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TW202019066A - 開關電源裝置以及開關電源裝置的控制方法 - Google Patents

開關電源裝置以及開關電源裝置的控制方法 Download PDF

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TW202019066A
TW202019066A TW108134739A TW108134739A TW202019066A TW 202019066 A TW202019066 A TW 202019066A TW 108134739 A TW108134739 A TW 108134739A TW 108134739 A TW108134739 A TW 108134739A TW 202019066 A TW202019066 A TW 202019066A
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voltage
circuit
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power supply
detection circuit
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TW108134739A
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Inventor
有馬聡史
松田裕樹
Original Assignee
日商三美電機股份有限公司
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Abstract

本發明提供一種開關電源裝置以及開關電源裝置的控制方法，無需追加向一次側的控制電路通知二次側之異常的光電耦合器地在檢測出二次側之異常時能夠使一次側的開關控制停止。開關電源裝置具備：一次側控制用半導體裝置；二次側的輸出電壓檢測電路；異常檢測電路，係檢測二次側之異常；以及開關手段，係能夠切斷絕緣型信號傳達手段的電流，一次側控制用半導體裝置係具備：輸入有與來自輸出電壓檢測電路的回饋信號對應的電壓的外部端子；輸入有以外設元件將輔助線圈感應出的電壓予以分壓後的電壓的外部端子；以及過電壓檢測電路，係在判定了前述兩個外部端子的電壓分別超過了臨限值電壓的情形下生成用以使驅動信號停止的信號，且在異常檢測電路檢測出異常時切斷絕緣型信號傳達手段的電流。

Description

開關電源裝置以及開關電源裝置的控制方法
本發明係關於一種具備開關電源用半導體裝置的直流電源裝置，該開關電源用半導體裝置係控制與電壓轉換用之變壓器的一次側線圈串聯連接的開關元件，例如關於一種用於構成如AC(alternating current；交流)轉接器(adaptor)的AC-DC(alternating current to direct current；交流-直流)轉換器(converter)的開關電源裝置(switching power supply)以及開關電源裝置的控制方法的有效技術轉換。
以往，作為一個開關電源裝置有如下的開關電源裝置(絕緣型DC-DC轉換器)：具備作為用於使電流間歇性流過變壓器(transformer)的一次側線圈的開關元件的MOS(Metal-Oxide-Semiconductor；金屬氧化物半導體)電晶體(絕緣閘型場效電晶體)；以及將該元件予以接通(on)、斷開(off)控制的控制電路(IC(integrated circuit；積體電路))，藉由使電流流過一次側線圈，將在二次側線圈感應出的電流用二極體(diode)予以整流且以電容器(condensor)予以平滑而輸出。 此外，於直流電源裝置係有：二極體橋(diode bridge)電路，係將交流電源予以整流；以及AC轉接器等的絕緣型AC-DC轉換器，係將以該電路整流後的直流電壓用上述開關電源裝置(絕緣型DC-DC轉換器)予以降壓而轉換為所希望的電位的直流電壓。
在以往的絕緣型AC-DC轉換器中，有的係設有如下保護功能：在發生了因負載的短路(short)等而流過過大的輸出電流或者二次側電路斷線等異常時，向一次側的控制電路通知二次側的異常來停止一次側控制電路的開關控制。 例如，在專利文獻1中記載了經由光電耦合器(photocoupler)向一次側的控制電路通知二次側的異常的開關電源裝置。 [先前技術文獻] [專利文獻]
專利文獻1：日本特開平11-98834號公報。
[發明所欲解決之課題]
在專利文獻1記載的開關電源裝置中，不向一次側的控制電路傳達與二次側的輸出電壓對應的回饋電壓(feedback voltage)，而是僅以變壓器的輔助線圈電壓做開關控制，因此不需要向一次側傳達回饋電壓的光電耦合器，但是為了提高輸出電壓的控制性而想要設置傳達回饋電壓的光電耦合器時，需要與向一次側的控制電路通知二次側的異常的光電耦合器分開設置。因此，存在部件數量增加而導致成本、安裝面積增大的問題。
此外，在專利文獻2記載的電源裝置中，為了檢測輔助線圈的電壓的增加率，使用了將輔助線圈的電壓或將輔助線圈之電壓予以分壓後的電壓予以保持的採樣保持電路(sample holding circuit)和微分電路(differential circuit)，因此存在一次側控制IC的電路規模變大，導致晶片面積增大，成本上升的問題。 另外，在具備用於輸入將輔助線圈的電壓或將輔助線圈之電壓予以分壓後的電壓的外部端子的一次側控制IC中還考慮如下情況：藉由設置檢測該外部端子的過電壓狀態來停止開關控制的過電壓保護功能，在二次側發生了異常時啟動過電壓保護功能而使開關控制停止。但是，在該過電壓保護功能的情況下，當調整為在通常動作時過電壓保護功能運作(具有餘量(margin))時，過電壓保護動作時的二次側輸出電壓與通常動作時的二次側輸出電壓的差變大，因此存在二次側電路需要使用尺寸大且價格高的高耐壓部件的問題。
本發明是著眼於上述那樣的課題而做出的，其目的在於提供一種開關電源裝置以及開關電源裝置的控制方法，無需與傳達回饋信號的光電耦合器分開設置向一次側的控制電路通知二次側的異常的光電耦合器，在檢測出二次側的異常時能夠向一次側通知異常而使開關控制停止，藉此能夠抑制部件數量的增加、安裝面積的增大，能夠謀求電源裝置的小型化。 本發明的另一目的在於提供一種能夠抑制電路規模、晶片面積的增大而謀求小型化，並且不需要在二次側電路使用尺寸大且價格高的高耐壓部件的開關電源裝置以及開關電源裝置的控制方法。 [用以解決課題的手段]
