SE457133B

SE457133B - BAND PASS FILTER RECEIVES A TRANSFER ELECTRIC ENERGY SUPPLY TRANSFER TON SIGNAL

Info

Publication number: SE457133B
Application number: SE8404029A
Authority: SE
Inventors: B Steinle; H Boesiger
Original assignee: Landis & Gyr Ag
Priority date: 1983-08-11
Filing date: 1984-08-08
Publication date: 1988-11-28
Also published as: DK384484A; FR2550669B1; CH662683A5; NO167619B; NO167619C; DK384484D0; SE8404029D0; DE3418011C2; FR2550669A1; DK163469B; DK163469C; NO843168L; NL188877B; ATA239784A; AT388264B; SE8404029L; NL8402465A; DE3418011A1; BE900326A; NL188877C

Description

457 133 åstadkomma ett bandpassfilter med digital utgång, vilket täcker alla viktiga, vid överföringar över elektriska försörj- ningsnät använda bärarfrekvenser och vars överföringskarakte- ristik uppvisar den därvid erforderliga bandbredden och flank- brantheten. 457 133 provide a bandpass filter with digital output, which covers all important carrier frequencies used in transmissions over electrical supply networks and whose transmission characteristics exhibit the required bandwidth and flank steepness.

Nämnda syftemål löses enligt uppfinningen genom dei.känne- tecknande delen av patentkravet 1 angivna särdragen.Said object is solved according to the invention by the characterizing part of the claim 1 stated.

Ett utföringsexempel av uppfinningen visas i ritningen och ber skrivs närmare nedan.An embodiment of the invention is shown in the drawing and is described in more detail below.

Pâ ritningen visar: fig. l fig. 2 fig. 3 fig. 4 fig. 5 fig. 6 fig. 7 fig. 8 ett blockschema av ett med hjälp av ett digitalt fil- ter uppbyggt bandpassfilter, ett blockschema av en första variant av ett digitalt filter, ett blockschema av en andra variant av ett digitalt filter, ett blockschema av en tredje variant av ett digitalt filter, ett kopplingsschema av ett klassiskt IIR-filter av and- ra ordningen, ett kopplingsschema av ett modifierat IIR-filter av andra ordningen, -. ett kopplingsschema av ett klassiskt FIR-filter, en överföringskarakteristik av en kaskadkoppling av två IIR-filter av andra ordningen, 457 153 fig. 9 en överföringskarakteristik av ett FIR-filter med enkla nollställen, fig. 10 en överföringskarakteristik av ett förfilter, fig. ll samma överföringskarakteristik som i fig. 8, fig. 12 en överföringskarakteristik av ett FIR-filter med dubbel-nollställen, fig. 13 samma överföringskarakteristik som i fig. 10, fig. 14 ett kopplingsschema av ett snedstämningsfilter, fig. 15 en första överföringskarakteristik av kopplingen enligt fig. 4 med en parameter N=4, och fig. 16 en andra överföringskarakteristik av kopplingen enligt fig. 4 med parametern N=6.The drawing shows: Fig. 1 Fig. 2 Fig. 3 Fig. 4 Fig. 5 Fig. 6 Fig. 7 Fig. 8 a block diagram of a bandpass filter constructed by means of a digital filter, a block diagram of a first variant of a digital filter, a block diagram of a second variant of a digital filter, a block diagram of a third variant of a digital filter, a wiring diagram of a second-order classical IIR filter, a wiring diagram of a modified IIR filter of another the scheme,. a circuit diagram of a classical FIR filter, a transmission characteristic of a cascade coupling of two second-order IIR filters, 457 153 Fig. 9 a transmission characteristic of an FIR filter with simple zeros, Fig. 10 a transmission characteristic of a prefilter, fig. Fig. 1 shows the same transmission characteristics as in Fig. 8, Fig. 12 shows a transmission characteristic of a double-zero FIR filter, Fig. 13 the same transmission characteristics as in Fig. 10, Fig. 14 a wiring diagram of an oblique mood filter, Fig. 15 a first transmission characteristic of the coupling according to Fig. 4 with a parameter N = 4, and Fig. 16 a second transfer characteristic of the coupling according to Fig. 4 with the parameter N = 6.

Samma hänvisningsbeteckningar avser samma delar i alla figu- rerna av ritningen.The same reference numerals refer to the same parts in all the figures of the drawing.

