt weiter im Rahmen einer Drehzahlregelung eine Stelldifferenzgröße, die angibt, ob die Motorleistung - bzw. die Motordrehzahl - unter den aktuellen Betriebsbedingungen erhöht, erniedrigt oder konstant gehalten werden soll.
Anhand des Drehstellungssignals D und der Stelldifferenzgröße ermittelt die Steuerlogik 20 dann eine Pulsweite λ (FIG 3) und erzeugt nach Maßgabe dieser Pulsweite λ und einer vorge- gebenen Zyklusdauer T (FIG 3) das PWM-Signal PWM für jeden der Leistungsschalter 15a, 15b, 15c und 17a, 17b, 17c.
Im Normalbetrieb des Motors 1, das heißt bei niedriger oder mittlerer Motorleistung, führt die Steuerlogik 20 eine soge- nannte Sinus-Kommutierung 21 (FIG 2) durch. Dabei wird die Pulsweite λ des einem jeden Leistungsschalter 15a, 15b, 15c und 17a, 17b, 17c zugeordneten PWM-Signals PWM mit der Zeit t sinusförmig variiert. Entsprechend folgt auch die über die Zyklusdauer T des PWM-Taktes gemittelte Phasenspannung einer jeden Motorphase Ll, L2, L3 einem sinusförmigen Verlauf mit der Zeit. Die Sinus-Kommutierung 21 ist am Beispiel der effektiven, d.h. über die Zyklusdauer T gemittelten Phasenspannung <ULi> der Motorphase Ll in den FIG 2 und 3 dargestellt (Mit spitzen Klammern <> wird hierbei formelhaft auf die Mit- telwertbildung angedeutet) .
Die effektive Phasenspannung <ULi> schwingt synchron mit dem sogenannten Kommutierungswinkel φ, der die Drehstellung des von den Motorphasen Ll, L2, L3 erzeugten magnetischen Stän- derdrehfeldes wiedergibt. Eine Periode P oder Vollschwingung der effektiven Phasenspannung <ULi> entspricht also einer Volldrehung des magnetischen Drehfeldes, mithin einer Änderung des Kommutierungswinkels φ um 360°.
Die gemittelten Phasenspannungen der übrigen Motorphasen L2 und L3 gleichen hinsichtlich ihres zeitlichen bzw. kommutie- rungswinkelabhängigen Verlaufs der Phasenspannung <ULi>, sind aber bezüglich dieser um einen Kommutierungswinkelbetrag von 120° bzw. 240° phasenverschoben.
Um den Motor 1 in einem Hochleistungsbereich mit mehr als 100% reiner Sinusleistung betreiben zu können, kann die Steuerlogik 20 von der in FIG 2 dargestellten Sinus-Kommutierung 21 auf eine so genannte Block-Kommutierung 22, wie sie - wiederum beispielhaft für die Phasenspannung <ULi> in FIG 4 dargestellt ist - umschalten. Dabei wird durch entsprechende An- Steuerung der Leistungsschalter 15a, 15b, 15c und 17a, 17b,
17c die Phasenspannung <ULi> derart eingestellt, dass sie innerhalb einer Periode P einen Rechteckpuls 23 und eine nachfolgende Pulslücke 24 aufweist. Für die Dauer des Rechteckpulses 23 ist die Pulsweite λ des jeweils zugeordneten hoch- potentialseitigen Leistungsschalters 15a-15c auf λ = 100% T gesetzt, für die Dauer der Pulslücke 24 auf λ = 0. Der zugeordnete Leistungsschalter 17a-17c ist stets entgegengesetzt hierzu angesteuert. Die Phasenspannungen der übrigen Phasen L2 und L3 gleichen wiederum hinsichtlich ihres zeitlichen Verlaufs der Phasenspannung <ULi>, sind aber gegenüber dieser um eine Kommutierungswinkeldifferenz von 120° bzw. 240° phasenverschoben .
Bei dem durch die Steuerlogik 20 durchgeführten Verfahren er- folgt der Übergang zwischen reiner Sinus-Kommutierung 21 und reiner Block-Kommutierung 22 nicht sprunghaft. Vielmehr ist zwischen diesen beiden extremen Kommutierungsmustern ein Ü- bergangsbereich 25 vorgesehen, in dem das Kommutierungsmuster - und hieraus resultierend die Form der Phasenspan- nung <ULi> - sukzessive von dem Sinus-Modus in den Block-Modus (oder umgekehrt) überführt wird. Dieser Übergang wird dadurch erreicht, dass ausgehend von dem reinen Sinus-Modus die Kommutierung derart verändert wird, dass in jeder Halbperiode Pl, P2 der Periode P ein erster Teilabschnitt tl vorgesehen wird, in dem die Phasenspannung <ULi> auf einem im Wesentlichen der Zwischenkreisspannung Uz entsprechenden Maximalwert konstant festgehalten wird. Der Teilabschnitt tl ist hierbei bezüglich der Halbperiode Pl zeitlich zentriert, so dass der Bereich konstanter Phasenspannung <ULi> stets mit denjenigen Bereichen des Spannungsverlaufs zusammenfällt, in denen bei reiner Sinus-Kommutierung 21 die Maxima bzw. Minima der Pha- senspannung <ULi> auftreten würden. In jeweils gleich großen Zeitabschnitten t2 und t3 vor bzw. nach dem Teilabschnitt tl wird die Phasenspannung <ULi> sinusförmig kommutiert.