為了實現上述目的，本發明的開關電源裝置係具備：電壓轉換用的變壓器，係具有輔助線圈；一次側控制用半導體裝置，係生成將開關元件予以接通、斷開控制的驅動信號，該開關元件係與上述變壓器的一次側線圈串聯連接；整流平滑電路，係與上述變壓器的二次側線圈連接；輸出電壓檢測電路，係檢測上述變壓器的二次側的輸出電壓，將與上述輸出電壓對應的回饋信號經由絕緣型信號傳達手段對上述一次側控制用半導體裝置發送；異常檢測電路，係檢測上述變壓器的二次側的異常；以及開關手段，係能夠切斷上述絕緣型信號傳達手段的電流；上述一次側控制用半導體裝置係具備：第一外部端子，係輸入有與從上述輸出電壓檢測電路所供給的上述回饋信號對應的電壓；第二外部端子，係輸入有上述輔助線圈感應出的電壓或將該輔助線圈感應出的電壓予以分壓後的電壓；以及過電壓檢測電路，係具有第一電壓比較手段與第二電壓比較手段，該第一電壓比較手段係檢測上述第一外部端子的電壓高於預定的第一臨限值(threshold value)電壓的情形，該第二電壓比較手段係檢測上述第二外部端子的電壓高於預定的第二臨限值電壓的情形，在上述第一電壓比較手段和上述第二電壓比較手段判定為第一外部端子的電壓和上述第二外部端子的電壓分別超過了上述第一臨限值電壓和上述第二臨限值電壓的情況下，生成用於使上述驅動信號停止的信號；該一次側控制用半導體裝置係在上述異常檢測電路檢測出異常的情況下，控制上述開關手段來切斷上述絕緣型信號傳達手段的電流。
根據上述般構成的開關電源裝置，當在二次側發生了異常時，藉由切斷絕緣型信號傳達手段(光電二極體(photo diode))的電流而回饋信號變化，一次側的控制電路根據基於回饋信號的外部端子的電壓和連接有輔助線圈的外部端子的電壓判斷為在二次側發生了異常而停止開關元件的開關控制，因此在二次側發生異常時能夠確實地使一次側的開關控制停止。此外，無需與用於傳達回饋信號的絕緣型信號傳達手段(光電耦合器)分開設置傳達通知在二次側發生異常的信號的手段(光電耦合器)，能夠在檢測出二次側的異常時使一次側的開關控制停止，藉此能夠抑制部件數量的增加、安裝面積的增大，能夠謀求電源裝置的小型化並且能夠抑制成本。
此外，在絕緣型信號傳達手段(光電二極體)的電流因二次側的異常檢測被切斷而向一次側控制電路(電源控制用IC)的第一外部端子(FB)的回饋信號(VFB)變化且一次側的控制電路(電源控制用IC)的第二外部端子(DMG)的電壓(VDMG)上升而超過了第二臨限值電壓(參考電壓VDMGLIM)的時間點，開關控制被迅速停止，因此過電壓保護動作時的二次側輸出電壓的上升小，與通常動作時的二次側輸出電壓之間的差變小，因此不需要在二次側電路使用高耐壓的部件。 此外，根據上述結構，在一次側控制電路中僅用電壓比較電路(比較器(comparator))就能夠判斷，因此不需要使用採樣保持電路、微分電路般規模大的電路，能夠避免晶片面積的增大。 並且，由於是根據輸入有輔助線圈感應出的電壓或將輔助線圈感應出之電壓予以分壓後的電壓的第二外部端子(DMG)的電壓來停止一次側的開關控制之結構，因此在以外設元件(電阻元件)予以分壓的結構之情形下，用外設元件適當地設定分壓比，藉此能夠容易地調整使開關(switching)停止的電壓。
在此，較佳為上述過電壓檢測電路係具備計時預定時間的計時電路(timer circuit)，且在使上述開關元件成為斷開狀態後上述計時電路計時了預定時間時，在上述第一電壓比較手段和上述第二電壓比較手段判定為第一外部端子的電壓和上述第二外部端子的電壓分別超過了上述第一臨限值電壓和上述第二臨限值電壓的情形下，生成使上述開關元件的驅動信號停止的信號。 根據該結構，避免在開關元件剛斷開後產生的第二外部端子(DMG)的電壓(VDMG)的振鈴(ringing)之期間來判斷是否超過了第二臨限值電壓(參考電壓VDMGLIM)以停止一次側的開關控制，因此能夠防止由於誤動作導致的停止。
並且，較佳為上述絕緣型信號傳達手段為光電耦合器；上述開關手段係與構成上述光電耦合器的光電二極體串聯連接；上述異常檢測電路係在檢測出異常的情況下將上述開關手段斷開來切斷流過上述光電二極體的電流。 根據該結構，當在二次側檢測出異常的情況下能夠確實地切斷流過光電二極體的電流，向一次側的控制電路(電源控制用IC)通知二次側發生了異常，停止開關元件的接通、斷開控制。
此外，較佳為上述開關電源裝置係具備連接在上述整流平滑電路與二次側的輸出端子之間的開關手段，與流過上述絕緣型信號傳達手段的電流的切斷並行地藉由上述異常檢測電路來斷開該開關手段。 根據該結構，當在二次側發生了異常的情況下，能夠使整流平滑電路與輸出端子之間迅速地切斷。
此外，較佳為上述整流平滑電路係具備MOS電晶體來作為整流元件，在上述變壓器的二次側係設有根據上述MOS電晶體的汲極(drain)電壓以及源極(source)電壓來將上述MOS電晶體予以接通、斷開控制的同步整流控制電路；上述異常檢測電路是根據上述MOS電晶體的汲極電壓和源極電壓來檢測上述MOS電晶體的汲極端子和/或閘極(gate)端子的開路狀態(open)的開路狀態檢測電路，在上述開路狀態檢測電路檢測出上述開路狀態的情況下，生成並輸出用於切斷流過上述絕緣型信號傳達手段的電流的信號。 根據該結構，在二次側的整流平滑電路具備同步整流用MOS電晶體的情況下，能夠檢測汲極開路、閘極開路並向一次側的控制電路(電源控制用IC)通知，停止開關元件的接通、斷開控制。
此外，較佳為在上述變壓器的二次側係設置有溫度檢測元件，上述異常檢測電路係在根據上述溫度檢測元件的信號而檢測出溫度為預先設定的值以上時，生成並輸出用於切斷流過上述絕緣型信號傳達手段的電流的信號。 根據該結構，當在二次側的電路有異常的溫度上升時，能夠檢測出該異常並向一次側的控制電路(電源控制用IC)通知，停止開關元件的接通、斷開控制。
此外，較佳為上述異常檢測電路係具備用於接收來自外部裝置的通知異常發生的信號的端子，在接收到上述通知異常發生的信號的情況下生成並輸出用於切斷流過上述絕緣型信號傳達手段的電流的信號。 根據該結構，在負載裝置為具有異常檢測功能且輸出異常檢測信號之裝置的情況下，能夠接收來自負載裝置的異常檢測信號並向一次側的控制電路(電源控制用IC)控制，停止開關元件的接通、斷開控制。 [發明功效]