Beskrivning 1 Det i fig. 1 visade bandpassfiltret består i den angivna ord- ningsföljden av kaskadkopplingen av ett förfilter l, en "sample/hold"-koppling 2, en analog/digital-omvandlare 3 och ett digitalt filter 4. De tre sistnämnda byggelementen inne- fattar vardera en klockingång, varvid klockingångarna av "sample/hold"-kopplingen 2 och analog/digita1-omvandlaren 3 är förbundna med varandra och matas med en första fyrkantformad klocksignal CLO med frekvensen fso. Det digitala filtrets 4 klockingång matas med en andra och/eller tredje fyrkantformad klocksignal CLl resp. CL2 (se fig. 2, 3 och 4). Det digitala filtret 4 innefattar en databuss-ingång 5 och en databuss- 457 133 utgång 6. Den senare är samtidigt utgången av hela det i fig. l visade bandpassfiltret. Tre möjliga varianter av det digita- la filtret 4 visas i fig. 2 till 4.Description 1 The bandpass filter shown in Fig. 1 consists in the specified order of the cascade connection of a pre-filter 1, a "sample / hold" connection 2, an analog / digital converter 3 and a digital filter 4. The three last-mentioned building elements each comprises a clock input, the clock inputs of the "sample / hold" coupling 2 and the analog / digita1 converter 3 being connected to each other and being supplied with a first square-shaped clock signal CLO with the frequency fso. The clock input of the digital filter 4 is supplied with a second and / or third square-shaped clock signal CL1 and CL2 (see Figs. 2, 3 and 4). The digital filter 4 comprises a data bus input 5 and a data bus output 6. The latter is simultaneously the output of the entire bandpass filter shown in Fig. 1. Three possible variants of the digital filter 4 are shown in Figs. 2 to 4.

Det digitala filtret 4 enligt fig. 2 innehåller två delfilter och består i den angivna ordningsföljden av en med hjälp av databuss-förbindningar upprättad kaskadkoppling av ett första IIR-filter 7, ett andra IIR-filter 8 och en envelopp-detektor 9. De båda IIR-filtren 7 och 8 innefattar vardera en klockin- gång, vilka båda är förbundna med varandra och bildar klock: ingången av det digitala filtret 4. De båda IIR-filtrens 7 och 8 avkänningsfrekvens fsz är lika med frekvensen av den denna klockingång matande tredje klocksignalen CL2. De digitala filtren 4 enligt fig. 3 och 4 består i angiven ordningsföljd av en ävenledes med hjälp av databuss-förbindningar upprättad kaskadkoppling av ett tillkommande filter 10, det första IIR- filtret 7, det andra IIR-filtret 8 och envelopp-detektorn 9.The digital filter 4 according to Fig. 2 contains two sub-filters and consists in the specified order of a cascade connection established by means of data bus connections of a first IIR filter 7, a second IIR filter 8 and an envelope detector 9. The two The IIR filters 7 and 8 each comprise a clock input, both of which are connected to each other and form the clock: the input of the digital filter 4. The sensing frequency fsz of the two IIR filters 7 and 8 is equal to the frequency of the third input supplying this clock input. clock signal CL2. The digital filters 4 according to Figs. 3 and 4 consist in the order indicated of a cascade connection also established by means of data bus connections of an additional filter 10, the first IIR filter 7, the second IIR filter 8 and the envelope detector 9.

Dessa digitala filter 4 är sålunda likadana som det digitala filtret 4 enligt fig. 2, varvid endast det tillkommande filt- ret 10 är kopplat framför det sistnänmda. Det tillkommande filtret 10 utgöres exempelvis i den andra varianten enligt fig. 3 av ett tredje IIR-filter och i den tredje varianten enligt fig. 4 av ett FIR-filter. De båda klockingångarna av det första och andra IIR-filtret 7 och 8 är även enligt fig. 3 och 4 förbundna med varandra och matas även här av den tredje klocksignalen CL2. Enligt fig. 4 matas de dock ej av en extern klocksignal, utan av en från utgången av en frekvensdelare ll avgiven tredje klocksignal CL2 med frekvensen fsz, varvid i fig. 4 klockingången av det tillkommande filtret 10 och den med denna förbundna ingången av frekvensdelaren ll bildar klockingången av det digitala filtret 4. Denna matas av den andra klocksignalen CLl, vars frekvens är lika med avkännings- frekvensårífsl av det tillkommande filtret 10. Enligt fig. 3 utgör klockingången av det tillkommande filtret 10 däremot en tillkommande andra klockingång av det digitala filtret 4, vil- ken ävenledes matas av den andra klocksignalen CLl. För de två 457 153 frekvenserna fsl och fsz av klocksignalerna CLl och CL2 gäller följande relationer: fsl > fsz och fsl = N.fs2 varvid N är ett heltal.These digital filters 4 are thus the same as the digital filter 4 according to Fig. 2, only the additional filter 10 being connected in front of the latter. The additional filter 10 consists, for example, in the second variant according to Fig. 3 of a third IIR filter and in the third variant according to Fig. 4 of an FIR filter. The two clock inputs of the first and second IIR filters 7 and 8 are also connected to each other according to Figs. 3 and 4 and are also supplied here by the third clock signal CL2. According to Fig. 4, however, they are not supplied by an external clock signal, but by a third clock signal CL2 emitted from the output of a frequency divider 11 with the frequency fsz, wherein in Fig. 4 the clock input of the additional filter 10 and the input of the frequency divider 11 connected thereto forms the clock input of the digital filter 4. This is supplied by the second clock signal CL1, the frequency of which is equal to the sensing frequency frequency of the additional filter 10. According to Fig. 3, on the other hand, the clock input of the additional filter 10 constitutes an additional second clock input of the digital filter. 4, which is also supplied by the second clock signal CL1. For the two 457 153 frequencies fsl and fsz of the clock signals CL1 and CL2, the following relations apply: fsl> fsz and fsl = N.fs2 where N is an integer.