Der sukzessive Übergang zwischen dem reinen Sinus-Modus und dem reinen Block-Modus wird verfahrensgemäß vorgenommen, indem die Dauer des Teilabschnitts tl zu Ungunsten des restlichen Teilabschnitts t2+t3 der jeweiligen Halbperiode Pl, P2 um so mehr vergrößert wird, je mehr das Kommutierungsmuster im Übergangsbereich 25 an den reinen Block-Modus angeglichen werden soll. Der Teilabschnitt tl ist also an dem zum Sinus- Modus benachbarten Rand des Übergangsbereiches in Relation zu dem restlichen Teilabschnitt t2+t3 vergleichsweise klein, an dem zu dem reinen Block-Modus benachbarten Rand des Übergangsbereichs dagegen vergleichsweise groß.
In einer in FIG 5 dargestellten ersten Variante des von der Steuerlogik 20 ausgeführten Verfahrens wird die Länge des Teilabschnitts tl im Übergangsbereich als Funktion einer für die Motorleistung charakteristischen Stellgröße S einge- stellt. In dem in FIG 5 dargestellten Beispiel ist diese
Stellgröße S auf 100% reine Sinusleistung normiert. Sie gibt also die von der Steuerlogik 20 eingestellte Motorleistung in Relation zu 100% Sinusleistung an, und hat bei Erreichen der maximalen Sinusleistung den Wert 1.
Entsprechend arbeitet die Steuerlogik 20 für S ≤ 1 im reinen Sinus-Modus. Die Stellgröße S entspricht in diesem Bereich im Wesentlichen der auf die Zwischenzeitspannung Uz normierten Amplitude der Phasenspannung <ULi>. Für Werte von S > 1 wird der Teilabschnitt tl schrittweise erhöht, bis bei Überschreitung eines oberen Leistungsschwellwerts - im Beispiel gemäß FIG 5 S = 1,3 - die Zeitspanne tl an die gesamte Dauer der Halbperiode Pl bzw. P2 angeglichen wird, und somit der reine Block-Modus erreicht ist.
TAB 1 zeigt die funktionale Abhängigkeit des Teilabschnitts tl von der Stellgröße S für das in FIG 5 dargestellte Beispiel
Figure imgf000015_0001
TAB 1
Um den Spannungsverlauf im Übergangsbereich mit besonders geringem numerischen Aufwand zu realisieren, greift die Steuerlogik 20 auf eine integrierte Pulse-Locking/Pulse-Drop- ping (PLPD) -Funktion zurück.
Durch diese Funktion wird ein Puls des PWM-Signals PWM unterdrückt, wenn seine Pulsweite λ eine vorgegebene PLPD-Zeit tpLPD unterschreitet (Pulse-Dropping) . Des Weiteren wird ein Puls des PWM-Signals PWM dann über die gesamte Zyklusdauer T ausgedehnt, wenn die Differenz der Pulsseite λ von der Zyk- lusdauer T die vorgegebene PLPD-Zeit tPLpD unterschreitet
(Pulse-Locking) . Mit anderen Worten wird mittels Pulse-Lo- cking die zwischen zwei Pulsen des PWM-Signals PWM gebildete Pulslücke dann unterdrückt, wenn die Dauer dieser Pulslücke die PLPD-Zeit tPLpD unterschreitet.
Die PLPD-Funktion dient im Normalbetrieb der Vorrichtung 5 dazu, übermäßig kurze Schaltpulse, die von dem Umrichter 4 aufgrund der baubedingten Schaltzeiten der Leistungsschalter 15a, 15b, 15c und 17a, 17b, 17c nicht ordnungsgemäß durchgeführt werden können, zu vermeiden. Die PLPD-Zeit tPLpD ist im Normalbetrieb auf einen sehr kleinen konstanten Wert von ca. 6μ sec gesetzt, um nicht-harmonische Signalverzerrungen zu vermeiden .