根據本發明，無需與傳達回饋信號的光電耦合器分開設置向一次側的控制電路通知二次側的異常的光電耦合器，在檢測出二次側的異常時能夠向一次側通知異常而使一次側的開關控制停止，藉此能夠抑制部件數量的增加、安裝面積的增大，能夠謀求電源裝置的小型化。此外，具有能夠實現以下的開關電源裝置的效果：能夠抑制電路規模、晶片面積的增大而謀求小型化，並且不需要在二次側電路使用尺寸大且價格高的高耐壓部件。
以下，參照圖式對本發明的適合實施形態進行說明。 圖1是表示作為本發明的開關電源裝置的返馳(flyback)型DC-DC轉換器的一實施形態的電路結構圖。 本實施形態的DC-DC轉換器係具有：一對電壓輸入端子11，係輸入有直流電壓；電壓轉換用的變壓器12，係具有一次側線圈Np、二次側線圈Ns和輔助線圈Nb；開關電晶體SW1，係與該變壓器12的一次側線圈Np串聯連接；以及開關電源用半導體裝置(以下稱為電源控制用IC)13，係接通斷開驅動該開關電晶體SW1。在構成AC-DC轉換器的情況下，在輸入端子11的前段係連接有將來自AC電源的交流電壓予以整流的二極體橋電路與平滑電容器。
此外，雖然並未特別限定，但在本實施形態中，上述開關電晶體SW1係藉由N通道(N-channel)MOSFET(絕緣閘場效電晶體)構成為分離(discrete)的部件。在電源控制用IC13係設有：輸出端子GATE，係將驅動電晶體SW1的閘極端子的閘極驅動信號予以輸出。 此外，在本實施形態的DC-DC轉換器中，在變壓器12的一次側設有由整流用二極體D0與平滑用電容器C0構成的整流平滑電路，該整流用二極體D0與係上述輔助線圈Nb串聯連接，該平滑用電容器C0係連接在該二極體D0的陰極端子與接地點GND之間，將以該整流平滑電路整流、平滑過的電壓施加給電源電壓端子VDD。此外，在電源控制用IC13係設有：外部端子DMG，係施加有以電阻R1、R2將輔助線圈Nb感應出的電壓予以分壓後的電壓。
並且，在電源控制用IC13係設有連接有光電電晶體PT的外部端子FB，該光電電晶體PT係構成用於將二次側的輸出檢測信號作為回饋電壓VFB傳達至一次側的光電耦合器。 此外，在電源控制用IC13係設有：作為電流檢測端子的外部端子CS，係輸入有以電流檢測用的電阻Rs1被電流-電壓轉換後的電壓Vcs，該電流檢測用的電阻Rs1係連接在開關電晶體SW1的源極端子與接地點GND之間。
在上述變壓器12的二次側係設有：整流用二極體D2，係與二次側線圈Ns串聯連接；平滑用電容器C2，係連接在該二極體D2的陰極端子與二次側線圈Ns的另一端子之間；以及輸出電流檢測用的電阻Rs2，係連接在二次側線圈Ns與輸出端子OUT2之間；藉由在一次側線圈Np間歇性地流過電流而將在二次側線圈Ns感應出的交流電壓予以整流、平滑，藉此生成並輸出直流電壓Vou。 並且，在變壓器12的二次側係設有：恒壓控制電路(並聯調整器(shunt regulator))14，係構成檢測輸出電壓Vout的輸出電壓檢測電路；異常檢測電路15，係用於檢測二次側的異常；光電二極體PD，係構成用於向一次側傳達與上述恒壓控制電路14的檢測電壓對應的輸出電壓檢測信號的光電耦合器；以及MOS電晶體S2，係與該光電二極體PD串聯連接。
在光電二極體PD中，藉由恒壓控制電路14而流有與檢測電壓對應的電流，作為具有與檢測電壓對應的強度的光信號對一次側傳達，藉此與光強度對應的電流流過光電電晶體PT，以電源控制用IC13內部的上拉(pull-up)電阻(圖2的Rp)等轉換為電壓VFB而輸入。 恒壓控制電路14係具備：雙極(bipolar)電晶體TR1，係與上述光電二極體PD以及MOS電晶體S2串聯連接；電阻R3和R4，係將二次側的輸出電壓Vout分壓；誤差放大器AMP0，係將分壓後的電壓與基準電壓Vref0予以比較而輸出與電位差對應的電壓以及相位補償電路14a；該恒壓控制電路14係構成為：將誤差放大器AMP0的輸出電壓施加至上述電晶體TR1的基極(base)端子，流過與輸出電壓Vout對應的電流。在本實施形態中係構成為：二次側的輸出電壓Vout越高，流過光電二極體PD的電流和流過光電電晶體PT的電流越大，電源控制用IC13的外部端子FB的電壓VFB越低。
異常檢測電路15係將輸出電壓Vout和上述輸出電流檢測用電阻Rs2的端子電壓作為輸入，並構成為具有如下功能：當從輸出電流檢測用電阻Rs2的兩端子的電壓檢測出流過預定值以上的過大的輸出電流時，輸出使MOS電晶體S2斷開的信號OPT，切斷流過光電二極體PD的電流。此外，異常檢測電路15係在根據端子VS的電壓而檢測出施加了預定值以上的過大的輸出電壓Vout的情況下，也同樣地斷開MOS電晶體S2。 圖2示出了上述異常檢測電路15的具體的電路結構例。圖2所示的異常檢測電路15係具備：比較器CMP1，係將輸入有輸出電壓Vout的端子VS的電壓與預定的參考電壓VVSLIM予以比較；以及比較器CMP2，係將輸入有輸出電流檢測用電阻Rs2的端子電壓的端子CS2的電壓與預定的參考電壓VCSLIM(VCSLIM＜VVSLIM)予以比較。關於電阻Rs2，為了抑制由該電阻導致的損耗而使用電阻值相對小的電阻。因此，由於因輸出電流流過電阻Rs2而產生的電壓下降也小，所以通常將參考電壓VCSLIM設定為比VVSLIM小的電壓值。 在上述比較器CMP1、CMP2中，CMP1係具有作為檢測過電壓狀態的手段之功能，CMP2係具有作為檢測過電流狀態的手段之功能，該過電壓狀態係輸出電壓Vout變得過大之狀態，該過電流狀態係輸出電流過大地流過之狀態。
此外，圖2所示的異常檢測電路15係具備：延遲電路(計時電路)DLY1、DLY2，係用於確認上述比較器CMP1和CMP2的輸出是否分別持續了預定時間來確定檢測輸出；或閘(OR-gate)G0，係將這些延遲電路DLY1、DLY2的輸出信號作為輸入；以及RS正反器(flip-flop)FF0，係將或閘G0的輸出信號輸入到設定(set)端子正反器；將RS正反器FF0的輸出Q作為信號OPT提供給上述MOS電晶體S2的閘極端子，接通、斷開控制S2。 藉由如上般設置延遲電路DLY1、DLY2，在比較器CMP1、CMP2的輸出沒有持續預定時間的情況下不做異常檢測。藉此，能夠避免例如將輸出電流急遽變化時的過衝(overshoot)、在電源接通時(輸入電壓Vin上升時)等的一時的電壓變動誤判為異常(過電壓、過電流)而切斷流過光電二極體PD的電流的情況。