Envelopp-detektorn 9 består exempelvis i den angivna ordnings- följden av en kaskadkoppling av en likriktare och ett lågpasse filter eller en kvadrerare och ett lågpassfilter. Lågpassfilt- ren utgöres därvid av exempelvis IIR-filter.The envelope detector 9 consists, for example, in the specified order of a cascade connection of a rectifier and a low-pass filter or a square and a low-pass filter. The low-pass filters then consist of, for example, IIR filters.

Förfiltret l är ett prisvärt konventionellt passivt analogt filter, exempelvis bestående av kaskadkopplingen av ett ana- logt lågpassfilter la och ett analogt bandpassfilter lb (se fig. 1).The pre-filter 1 is an affordable conventional passive analog filter, for example consisting of the cascade connection of an analog low-pass filter 1a and an analog bandpass filter 1b (see Fig. 1).

Kopplingarna av förfiltret 1 och envelopp-detektorn 9 är i och för sig kända och av denna anledning varken beskrivs eller ut- ritas dessa här.The connections of the pre-filter 1 and the envelope detector 9 are known per se and for this reason these are neither described nor drawn here.

Det i sig kända och i fig. 5 visade klassiska IIR-filtret av andra ordningen består av: en första multiplikator 12 med två ingångar, en andra multiplikator 13 med tvâ ingångar, en tredje multiplikator 14 med två ingångar, en första adderare 15 med två ingångar, en andra adderare 16 med tre ingångar, en tredje adderare 17 med två ingångar, ett första fördröjningselement 18 och ett andra fördröjningselement 19.The second-order classical IIR filter known per se and shown in Fig. 5 consists of: a first multiplier 12 with two inputs, a second multiplier 13 with two inputs, a third multiplier 14 with two inputs, a first adder 15 with two inputs inputs, a second adder 16 with three inputs, a third adder 17 with two inputs, a first delay element 18 and a second delay element 19.

Alla förbindningar i fig. 5 är databuss-förbindningar. Av rit- tekniska skäl visas dock endast entrådiga förbindningar. 457 133 I fig. 5 är ingången av IIR-filtret förbunden med den första ingången av den första adderaren 15, den första multiplikatorn 12 och den tredje adderaren 17. Utgången av den första addera- ren 15 anligger på utgången av IIR-filtret och på första ingången av den andra och tredje multiplikatorn 13 och 14. Ut- gången av den första multiplikatorn 12 matar den första, ut- gången av den andra multiplikatorn 13 den andra och utgången av det andra fördröjningselementet 19 den tredje ingången av den andra adderaren 16. Utgången av den tredje multiplikatorn 14 är förbunden med den andra ingången av den tredje adderaren 17, vars utgång är förbunden med ingången av det andra för- dröjningselementet 19, varvid utgången av den andra adderaren 16 är förbunden med ingången av det första fördröjningselemen- tet 18 och dess utgång å sin sida är förbunden med den andra ingången av den första adderaren 15. På den andra ingången av den andra multiplikatorn 13 anligger det digitala värdet av en första parameter bl, på den andra ingången av den tredje mul- tiplikatorn 14 anligger värdet av en andra parameter b2, och på den andra ingången av den första multiplikatorn 12 anligger värdet +2 eller -2.All connections in Fig. 5 are data bus connections. For technical reasons, however, only single-wire connections are shown. In Fig. 5, the input of the IIR filter is connected to the first input of the first adder 15, the first multiplier 12 and the third adder 17. The output of the first adder 15 abuts at the output of the IIR filter and on the first input of the second and third multipliers 13 and 14. The output of the first multiplier 12 feeds the first, the output of the second multiplier 13 the second and the output of the second delay element 19 the third input of the second adder 16. The output of the third multiplier 14 is connected to the second input of the third adder 17, the output of which is connected to the input of the second delay element 19, the output of the second adder 16 being connected to the input of the first delay element 18. and its output, in turn, is connected to the second input of the first adder 15. At the second input of the second multiplier 13, the digital value of a first adder parameter b1, on the second input of the third multiplier 14 the value of a second parameter b2 is applied, and on the second input of the first multiplier 12 the value +2 or -2 is applied.