Im Gegensatz hierzu wird die PLPD-Zeit tPLpD im Übergangsbe- reich 25 in Abhängigkeit der Stellgröße S variiert, indem die PLPD-Zeit tPLpD stets auf den für den Teilabschnitt tl gewünschten Wert gesetzt wird. Infolge der Eigenschaften der PLPD-Funktion stellt sich der in FIG 5 dargestellte Kurvenverlauf der Phasenspannung <ULi> dann automatisch ein. Insbe- sondere wird auch die reine Block-Kommutierung 22 mittels die PLPD-Funktion realisiert, indem die PLPD-Zeit tPLpD auf einen der Dauer der jeweiligen Halbperiode Pl, P2 entsprechenden Wert gesetzt wird.
In FIG 6 ist eine Variante des von der Steuerlogik 20 durchgeführten Verfahrens dargestellt. Im Gegensatz zu der vorstehend beschriebenen Verfahrensvariante wird hier im Übergangsbereich 25 der Teilabschnitt tl nicht in Abhängigkeit der Motorleistung, sondern aufgrund einer vorgegebenen Zeitabhän- gigkeit oder in Abhängigkeit des Kommutierungswinkels φ variiert. Beispielsweise wird - wie in FIG 6 dargestellt - der Teilabschnitt tl ab Beginn des Übergangsbereichs 25 mit jeder folgenden Periode P anhand einer vorgegebenen Quantisierungsvorschrift schrittweise vergrößert, bis der Block-Modus 22 erreicht ist. Optional ist auch beim Übergang von dem Block- Modus in den Sinus-Modus ein solcher Übergangsbereich vorgesehen, in dem die Dauer des Teilabschnitts tl mit jeder Periode P schrittweise vermindert wird. Die einstellbaren Werte des ersten Teilabschnitts sind dabei durch eine vorgegebene Abstufung (bzw. Quantisierungsvorschrift) vorgegeben, die insbesondere der mittleren Spalte von TAB 1 entspricht.
Im Übrigen gleicht das Kommutierungsverfahren der im Zusammenhang mit FIG 5 beschriebenen Verfahrensvariante. Insbeson- dere wird die Kurvenform der Phasenspannung <ULi> im Übergangsbereich und Block-Modus durch Variation der PLPD-Zeit tpLPD eingestellt. Die in den FIG 5 und 6 für die Phase Ll und die zugehörige Phasenspannung <ULi> dargestellte Variation des Kommutierungsmusters im Übergangsbereich 25 wird in gleicher Weise auf die Phasenspannungen der übrigen Phasen L2 oder L3 angewendet, die wiederum gegenüber der Phasenspannung <ULi> lediglich phasenverschoben sind.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Ansteuerung eines Umrichters (4) nach Maßgabe eines periodischen Kommutierungsmusters, wobei im Rahmen des Kommutierungsmusters zwischen einem Sinus-Kommutierungsbereich (21) und einem Block-Kommutierungsbereich (22) ein Übergangsbereich (25) vorgesehen wird, in welchem eine von dem Umrichter (4) ausgegebene Phasenspannung (<ULi>) für einen ersten Teilabschnitt (tl) ei- ner jeden Halbperiode (Pl, P2) nach Art einer Block-Kommutierung zeitlich konstant eingestellt wird, während die Phasenspannung (<ULi>) für einen zweiten Teilabschnitt (t2,t3) der Halbperiode (Pl, P2) nach Art einer Sinus-Kommutierung zeitlich variierend eingestellt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Dauer des ersten Teilabschnitts (tl) relativ zu der Dauer der Halbperiode (Pl, P2) in Abhängigkeit einer für eine Motorleistung charakteristischen Stellgröße (S) eingestellt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Dauer des ersten Teilabschnitts (tl) im Verlauf des Übergangsbereichs (25) zwischen dem Sinus-Kommutierungsbereich (21) und dem zeitlich anschließenden Block-Kommutierungsbereich (22) nach einer vorgegebenen Abhängigkeit von der Zeit (t) o- der einem Kommutierungswinkel (φ) sukzessive vergrößert wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Dauer des ersten Teilabschnitts (tl) im Verlauf des Übergangsbereichs zwischen dem Block-Kommutierungsbereich (22) und dem zeitlich anschließenden Sinus-Kommutierungsbereich (21) nach einer vorgegebenen Abhängigkeit von der Zeit (t) oder einem Kommutierungswinkel (φ) sukzessive verkürzt wird.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei der erste Teilabschnitt (tl) innerhalb jeder Halbperiode (Pl, P2) zentriert bezüglich des zweiten Teilabschnitts (t2, t3) vorgesehen wird.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die An- Steuerung des Umrichters (4) durch Vorgabe mindestens eines PWM-Signals (PWM) vorgenommen wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Verlängerung bzw. Verkürzung des ersten Teilabschnitts (tl) durch Variie- rung einer vorgegebenen Pulse-Locking-/Pulse-Dropping- Zeit (tpLPo) vorgenommen wird.