接著，使用圖3說明本實施形態中的上述電源控制用IC13的具體之電路結構例及其功能。 如圖3所示，本實施形態的電源控制用IC13係具備：接通觸發生成電路31，係將外部端子DMG的電壓和外部端子FB的電壓作為輸入電壓且生成使開關元件SW1打開(turn on)的時序(timing)信號；斷開觸發生成電路32，係將外部端子FB的電壓VFB和外部端子CS的電壓Vcs作為輸入電壓且生成使SW1關閉(turn off)的時序信號；鎖存電路33，係由將接通觸發生成電路31的輸出和斷開觸發生成電路32的輸出作為輸入的RS正反器等構成；驅動電路34，係因應鎖存電路33的輸出來生成將上述開關元件SW1予以驅動的閘極驅動信號，並從外部端子GATE輸出；以及過電壓檢測電路35，係監視外部端子DMG的電壓和外部端子FB的電壓來檢測過電壓狀態。此外，將鎖存電路33的輸出作為使接通觸發生成電路31重置(reset)的信號LAT來使用。
當過電壓檢測電路35檢測出過電壓狀態時，其輸出ERR變化為高電平(high level)而將鎖存電路33重置，使輸出固定於低電平(low level)，藉此使從驅動電路34所輸出的閘極驅動信號GATE變化為低電平而強制地使開關元件SW1斷開。 此外，當過電壓檢測電路35檢測出過電壓狀態，輸出ERR變化為高電平時，即使之後將來自接通觸發生成電路31的接通觸發信號輸入到鎖存電路33，閘極驅動信號GATE也不會變化為高電平，開關元件SW1被維持斷開狀態。 斷開觸發生成電路32係能由比較器(電壓比較電路)CMP1所構成，該比較器CMP1係由將外部端子CS的電壓Vcs和外部端子FB的電壓VFB作為輸入的差動放大器構成。以下，對各功能區塊(block)的具體例以及動作進行說明。
圖4示出了過電壓檢測電路35的具體的電路結構例。如圖4所示，過電壓檢測電路35係具備：比較器CMP3，係將外部端子DMG的電壓(與輔助線圈感應電壓成比例的電壓)VDMG與預定的參考電壓VDMGLIM予以比較；比較器CMP4，係將外部端子FB的電壓VFB與預定的參考電壓VFBLIM予以比較；及閘(AND-gate)G1，係將比較器CMP3、CMP4的輸出作為輸入；D型正反器FF1，係取入該及閘G1的輸出；以及反相器(inverter)INV1，係將鎖存電路33的輸出LAT反相。
此外，為了避免外部端子DMG的反射電壓的振鈴，過電壓檢測電路35係具備：計時電路TMR，係對於LAT信號的下降而輸出例如延遲2μ秒的時間而上升的TRIG信號；上述正反器FF1係構成為：將該計時電路TMR的輸出信號作為時脈信號來取入及閘G1的輸出。並且，將正反器FF1的輸出作為開關停止信號ERR來提供給鎖存電路33。 根據本實施例的過電壓檢測電路35，適當地設定外設在外部端子DMG的電阻R1、R2的分壓比，藉此能夠容易地設定使開關控制停止的輔助線圈電壓(與輸出電壓成比例)。
圖5示出了鎖存電路33的具體的電路結構例。如圖5所示，鎖存電路33例如由以下等所構成：反相器INV2，係將過電壓檢測電路35的輸出ERR反相；及閘G11，係將反相器INV2的輸出及接通觸發生成電路31的輸出作為輸入；或閘G12，係將反相器INV2的輸出及斷開觸發生成電路32的輸出作為輸入；以及RS正反器FF2，係將及閘G11的輸出以及或閘G12的輸出作為輸入。
在該鎖存電路33中，當過電壓檢測電路35的輸出ERR變化為高電平時，經由或閘G12而將RS正反器FF2重置，輸出變化為低電平，從後段的驅動電路34所輸出的閘極驅動信號GATE變化為低電平而開關元件SW1成為斷開狀態。此外，當過電壓檢測電路35的輸出ERR變化為高電平時，及閘G11的輸出被固定為低電平，即使接通觸發生成電路31的輸出SET上升，RS正反器FF2也不會被設定，也就是說開關元件SW1不會被接通。
圖6示出了接通觸發生成電路31的具體的電路結構例。如圖6所示，接通觸發生成電路31係具備：底部(bottom)檢測電路311，係檢測端子DMG的最低電壓點；計時電路312，係將外部端子FB的電壓VFB作為輸入且計時預定時間；以及邏輯電路313，係將底部檢測電路311的輸出BTM、計時電路312的輸出TIM及上述鎖存電路33的輸出LAT作為輸入。 其中，底部檢測電路311係能由比較器(CMP0)所構成，該比較器係將外部端子DMG的電壓(與輔助線圈感應電壓成比例的電壓)VDMG與參考電壓VDMGREF(≈0V)予以比較，在輔助線圈的零電流共振之特性的相位做反相動作。
此外，計時電路312係構成為：以上述鎖存電路33的輸出LAT作為觸發信號而動作且執行與外部端子FB的電壓VFB對應的時間Ta的計時。邏輯電路313係以鎖存電路33的輸出LAT作為電路的清除(clear)信號而動作。亦即，計時電路312係在鎖存電路33的輸出LAT變化為高電平時開始與外部端子FB的電壓VFB對應的時間Ta的計時動作，在鎖存電路33的輸出LAT變化為高電平時，邏輯電路313的輸出SET變化為低電平。另外，計時電路312也可以構成為：不是將鎖存電路33的輸出LAT作為觸發信號，而是如點鏈線所示，將邏輯電路33的輸出SET作為觸發信號而動作。
圖7示出了邏輯電路313的具體的電路結構例。如圖7所示，邏輯電路313係具備：D型正反器FF3，係將計時電路312的輸出信號TIM輸入給時脈端子；D型正反器FF4，係將底部檢測電路311的輸出BTM作為時脈信號來將上述正反器FF3的輸出予以鎖存；以及反相器INV3，係將鎖存電路33的輸出LAT反相；將該反相器INV3的輸出作為上述正反器FF3、FF4的重置信號來輸入給正反器FF3、FF4。
接著，使用圖8和圖9的時序圖對上述般構成的DC-DC轉換器的動作進行說明。其中，圖8係表示二次側的初期輸出電壓低的狀態下產生了過電流時的DC-DC轉換器之各部的信號波形，圖9係表示二次側的初期輸出電壓高的狀態下產生了過電流時的各部的信號波形。如後述般，本實施形態的電源控制用IC13係能夠在PWM(pulse-width modulation；脈波寬度調變)模式或虛擬共振模式下動作，但在圖8和圖9中的任一情況下開關電源用半導體裝置係在虛擬共振模式下動作。順帶一提，虛擬共振模式下的動作主要藉由上述的接通觸發生成電路31的功能來實現。
在圖8中，當在時序t1例如在二次側的負載產生短路而輸出電流增大時，由於輸出電流的增大而電阻Rs2的電壓下降變大，異常檢測電路15的端子CS2的電壓上升。於是，在經過延遲電路DLY2(參照圖2)的延遲時間TDLYCS後，比較器CMP2的輸出從低電平向高電平變化，異常檢測電路15的輸出
Figure 02_image001
向高電平變化(時序t2)。藉此，電流開關S2被斷開而光電二極體PD的電流被切斷，電源控制用IC13的外部端子FB的電壓VFB上升，過電壓檢測電路35的比較器CMP4的輸出FBOV向高電平變化。