Det modifierade IIR-filtret enligt fig. 6 består av samma byggelement som IIR-filtret enligt fig. 5 med undantag av den tredje adderaren 17, vilken ersatts genom ett differenselement 20. Även här utgöres alla förbindningar av databuss-förbind- ningar, vilka samtliga visas såsom entrådiga förbindningar av samma skäl som i fig. 5.The modified IIR filter according to Fig. 6 consists of the same building element as the IIR filter according to Fig. 5 with the exception of the third adder 17, which is replaced by a differential element 20. Here too, all connections are data bus connections, all of which are shown as single-wire connections for the same reasons as in Fig. 5.

I fig. 6 är ingången av IIR-filtret förbunden med den första ingången av den första adderaren 15 och den första multiplika- torn 12. Utgången av den tredje multiplikatorn 14 anligger på utgångenzav IIR-filtret, på den första ingången av den andra multiplikatorn 13 och på plus-ingången av differenselementet 20. Utgången av den första adderaren 15 matar den första in- gången av den tredje multiplikatorn 14, utgången av differens- elementet 20 ingången av det andra fördröjningselementet 19, 457 133 utgången av den andra adderaren 16 ingången av det första för- dröjningselementet 18 och dess utgång både den andra ingången av den första adderaren 15 och minus-ingången av differens- elementet 20. Utgången av den första multiplikatorn 12 är för- bunden med den första ingången och utgången av den andra multiplikatorn 13 med den andra ingången av den andra addera- ren 16. På den andra ingången av den andra multiplikatorn 13 anligger denna gång det digitala värdet av en första koeffi- cient p, på den andra ingången av den tredje multiplikatorn 14 värdet av en andra koefficient a och på den andra ingången av den första multiplikatorn 12 återigen värdet av den tredje parametern c, vilken har samma värde som för IIR-filtret enligt fig. 5.In Fig. 6, the input of the IIR filter is connected to the first input of the first adder 15 and the first multiplier 12. The output of the third multiplier 14 abuts on the output of the IIR filter, on the first input of the second multiplier 13 and on the plus input of the differential element 20. The output of the first adder 15 feeds the first input of the third multiplier 14, the output of the differential element 20 the input of the second delay element 19, 457 133 the output of the second adder 16 the input of the first delay element 18 and its output both the second input of the first adder 15 and the negative input of the differential element 20. The output of the first multiplier 12 is connected to the first input and the output of the second multiplier 13 by the second input of the second adder 16. At the second input of the second multiplier 13, the digital value of a first coefficient p, p at the second input of the third multiplier 14 the value of a second coefficient a and at the second input of the first multiplier 12 again the value of the third parameter c, which has the same value as for the IIR filter according to Fig. 5.

Det i sig kända FIR-filtret enligt fig. 7 består av: n tillkommande fördröjningselement 2l1,2l2,2l3 ---,2ln, vilka i den angivna ordningsföljden är kopplade i kaskad och sålunda bildar exempelvis ett skiftregister på n- steg, (n+l) tillkommande multiplikatorer 220.221,222,223,--- ,22n med vardera två ingångar och en tillkommande adderare med (n+l) ingångar.- Även här är alla förbindningar databuss-förbindningar, vilka alla av samma skäl som i fig. 5 och 6 visas såsom entrådiga förbindningar.The FIR filter known per se according to Fig. 7 consists of: n additional delay elements 211,2l2,2l3 ---, 2ln, which in the specified order are connected in cascade and thus form, for example, a shift register of n-steps, (n + l) additional multipliers 220.221,222,223, ---, 22n with two inputs each and an additional adder with (n + 1) inputs.- Here too all connections are data bus connections, all of which for the same reason as in fig. 5 and 6 are shown as single-wire connections.