8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, wobei der Block-Kommutierungsbereich (22) dadurch eingestellt wird, dass eine vorgegebene Pulse-Locking-/Pulse-Dropping-Zeit (TPLPD) auf die Zyklusdauer (T) eines PWM-Zyklus des PWM-Signals (PWM) gesetzt wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Dauer des ersten Teilabschnitts (tl) quantisiert entsprechend einer vorgegebenen Abstufung variiert wird.
10. Vorrichtung (5) zur Ansteuerung eines Umrichters (3), mit einer Steuereinheit (6) zur Vorgabe mindestens eines Schaltsignals (PWM) für den Umrichter (4), wobei die
Steuereinheit (5) dazu ausgebildet ist, das Schaltsignal (PWM) nach Maßgabe eines periodischen Kommutierungsmusters derart zu erzeugen, dass im Rahmen des Kommutierungsmusters zwischen einem Sinus-Kommutierungsbereich (21) und einem Block-Kommutierungsbereich (22) ein Übergangsbereich (25) angeordnet ist, in welchem eine von dem Umrichter (4) ausgegebene gemittelte Phasenspannung (<ULi>) für einen ersten Teilabschnitt (tl) einer jeden Halbperiode (Pl, P2) nach Art einer Block-Kommutierung konstant, und für einen zweiten Teilabschnitt (t2,t3) der Halbperiode (Pl, P2) nach Art einer Sinus-Kommutierung variierend eingestellt ist.
11. Vorrichtung (5) nach Anspruch 10, wobei die Steuereinheit
(6) dazu ausgebildet ist, die Dauer des ersten Teilabschnitts (tl) relativ zu der Dauer der Halbperiode (Pl, P2) in Abhängigkeit einer für eine Motorleistung charakteristischen Stellgröße (S) einzustellen.
12. Vorrichtung (5) nach Anspruch 10, wobei die Steuereinheit
(6) dazu ausgebildet ist, die Dauer des ersten Teilab- Schnitts (tl) im Verlauf des Übergangsbereichs (25) zwischen dem Sinus-Kommutierungsbereich (21) und dem zeitlich anschließenden Block-Kommutierungsbereich (22) nach einer vorgegebenen Abhängigkeit von der Zeit (t) oder einem Kommutierungswinkel (φ) sukzessive zu vergrößern.
13. Vorrichtung (5) nach Anspruch 10, wobei die Steuereinheit
(6) dazu ausgebildet ist, die Dauer des ersten Teilabschnitts (tl) im Verlauf des Übergangsbereichs zwischen dem Block-Kommutierungsbereich (22) und dem zeitlich an- schließenden Sinus-Kommutierungsbereich (21) nach einer vorgegebenen Abhängigkeit von der Zeit (t) oder einem Kommutierungswinkel (φ) sukzessive zu verkürzen.
14. Vorrichtung (5) nach einem der Ansprüche 10 bis 13, wobei die Steuereinheit (6) dazu ausgebildet ist, den ersten
Teilabschnitt (tl) innerhalb jeder Halbperiode (Pl, P2) zentriert bezüglich des zweiten Teilabschnitts (t2,t3) einzusetzen .
15. Vorrichtung (5) nach einem der Ansprüche 10 bis 14, wobei die Steuereinheit (6) dazu ausgebildet ist, die Ansteuerung des Umrichters (4) durch Vorgabe mindestens eines PWM-Signals (PWM) vorzunehmen.
16. Vorrichtung (5) nach Anspruch 15, wobei die Steuereinheit (6) dazu ausgebildet ist, die Verlängerung bzw. Verkürzung des ersten Teilabschnitts (tl) durch Variierung ei- ner vorgegebenen Pulse-Locking-/Pulse-Dropping-Zeit (tpLPo) vorzunehmen.
17. Vorrichtung (5) nach Anspruch 15 oder 16, wobei die Steu- ereinheit (6) dazu ausgebildet ist, den Block-Kommutierungsbereich (22) dadurch einzustellen, indem sie eine vorgegebene Pulse-Locking-/Pulse-Dropping-Zeit (TPLPD) auf die Zyklusdauer (T) eines PWM-Zyklus des PWM-Signals
(PWM) setzt.
18. Vorrichtung (5) nach einem der Ansprüche 10 bis 17, wobei die Steuereinheit (6) dazu ausgebildet ist, die Dauer des ersten Teilabschnitts (tl) quantisiert entsprechend einer vorgegebenen Abstufung zu variieren.
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