此外，由於一次側線圈的電流因外部端子FB的電壓VFB的上升而增加且輸出電壓Vout上升，因此電源控制用IC13的外部端子DMG的電壓VDMG的峰值(peak)電壓變高而超過參考電壓VDMGLIM，過電壓檢測電路35的比較器CMP3的輸出DMGOV1向高電平變化(時序t3、t4)。然後，在鎖存電路33的輸出LAT(閘極驅動信號GATE)變化為低電平後經過了預定的延遲時間(2μS)的時間點，過電壓檢測電路35的計時電路TMR1的輸出TRIG上升，此時當DMGOV1為高電平時，過電壓檢測電路35的輸出ERR變化為高電平(時序t5)。
於是，鎖存電路33的輸出Q(LAT)變化為低電平，從驅動電路34輸出的閘極驅動信號GATE變化為低電平，開關元件SW1被斷開。此外，當鎖存電路33的輸出Q(LAT)變化為低電平時，計時電路312的計時動作停止。另外，過電壓檢測電路35的計時電路TMR所計時的時間(2μS)是用於避免端子DMG的電壓VDMG振鈴的期間之時間，只要能夠消除該期間則並不限於2μS，能夠在電壓VDMG下降前的時間Tb的範圍內自由地設定。
另一方面，如圖9所示，當二次側的初期輸出電壓高的狀態下產生了過電流時，在產生過電流的時間點(t11)外部端子DMG的電壓VDMG的峰值電壓已經超過了參考電壓VDMGLIM(但是開關元件SW1的源極-汲極間電壓VDS未超過極限(limit)，因此開關動作還在繼續)。因此，在經過二次側的異常檢測電路15的延遲電路DLY2的延遲時間TDLYCS後，比較器CMP2的輸出從低電平向高電平變化(時序t12)，光電二極體PD的電流被切斷，電源控制用IC13的外部端子FB的電壓VFB上升，過電壓檢測電路35的比較器CMP4的輸出FBOV向高電平變化。
之後，在電源控制用IC13的外部端子DMG的電壓VDMG超過了參考電壓VDMGLIM的時間點，過電壓檢測電路35的比較器CMP3的輸出DMGOV1向高電平變化(時序t13)，在經過了計時電路TMR所計時的時間(2μS)的時間點，過電壓檢測電路35的計時電路TMR的輸出TRIG上升，此時DMGOV1為高電平，因此過電壓檢測電路35的輸出ERR變化為高電平(時序t14)。於是，鎖存電路33的輸出Q(LAT)變化為低電平，從驅動電路34輸出的閘極驅動信號GATE變化為低電平，開關元件SW1被斷開，過電壓保護功能運作。 並且，在該實施例中，在光電二極體PD的電流被切斷而電源控制用IC13的回饋電壓VFB上升後，在外部端子DMG的電壓VDMG最初超過了參考電壓VDMGLIM的時間點迅速停止開關控制，因此具有以下優點：過電壓保護動作時的二次側輸出電壓的上升小，也就是說與通常動作時的二次側輸出電壓的差變小，在二次側電路中不需要使用尺寸大且價格高的高耐壓部件。此外，當光電二極體PD的電流被切斷時，回饋電壓VFB上升，但此時，大多情況下基於開關控制的向二次側的供給電力係比輸出電力大，因此輸出電壓Vout上升，同時IC13的端子DMG的電壓VDMG也上升。也就是說，在本實施例中是有意地引起端子DMG的電壓VDMG的上升。
根據以上的說明可知在上述實施形態的DC-DC轉換器中，當在二次側產生了過電流時，光電二極體PD的電流被切斷，在一次側開關元件SW1被斷開，維持該斷開狀態的保護功能啟動。此外，當在二次側發生了過電壓狀態時，在經過二次側的異常檢測電路15的延遲電路DLY1的延遲時間TDLYVS後比較器CMP1的輸出從低電平向高電平變化，光電二極體PD的電流被切斷，因此以與上述動作同樣的動作藉由一次側的電源控制用IC13內的過電壓檢測電路35來檢測出二次側發生異常，從驅動電路34輸出的閘極驅動信號GATE變化為低電平，開關元件SW1被斷開，維持該斷開狀態的保護功能啟動。
(變形例) 接著，對上述實施形態的DC-DC轉換器的變形例進行說明。 圖10至圖14示出了二次側電路的變形例。其中，在圖10中的(A)中，在二次側整流電路/平滑電路(D2、C2)與輸出端子OUT1之間設置由P通道MOS電晶體構成的負載開關S3，並且在異常檢測電路15設有用於輸出將負載開關S3予以接通、斷開控制的信號的端子
Figure 02_image003
。從端子
Figure 02_image003
輸出的信號是與用於將與光電二極體PD串聯設置的電流開關S2(P通道MOS電晶體)予以接通、斷開控制之信號
Figure 02_image001
為同相的信號，且與藉由斷開S2來切斷光電二極體PD的電流同步地將負載開關S3斷開。
在圖10中的(B)的變形例中係設置負載開關S3，並且與光電二極體PD並聯地連接電流開關S2。在該變形例中，將負載開關S3予以接通、斷開控制的信號係與將電流開關S2(N通道MOS電晶體)予以接通、斷開控制的信號
Figure 02_image001
大致相同(同相)，通常將電流開關S2設為斷開狀態而使電流流過光電二極體PD，另一方面在檢測出異常時將電流開關S2設為接通狀態來切斷光電二極體PD的電流且與此同步地將負載開關S3設為斷開狀態。另外，例如設置用於生成與正反器FF0的輸出Q為同相的信號之驅動電路，藉此能夠輸出將負載開關S3予以接通、斷開的信號
Figure 02_image003
，該正反器FF0係構成圖2的異常檢測電路15。
相對於圖10中的(A)的變形例，在圖11的變形例中設置了檢測二次側電路(尤其是負載開關附近)的溫度的溫度感測器(熱敏電阻(thermistor))TS，並且在異常檢測電路15設置了與溫度感測器TS連接的端子TH以及監視該端子TH的電壓來判定溫度異常的電路。並且，在用於將負載設備(load device)20連接至二次側的輸出端子OUT1、OUT2的電纜(cable)17的途中設置了過熱檢測器18並且在負載設備20的內部設置了設備異常檢測電路22之情況下，設置將來自該設備異常檢測電路22的錯誤信號與上述過熱檢測器18的檢測信號予以合成的多工器(multiplexor)19，在異常檢測電路15設置接收該多工器19的輸出信號的端子DATA。
圖12示出了圖11的變形例中的異常檢測電路15的結構例。該變形例中的異常檢測電路15除了具備構成圖2的異常檢測電路15的電路(CMP1、CMP2、DLY1、DLY2、G0、FF0)外，還具備：資料接收電路51，係接收向DATA端子輸入的信號；恒流源52，係與連接有溫度感測器TS的端子TH連接；比較器53，係將端子TH的電壓與預定的參考電壓VTHLIM予以比較；延遲電路54，係延遲該比較器53的輸出；以及驅動電路55，係生成並輸出與正反器FF0的輸出Q同相的信號
Figure 02_image003
。