I fig. 7 leds ingången av FIR-filtret till ingången av det första tillkommande fördröjningselementet 211 Qch till ﬂen första ingången av den första tillkommande multiplikatorn 220- Utgången av vart och ett av de n fördröjningselementen 211, 2l2,2l3,~--,2ln är förbunden med den första ingången av var- dera en tillhörande multiplikator 22l,222,223,~--,22n_ Utgån_ 457 133 garna av alla (n+l) multiplikatorer 220,22l,222.-~*22n matar vardera en av de (n+l) ingångarna av den andra adderaren 23, vars utgång å sin sida bildar utgången av FIR-filtret. På den andra ingången av var och en av multiplikatorerna 22O,22l,222, 223,---,22n anligger det digitala värdet av vardera en tillkom- mande koefficient a0,al,a2,a3,---,an.In Fig. 7, the input of the FIR filter is directed to the input of the first additional delay element 211 Qch to a first input of the first additional multiplier 220- The output of each of the n delay elements 211, 212, 213, ~ -, 2ln are connected to the first input of each an associated multiplier 22l, 222,223, ~ -, 22n_ Output_ 457 133 the ys of all (n + 1) multipliers 220,22l, 222.- ~ * 22n each feed one of the ( n + 1) the inputs of the second adder 23, the output of which in turn forms the output of the FIR filter. At the second input of each of the multipliers 220, 221, 222, 223, ---, 22n, the digital value of each has an additional coefficient a0, a1, a2, a3, ---, an.

De i fig. 8 och ll visade karakteristikona är identiska och utgör överföringskarakteristikona för kaskadkopplingen av de båda IIR-filtren 7 och 8. Dessa karakteristikor är utritade såsom funktion av frekvensen f. De är periodiska med en period lika med fsz/2 och uppvisar nollställen vid alla heltaliga multiplar av halva frekvensen av den tredje klocksignalen CL2, dvs. vid alla heltaliga multiplar av fS2/2- Frekvensen av ett godtyckligt maximum av dessa karakteristikor, exempelvis frek- vensen (3/4)fs2 är lika med bärarfrekvensen fT av den signal som skall överföras.The characteristics shown in Figs. 8 and 11 are identical and constitute the transmission characteristics of the cascade coupling of the two IIR filters 7 and 8. These characteristics are plotted as a function of the frequency f. They are periodic with a period equal to fsz / 2 and have zeros at all integer multiples of half the frequency of the third clock signal CL2, i.e. at all integer multiples of fS2 / 2- The frequency of an arbitrary maximum of these characteristics, for example the frequency (3/4) fs2 is equal to the carrier frequency fT of the signal to be transmitted.

Den i fig. 9 såsom funktion av frekvensen f visade överfö- ringskarakteristiken av ett FIR-filter är ävenledes periodisk med en period som denna gång är lika med fsl 0Ch innefattar. om såsom i ovanstående exempel (3/4)fs2 väljes lika med fT, under den första perioden vardera ett enkelt nollställe vid frekvenserna (1/3)fT, (5/3)fT, (7/3)fT, (9/3)fT, (ll/3)fT och (15/3)fT. Därvid gäller n = 3 och fsl = (16/3)fT._ - Den i fig. 12 såsom funktion av frekvensen f visade överfö- ringskarakteristiken av ett tillkommande FIR-filter är ävenle- des periodisk med en period lika med fsl och innefattar under den första perioden vardera ett dubbel-nollställe vid frekven- Serﬂö (1/3)fT 0Ch (23/3)fT, vardera ett enkelt nollställe vid frekvensgrna (5/3)fT. (7/3)fT, (9/3)fT, (ll/3)fT, (13/3)fT, (15/3)fT, (17/3)fT Och (19/3)fT, samt vardera ett tillkomman- de enkelt nollställe i närheten av (5/3)fT. (9/3)fT, (15/3)fT och (19/3)fT. Därvid gäller att n = 8 och fsl = (24/3)fT_ 457 153 De i fig. 10 och 13 visade karakteristikona är identiska och återger överföringskarakteristiken av förfiltret 1 såsom funk- tion av frekvensen f. Dessa karakteristikor innefattar ett maximum vid bärarfrekvensen fT och utgör ett bandpassfilter, vilket bl.a. mycket starkt dämpar nätspänningen med nätfrekvensen fN, vilken i Europa uppgår till 50 Hz och i USA till 60 Hz.The transfer characteristic of an FIR filter shown in Fig. 9 as a function of the frequency f is also periodic with a period which this time is equal to fsl 0Ch. if as in the above example (3/4) fs2 is chosen equal to fT, during the first period each a single zero at the frequencies (1/3) fT, (5/3) fT, (7/3) fT, (9 / 3) fT, (ll / 3) fT and (15/3) fT. In this case, n = 3 and fsl = (16/3) fT._ - The transfer characteristic of an additional FIR filter shown in Fig. 12 as a function of the frequency f is also periodic with a period equal to fsl and includes during the first period, each has a double zero at frequency Ser ö (1/3) fT 0Ch (23/3) fT, each a single zero at frequency (5/3) fT. (7/3) fT, (9/3) fT, (ll / 3) fT, (13/3) fT, (15/3) fT, (17/3) fT And (19/3) fT, and each an additional simple zero near (5/3) fT. (9/3) fT, (15/3) fT and (19/3) fT. The characteristics shown in Figs. 10 and 13 are identical and represent the transmission characteristics of the prefilter 1 as a function of the frequency f. These characteristics include a maximum at the carrier frequency fT and constitutes a bandpass filter, which i.a. very strongly attenuates the mains voltage with the mains frequency fN, which in Europe amounts to 50 Hz and in the USA to 60 Hz.

Kopplingarna i fig. 5, 6 och 7, vilka ju endast utför additio- ner, subtraktioner, multiplikationer och tidsfördröjningar, kan utan vidare realiseras med hjälp av en mikrodator. I detta fall kan den i en rundstyrningsmottagare ofta redan befintliga telegram-avkodningsmikrodatorn användas även för detta ända- mål. I och för uppsnabbning av beräkningsarbetena vid använd- ning av en mikrodator bör binära tal med möjligast få från noll skilda, de enskilda bitarna bildande termer användas för koefficienterna q_och p.The connections in Figs. 5, 6 and 7, which only perform additions, subtractions, multiplications and time delays, can easily be realized with the aid of a microcomputer. In this case, the telegram decoding microcomputer often present in a circuit control receiver can also be used for this purpose. In order to speed up the calculation work when using a microcomputer, binary numbers with as few as possible different terms, the individual bits forming the individual bits, should be used for the coefficients q_and p.

Kopplingsschemat av snedstämningsfiltret enligt fig. 14 består av en kaskadkoppling av tvâ modifierade IIR-filter 7 och 8 av andra ordningen, vars kopplingsschema visas i fig. 6. De båda modifierade IIR-filtren 7 och 8 skiljer sig endast därigenom, att vid det främre IIR-filtret 7 å ena sidan ett värde -2 an- ligger på den andra ingången av den första multiplikatorn 12 och å andra sidan ett värde +p anligger på den andra ingången av den andra muitiplixatorn 13, medan via de; bakre :IR-filt- ret 8 ett värde +2 resp. -p anligger på dessa ingångar. Ingån- gen av kastkadkopplingen drivs med avkänningsfrekvensen fs2_ Den totala överföringskarakteristiken av filtret enligt fig. 15 uppvisar såsom funktion av frekvensen f en rad nålformade passområden vid frekvenser som utgör en multipel av (fT/3)- Dessa passområden eller passband är alla mycket starkt dämpa- de, med undantag av det område som ligger vid fT- Det näst svagast dämpade passområdet vid (13/3)fT är redan -30 dB star- kare dämpat. 457 133 10 Överföringskarakteristiken enligt fig. 16 innefattar såsom funktion av frekvensen f ävenledes en rad nålformade passområ- den vid frekvenser, vilka utgör en multipel av (fT/3). Dock är dessa passområden även här alla starkt dämpade, med undantag av Området kring fT. Det näst svagast dämpade passområdet vid (21/3)fT är redan -35 dB starkare dämpat.The wiring diagram of the oblique filter according to Fig. 14 consists of a cascade of two modified IIR filters 7 and 8 of the second order, the wiring diagram of which is shown in Fig. 6. The two modified IIR filters 7 and 8 differ only in that in the front The IIR filter 7 on the one hand a value -2 abuts on the second input of the first multiplier 12 and on the other hand a value + p abuts on the second input of the second multiplier 13, while via the; rear: IR filter 8 a value +2 resp. -p abuts on these inputs. The input of the throw caddy coupling is driven by the sensing frequency fs2. The total transmission characteristic of the filter according to Fig. 15 has as a function of the frequency f a series of acicular pass ranges at frequencies which are a multiple of (fT / 3). - those, with the exception of the area at fT- The second weakest attenuated pass area at (13/3) fT is already -30 dB stronger attenuated. The transmission characteristic according to Fig. 16 also comprises, as a function of the frequency f, a series of acicular pass ranges at frequencies which constitute a multiple of (fT / 3). However, these passport areas here too are all strongly subdued, with the exception of the area around fT. The second weakest attenuated pass range at (21/3) fT is already -35 dB stronger attenuated.