在圖13的變形例中，作為二次側的整流手段，代替二極體D2而設置由MOS電晶體構成的同步整流用開關S1，又代替異常檢測電路15而設置同步整流控制裝置(IC)16，並且設置檢測二次側電路(尤其是同步整流用開關附近)的溫度的溫度感測器(熱敏電阻)TS，使同步整流控制裝置16具有異常檢測功能。 圖14示出了同步整流控制裝置16的結構例。如圖14所示，同步整流控制裝置16係具備：端子VD、VG、VSO，係與同步整流用開關S1的汲極端子、閘極端子及源極端子連接；同步整流控制電路61，係根據端子VD和端子VSO的電位來檢測使同步整流用開關S1接通或斷開的時序而生成閘極電壓並輸入給端子VG；閘極開路檢測電路62，係根據端子VG的電位來檢測閘極開路(斷線)；以及汲極開路檢測電路63，係根據端子VD的電位來檢測汲極開路(斷線)。
此外，同步整流控制裝置16係具備：端子TH，係連接溫度感測器TS；恒流源64，係與該端子TH連接；比較器65，係將端子TH的電壓與預定的參考電壓VTHLIM予以比較；或閘66，係將該比較器65的輸出與上述閘極開路檢測電路62及汲極開路檢測電路63的輸出作為輸入；以及鎖存電路67，係鎖存或閘66的輸出。將鎖存電路67的輸出作為將電流開關S2予以接通、斷開控制的信號
Figure 02_image001
進行輸出，該電流開關S2係與光電二極體PD串聯設置。 另外，也可以構成為在上述同步整流控制裝置16設置接收來自外部裝置的通知異常發生的信號之端子(圖11的DATA)，在接收到通知異常發生的信號的情況下，生成並輸出將流過光電二極體PD的電流予以切斷的信號
Figure 02_image001
。此外，還能夠在圖13的變形例的電路設置負載開關S3，並且使同步整流控制裝置16具有生成將負載開關S3予以接通、斷開控制的信號的功能。
圖15、圖16示出了設置在電源控制用IC13內的過電壓檢測電路35的其他結構例。 其中，圖15的過電壓檢測電路35係對於圖4的電壓檢測電路35追加了以下各部：比較器CMP5，係將外部端子DMG的電壓VDMG與預定的參考電壓VDMGLIM2(＞VDMGLIM1)予以比較；或閘G11，係將該比較器CMP5的輸出和及閘G1的輸出作為輸入；延遲電路DLY3，係延遲比較器CMP4的輸出10ms至500ms左右；延遲電路DLY4或計數電路，該延遲電路DLY4係延遲D型正反器FF1的輸出10μs至200μs左右，該計數電路係將計時電路TMR的輸出TRIG予以計數；以及或閘G12，係將延遲電路DLY3、DLY4的輸出OLP、OVP作為輸入而輸出異常信號ERR。
此外，構成為將計時電路TMR的輸出TRIG作為時脈信號而將或閘G11的輸出取入到D型正反器FF1。另外，為了與FB端子的電壓VFB無關地發揮功能的DMG過電壓保護功能而搭載了比較器CMP5。此外，藉由比較器CMP4、延遲電路DLY3以及或閘G12，作為與端子DMG的電壓VDMG無關地發揮功能的過負載保護功能而運作。 圖16的過電壓檢測電路35不是像圖15的過電壓檢測電路35那樣追加比較器CMP5和或閘G11，而是設有用於向比較器CMP3的反相輸入端子擇一地供給參考電壓VDMGLIM2或VDMGLIM1的MOS電晶體S5、S6，藉由比較器CMP4的輸出使S5和S6中的某一方接通而另一方斷開。電路的動作以及功能係與圖15的過電壓檢測電路35相同。
圖17示出了接通觸發生成電路31內的邏輯電路313的其他結構例，此外，圖18、圖19示出了其變形例。 其中，圖17的邏輯電路313係具備：D型正反器FF3，係將計時電路312的輸出信號TIM輸入至時脈端子；反相器INV3，係使鎖存電路33的輸出LAT反相；反相器INV4，係使底部檢測電路311的輸出BTM反相；單觸發脈衝(one-shot pulse)生成電路OPG，係檢測BTM的上升來生成脈衝信號；以及RS正反器FF4，係將該單觸發脈衝生成電路OPG的輸出作為設定信號，將鎖存電路33的輸出LAT作為重置信號。
此外，圖17的邏輯電路313係具備：及閘G2，係將上述反相器INV4的輸出和RS正反器FF4的反相輸出/Q作為輸入；或閘G3，係將鎖存電路33的輸出LAT和RS正反器FF4的輸出Q作為輸入；RS正反器FF5，係將及閘G2的輸出作為設定信號，將或閘G3的輸出作為重置信號；及閘G4，係將上述D型正反器FF3的輸出Q(PWMEN)和RS正反器FF5的反相輸出/Q作為輸入；以及D型正反器FF6，係將底部檢測電路311的輸出BTM輸入至時脈端子，取入及閘G4的輸出。
並且，圖17的邏輯電路313係具備：及閘G5，係將上述D型正反器FF3的輸出Q和RS正反器FF5的輸出Q作為輸入；以及或閘G6，係將該及閘G5的輸出和上述D型正反器FF5的輸出Q作為輸入；將該或閘G6的輸出作為用於使開關元件SW1打開的觸發信號SET而供給至上述鎖存電路33且將該鎖存電路33予以設定(set)。並且，D型正反器FF6係藉由將鎖存電路33的輸出LAT予以反相的上述反相器INV3的輸出而被重置。
向邏輯電路313輸入的計時電路312的輸出信號TIM是在計時了與外部端子FB的電壓VFB對應的時間Ta的時間點變化的時序信號，且以如下方式動作：在底部檢測電路311的輸出BTM先上升的情況下，緊接著計時電路312的輸出信號TIM上升，之後接通觸發信號SET在底部檢測電路311的輸出BTM再次上升的時序變化。另一方面，當在底部檢測電路311的輸出BTM進入前經過了時間Ta時，在計時電路312計時了時間Ta而輸出信號TIM變化了的時序，接通觸發信號SET變化。
在此，如圖21所示，當設計為計時電路312計時的時間Ta與電壓VFB成反比時(相對於VFB，Ta的倒數1/Ta成為一次函數或固定)，外部端子FB的電壓VFB低，也就是說二次側的輸出電流越小時間Ta變得越長且SW1的開關頻率越低。結果，當在計時電路312的輸出信號TIM變化前底部檢測電路311的輸出BTM已變化的情況下，計時電路312的輸出信號TIM變化，且在這之後下一次的外部端子DMG的電位的底部將開關元件SW1接通。此時，在開關元件SW1的電壓(在為MOS電晶體的情況下為汲極-源極間電壓)接近零伏特的時序接通，進行所謂的軟開關(soft switching)，得到高的電力效率。亦即，電源控制用IC13係在得到高的電力效率的所謂的虛擬共振模式下做開關控制。並且，此時開關週期係比計時電路312計時的時間Ta長。
另一方面，外部端子FB的電壓VFB越高也就是說二次側的輸出電流越大則時間Ta越短，計時電路312的輸出信號TIM比底部檢測電路311的輸出BTM更早變化，與時間Ta的計時同時地將開關元件SW1打開。因此，開關週期僅由時間Ta來決定，在PWM模式下動作。另外，如圖21所示，將上述計時的時間Ta在VFB相對低的區域和高的區域分別鉗位(clamp)為恒定的話更佳。
根據以上的動作說明可知，邏輯電路313係具有作為PWM模式與虛擬共振模式的切換手段之功能。並且，在本實施形態的電源控制用IC13中，藉由適當地設計計時電路312所計時的時間Ta等，能夠在輸出電流成為額定負載電流的100％附近的區域以PWM模式動作，在未達到額定負載電流的100％附近的區域以虛擬共振模式動作。在使用本實施形態的電源控制用IC13的電源裝置中，由於與虛擬共振模式相比PWM模式的電力效率差，因此電源裝置在額定負載電流的100％附近動作時的效率不好，但是例如在75％、50％、25％這樣的地方以電力效率良好的虛擬共振模式動作，因此比起在全部的區域以PWM模式動作的電源裝置具有能夠提高平均的電力效率的優點。此外，在額定負載電流下以PWM模式動作時，比起以虛擬共振模式動作的電源裝置，變壓器的一次側線圈的電流峰值變小，變壓器難以飽和，因此具有能夠將變壓器小型化的優點。
圖18是省略了圖17所示的邏輯電路313中的反相器INV4、RS正反器FF5、及閘G2以及或閘G3的圖。 此外，圖19係省略了圖17所示的邏輯電路313中的反相器INV4、單觸發脈衝生成電路OPG、及閘G2、或閘G3，並且D型正反器FF6不經由及閘G4地直接鎖存D型正反器FF3的輸出，並且使用D型正反器FF5’代替RS正反器FF5。
圖20中的(A)、(B)示出了斷開觸發生成電路32的其他結構例。 在其中的圖20中的(A)中構成為設置將外部端子FB的電壓VFB予以分壓的分壓電阻R5、R6，將把電壓VFB分壓後的電壓和外部端子CS的電壓Vcs輸入到比較器CMP1來比較。也可以構成為設置將外部端子CS的電壓Vcs予以分壓的分壓電阻，將把電壓Vcs分壓後的電壓與外部端子FB的電壓VFB輸入到比較器CMP1來比較。 在圖20中的(B)中構成為在比較器CMP1的前段設置將外部端子CS的電壓Vcs放大的運算放大器(operational amplifier)AMP4，將把電壓Vcs放大後的電壓和外部端子FB的電壓VFB輸入到比較器CMP1來比較。在運算放大器AMP4的輸出端子與接地點之間係設有分壓電阻R7、R8，運算放大器AMP4係輸出以虛擬接地動作使分壓電阻R7、R8的連接節點的電位與非反相輸入端子的電壓Vcs一致而放大的電壓。
以上，根據實施形態具體地說明了本發明人做出的發明，但本發明並不限定於上述實施形態。此外，在上述實施形態中，將開關電晶體SW1和電阻Rs1設為與電源控制用IC13不同的元件，但也可以構成為將開關電晶體SW1取入到電源控制用IC13而構成為一個半導體積體電路(電阻Rs1為外設元件)。此外，也可以根據內部的開關電晶體SW1的汲極電壓檢測汲極電流的大小，以取代設置電阻Rs1。 並且，在上述實施形態中，說明了將本發明應用於DC-DC轉換器的情況，但本發明也可以應用於如AC-DC轉換器般具有變壓器的開關電源裝置。
11:電壓輸入端子 12:變壓器 13:開關電源用半導體裝置(電源控制用IC) 14:恒壓控制電路 14a:相位補償電路 15:異常檢測電路 16:同步整流控制裝置 17:電纜 18:過熱檢測器 19:多工器 20:負載設備 22:設備異常檢測電路 31:接通觸發生成電路 32:斷開觸發生成電路 33、67:鎖存電路 34、55:驅動電路 35:過電壓檢測電路 51:資料接收電路 52、64:恒流源 53、65、CMP0至CMP4:比較器 54、DLY1至DLY4:延遲電路 61:同步整流控制電路 62:閘極開路檢測電路 63:汲極開路檢測電路 66、G0、G3、G6、G12:或閘 311:底部檢測電路 312:計時電路 313:邏輯電路 AMP0:誤差放大器 AMP4:運算放大器 BTM、DMGOV1、ERR、FBOV、LAT、OLP、OVP、Q(PWMEN)、SET、TIM、TRIG:輸出 C0、C2:平滑用電容器 CS:外部端子 CS2、TH、VS、VSO:端子 D0、D2:整流用二極體 DMG:第二外部端子 FB:第一外部端子 FF1、FF3、FF4、FF5’、FF6:D型正反器 FF0、FF2、FF5:RS正反器 G1、G2、G4、G5、G11:及閘 GATE:輸出端子 GND:接地點 INV1至INV4:反相器
Figure 02_image003
:端子(信號) Nb:輔助線圈 Np:一次側線圈 Ns:二次側線圈 OPG:單觸發脈衝生成電路
Figure 02_image001
:輸出(信號) OUT1、OUT2:輸出端子 PD:光電二極體 PT:光電電晶體 R1、R2、R3、R4、Rs1、Rs2:電阻 R5至R8:分壓電阻 Rp:上拉電阻 SW1:開關電晶體 S1:同步整流用開關 S2、S5、S6:MOS電晶體 S3:負載開關 t1至t5、t11至t14:時序 Ta:時間 TDLYCS、TDLYVS:延遲時間 TMR:計時電路 TR1:雙極電晶體 TS:溫度感測器 Vcs、VDMG、VFB:電壓 VCSLIM、VDMGLIM、VDMGLIM1、VDMGLIM2、VDMGREF、VFBLIM、VTHLIM、VVSLIM:參考電壓 VDD:電源電壓端子 Vin:輸入電壓 Vout:輸出電壓 Vref0:基準電壓
圖1是表示應用本發明的開關電源裝置而作為有效的直流電源裝置的DC-DC轉換器的一實施形態的電路結構圖。 圖2是表示在圖1的DC-DC轉換器中被設置在變壓器的二次側的異常檢測電路的實施例的電路結構圖。 圖3是表示在圖1的DC-DC轉換器中被設置在變壓器的一次側的開關電源用半導體裝置的實施例的電路結構圖。 圖4是表示構成圖3所示的開關電源用半導體裝置的過電壓檢測電路的具體例的電路結構圖。 圖5是表示構成圖3的開關電源用半導體裝置的鎖存(latch)電路的具體例的電路結構圖。 圖6是表示構成圖3的開關電源用半導體裝置的接通觸發(turn-on trigger)生成電路的具體例的電路結構圖。 圖7是表示構成圖6的接通觸發生成電路的邏輯電路的具體例的電路結構圖。 圖8是表示初期輸出電壓低時的實施例的開關電源用半導體裝置的各部的信號波形的時序圖(timing chart)。 圖9是表示初期輸出電壓高時的實施例的開關電源用半導體裝置的各部的信號波形的時序圖。 圖10中的(A)、(B)分別是表示二次側電路的其他變形例的電路結構圖。 圖11是表示二次側電路的另一實施例的電路結構圖。 圖12是表示在圖11的實施例中被設置在二次側的異常檢測電路的具體例的電路結構圖。 圖13是表示二次側電路的又一實施例的電路結構圖。 圖14是表示在圖13的實施例中被設置在二次側的同步整流控制裝置的具體例的電路結構圖。 圖15是表示構成圖3的實施例的開關電源用半導體裝置的過電壓檢測電路的變形例的電路結構圖。 圖16是表示過電壓檢測電路的另一變形例的電路結構圖。 圖17是表示構成圖3的實施例的開關電源用半導體裝置的接通觸發生成電路的邏輯電路的變形例的電路結構圖。 圖18是表示邏輯電路的另一變形例的電路結構圖。 圖19是表示邏輯電路的又一變形例的電路結構圖。 圖20中的(A)、(B)分別是表示斷開觸發(turn-off trigger)生成電路的變形例的電路結構圖。 圖21是表示向構成圖6的接通觸發生成電路的計時電路中的外部端子FB輸入的回饋電壓VFB與計時時間Ta之間的關係的圖表。