Funktionsbeskrivning En ingångssignal grovfiltreras först på i sig känt sätt i bandpassfiltrets förfilter l i och för begränsning av band- bredden. För det andra sörjer dock förfiltret 1 även för till- räcklig dämpning av nätgrundsvängningen och starka översväng- ningar. Denna dämpning är nödvändig för att bärarfrekvens- amplituden även med en billig, i bit-antalet begränsad analog/ digital-omvandlare skall kunna upplösas till ca. 0,1 % i för- hållande till nätamplituden. Den sålunda förfiltrerade mottag- na signalen avkännes därefter på i sig känt sätt i “sample/ hold"-kopplingen 2 (se fig. 1) med avkännintsfrekvensen fs0_ De avkända värdena transformeras därefter i analog/digital- omvandlaren 3 pâ i sig ävenledes känt sätt till digitala värden.Functional description An input signal is first coarsely filtered in a manner known per se in the pre-filter 1 of the bandpass filter in order to limit the bandwidth. Secondly, however, the pre-filter 1 also ensures sufficient damping of the mains fundamental oscillation and strong overshoots. This attenuation is necessary so that the carrier frequency amplitude can also be resolved to approx. With a cheap, bit-limited analog / digital converter. 0.1% in relation to the network amplitude. The signal thus pre-filtered is then sensed in a manner known per se in the "sample / hold" coupling 2 (see Fig. 1) with the sensing frequency fs0. The sensed values are then transformed in the analog-to-digital converter 3 in a manner also known per se. to digital values.

De båda i kaskad kopplade IIR-filtren 7 och 8 (se fig.2 - 4) bildar det egentliga digitala filtret, medan enve1opp-detek- torn 9 därefter demodulerar dess utgångssignal och återomvand- lar denna i ett rent omodulerat binärt pulstelegram för ytter- ligare, icke visad utvärdering. De båda IIR-filtren 7 och 8 är exempelvis filter av andra ordningen och drivs med hjälp av den tredje klocksignalen CL2. Kopplingen av ett IIR-filter av andra ordningen är i sig känd och återges endast för fullstän- dighets skull i den s.k. första kanoniska formen i fig. 5.The two cascaded IIR filters 7 and 8 (see Figs. 2 - 4) form the actual digital filter, while the envelope detector 9 then demodulates its output signal and converts it into a purely unmodulated binary pulse telegram for external further, evaluation not shown. The two IIR filters 7 and 8 are, for example, second-order filters and are operated by means of the third clock signal CL2. The connection of a second-order IIR filter is known per se and is reproduced only for the sake of completeness in the so-called first canonical shape in Fig. 5.

Filtret av andra ordningen kännetecknas av parametrarna bl och b2. Resonansfrekvenserna av de båda IIR-filtren 7 och 8 är inbördes något förskjutna i och för bildande av ett snedställ- 457 133 ll ningsfilter, så att den snarare klockformíga överföringskarak- teristiken av de båda IIR-filtren 7 och 8 vid kaskadkopplingen på i sig känt sätt omvandlas i en mera rektangulär överfö- ringskarakteristik. värdet av parametern bz, vars belopp är mindre än l, ligger i och för uppnående av ett stort godhetstal i närheten av -l. Vi ansätter sålunda ett DL (0 < q << 1): b2=-1+q Och Skriver för bl med en ny parameter p IIR-filtren 7 och 8 har då en struktur enligt fig. 6 och sned- stämningsfiltret en struktur enligt fig. 14.The filter of the second order is characterized by the parameters b1 and b2. The resonant frequencies of the two IIR filters 7 and 8 are slightly offset from each other to form an inclined filter, so that the rather bell-shaped transfer characteristic of the two IIR filters 7 and 8 at the cascade coupling is known per se. method is transformed into a more rectangular transfer characteristic. the value of the parameter bz, the amount of which is less than l, lies in order to achieve a large goodness number in the vicinity of -l. We thus employ a DL (0 <q << 1): b2 = -1 + q And Write for bl with a new parameter p The IIR filters 7 and 8 then have a structure according to Fig. 6 and the skew mood filter a structure according to Fig. 14.

I en första variant enligt fig.2 inriktas bearbetningsfrek- vensen fsz av det digitala snedstämningsfiltret på den högsta förekommande bärarfrekvensen fT'max= fs2¿2'fT,max Lösningen enligt denna variant har fördelen av en_ringa appa- ratkostnad, men har den nackdelen att parametrarna bl och b2 resp. koefficienterna d_och p ej endast beror av den önskade bandbredden utan även av frekvensen fT.In a first variant according to Fig. 2, the processing frequency fsz of the digital skew filter is focused on the highest occurring carrier frequency fT'max = fs2¿2'fT, max. The solution according to this variant has the advantage of a small apparatus cost, but has the disadvantage that the parameters bl and b2 resp. the coefficients d_and p depend not only on the desired bandwidth but also on the frequency fT.