11:電壓輸入端子
12:變壓器
13:開關電源用半導體裝置(電源控制用IC)
14:恒壓控制電路
14a:相位補償電路
15:異常檢測電路
AMP0:誤差放大器
C0、C2:平滑用電容器
CS2、VS:端子
D0、D2:整流用二極體
DMG:第二外部端子
FB:第一外部端子
GATE:輸出端子
GND:接地點
Nb:輔助線圈
Np:一次側線圈
Ns:二次側線圈
OPT:信號
OUT1、OUT2:輸出端子
PD:光電二極體
PT:光電電晶體
R1、R2、R3、R4、Rs1、Rs2:電阻
SW1:開關電晶體
S2:MOS電晶體
TR1:雙極電晶體
Vcs:電壓
VDD:電源電壓端子
Vin:輸入電壓
Vout:輸出電壓
Vref0:基準電壓

Claims (9)

  1. 一種開關電源裝置，係具備： 電壓轉換用的變壓器，係具有輔助線圈轉換； 一次側控制用半導體裝置，係生成將開關元件予以接通、斷開控制的驅動信號，前述開關元件係與前述變壓器的一次側線圈串聯連接； 整流平滑電路，係與前述變壓器的二次側線圈連接； 輸出電壓檢測電路，係檢測前述變壓器的二次側的輸出電壓，將與前述輸出電壓對應的回饋信號經由絕緣型信號傳達手段對前述一次側控制用半導體裝置發送； 異常檢測電路，係檢測前述變壓器的二次側的異常；以及 開關手段，係能夠切斷前述絕緣型信號傳達手段的電流； 前述開關電源裝置之特徵在於： 前述一次側控制用半導體裝置係具備： 第一外部端子，係輸入有與從前述輸出電壓檢測電路所供給的前述回饋信號對應的電壓； 第二外部端子，係輸入有前述輔助線圈感應出的電壓或將前述輔助線圈感應出之電壓予以分壓後的電壓；以及 過電壓檢測電路，係具有第一電壓比較手段與第二電壓比較手段，前述第一電壓比較手段係檢測前述第一外部端子的電壓高於預定的第一臨限值電壓的情形，前述第二電壓比較手段係檢測前述第二外部端子的電壓高於預定的第二臨限值電壓的情形，在前述第一電壓比較手段和前述第二電壓比較手段判定為第一外部端子的電壓和前述第二外部端子的電壓分別超過了前述第一臨限值電壓和前述第二臨限值電壓的情況下，生成用於使前述驅動信號停止的信號； 前述一次側控制用半導體裝置係在前述異常檢測電路檢測出異常的情況下，控制前述開關手段來切斷前述絕緣型信號傳達手段的電流。
  2. 如請求項1所記載之開關電源裝置，其中前述過電壓檢測電路係具備計時預定時間的計時電路，且在使前述開關元件成為斷開狀態後前述計時電路計時了預定時間時，在前述第一電壓比較手段和前述第二電壓比較手段判定為第一外部端子的電壓和前述第二外部端子的電壓分別超過了前述第一臨限值電壓和前述第二臨限值電壓的情形下，生成使前述開關元件的驅動信號停止的信號。
  3. 如請求項1或2所記載之開關電源裝置，其中前述絕緣型信號傳達手段為光電耦合器； 前述開關手段係與構成前述光電耦合器的光電二極體串聯連接； 前述異常檢測電路係在檢測出異常的情況下將前述開關手段斷開來切斷流過前述光電二極體的電流。
  4. 如請求項1或2所記載之開關電源裝置，其中具備連接在前述整流平滑電路與二次側的輸出端子之間的開關手段，與切斷流過前述絕緣型信號傳達手段的電流並行地藉由前述異常檢測電路來斷開前述開關手段。
  5. 如請求項1或2所記載之開關電源裝置，其中前述整流平滑電路係具備金屬氧化物半導體電晶體來作為整流元件，在前述變壓器的二次側係設有根據前述金屬氧化物半導體電晶體的汲極電壓以及源極電壓來將前述金屬氧化物半導體電晶體予以接通、斷開控制的同步整流控制電路； 前述異常檢測電路是根據前述金屬氧化物半導體電晶體的汲極電壓和源極電壓來檢測前述金屬氧化物半導體電晶體的汲極端子和/或閘極端子的開路狀態的開路狀態檢測電路，在前述開路狀態檢測電路檢測出前述開路狀態的情況下，生成並輸出用於切斷流過前述絕緣型信號傳達手段的電流的信號。
  6. 如請求項1或2所記載之開關電源裝置，其中在前述變壓器的二次側係設置有溫度檢測元件，前述異常檢測電路係在根據前述溫度檢測元件的信號而檢測出溫度為預先設定的值以上時，生成並輸出用於切斷流過前述絕緣型信號傳達手段的電流的信號。
  7. 如請求項1或2所記載之開關電源裝置，其中前述異常檢測電路係具備用於接收來自外部裝置的通知異常發生的信號的端子，且在接收到前述通知異常發生的信號的情況下生成並輸出用於切斷流過前述絕緣型信號傳達手段的電流的信號。
  8. 一種開關電源裝置的控制方法，係控制電源裝置，前述開關電源裝置係具備： 電壓轉換用的變壓器，係具有輔助線圈； 一次側控制用半導體裝置，係將與前述變壓器的一次側線圈串聯連接的開關元件予以接通、斷開控制； 整流平滑電路，係與前述變壓器的二次側線圈連接；以及 異常檢測電路，係檢測前述變壓器的二次側的異常； 前述開關電源裝置的控制方法之特徵在於： 在藉由前述異常檢測電路檢測出二次側的異常的情況下，不經由專用的傳達手段地向前述一次側控制用半導體裝置通知二次側的異常發生，切斷從二次側所輸出的電流。
  9. 如請求項8所記載之開關電源裝置的控制方法，其中前述開關電源裝置係具備：輸出電壓檢測電路，係檢測前述變壓器的二次側的輸出電壓，將與前述輸出電壓對應的回饋信號經由絕緣型信號傳達手段對前述一次側控制用半導體裝置發送； 在藉由前述異常檢測電路檢測出二次側的異常的情況下，前述輸出電壓檢測電路切斷流過前述絕緣型信號傳達手段的電流； 前述一次側控制用半導體裝置檢測出流過前述絕緣型信號傳達手段的電流被切斷的情形而停止前述開關元件的接通、斷開控制，藉此切斷從二次側所輸出的電流。
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