I en andra och tredje variant inriktas bearbetningsfrekvensen på den aktuella bärarfrekvensen fT på sådant sätt att förhål- landet fsz/fT är fixt oberoende av fT. I dessa varianter är ett tillkommande filter kopplat framför snedstämningsfiltret, dvs. kaskadkopplingen av de båda IIR-filtren, vilket tillkom- mande filter drivs av den andra klocksignalen CLl med en be- arbetnings frekvens fsl - 457 133 12 I den andra varianten enligt fig. 3 är det tillkommande filt- ret 10 ett IIR-filter, vars avkänningsfrekvens fsl är lika med en heltalig multipel av bärarfrekvensen fT. Den till det till- kommande filtret hörande överföringskarakteristiken är åter- igen periodisk, denna gång med en period lika med fsl. Om fsl är tillräckligt hög, så faller redan det andra passområdet av filtret 10 i ett frekvensområde, som är så högt att det är av ringa intresse för överföringen, eller också sörjer det analo- ga förfiltret för en tillräcklig dämpning. I en föredragen ut- föringsform är fsl fyra gånger bärarfrekvensen fT och fsz F 4/3fT, eftersom i detta fall filterparametrarna av både det nya tillkommande IIR-filtret 10 och snedstämningsfiltret anta- ger särskilt enkla värden och inga interpolationsproblem upp- kommer.In a second and third variant, the machining frequency is focused on the current carrier frequency fT in such a way that the ratio fsz / fT is fixed independently of fT. In these variants, an additional filter is connected in front of the skewed mood filter, ie. the cascade coupling of the two IIR filters, which additional filter is driven by the second clock signal CL1 with a processing frequency fsl - 457 133 12 In the second variant according to Fig. 3, the additional filter 10 is an IIR filter, whose sensing frequency fsl is equal to an integer multiple of the carrier frequency fT. The transfer characteristic associated with the additional filter is again periodic, this time with a period equal to fsl. If fsl is high enough, then already the second pass range of the filter 10 falls into a frequency range which is so high that it is of little interest for the transmission, or the analog pre-filter provides sufficient attenuation. In a preferred embodiment, fsl is four times the carrier frequency fT and fsz F 4 / 3fT, since in this case the filter parameters of both the new additional IIR filter 10 and the skew mood filter assume particularly simple values and no interpolation problems arise.

I den tredje varianten, som visas i fig. 4, är det tillkomman- de filtret 10 ett FIR-filter, vars avkänningsfrekvens fsl i och för undvikande av interpolatíonsproblem är en heltalsmul- tipel N av avkänningsfrekvensen fsz av IIR-filtren. Sålunda gäller fsl = N;fs2. Avkänningsfrekvensen fsz härleds med hjälp av frekvensdelaren ll synkront genom frekvensdelning ur avkän- ningsfrekvensen fsl av den andra klocksignalen CLl. Kopplings- schemat av FIR-filtret är i sig känt och återges i fig. 7.In the third variant, shown in Fig. 4, the additional filter 10 is an FIR filter, whose sensing frequency fsl in order to avoid interpolation problems is an integer multiple N of the sensing frequency fsz of the IIR filters. Thus fsl = N; fs2. The sensing frequency fsz is derived by means of the frequency divider ll synchronously by frequency division from the sensing frequency fsl of the second clock signal CL1. The wiring diagram of the FIR filter is known per se and is shown in Fig. 7.

FIR-filtret har syftet att vid de kritiska ställena av ampli- tudgången av snedstämningsfiltren alstra dämpningspoler. Då det i sig även är periodiskt måste sörjas för att de högre passområdena av den totala filtersekvensen kommer att ligga på frekvenser, där nätövertonerna är ringa och redan dämpningen genom förfiltret är tillräcklig samt där inga yttre rundstyr- ningsfrekvenser längre är att förvänta. På grund av mikropro- cessorns hastighet konstrueras därför FIR-filtret annorlunda för "högre" rundstyrningsfrekvenser än för "lägre". FIR-filt- ret innefattar så många koefficienter a0,al,a2,---,an sgm antalet använda nollställen plus ett, eller med andra ord, FIR-filtret kan innefatta n nollställen om n är det största 457 133 13 index i av de tillkommande koefficienterna ai = êofal, a2,~-fan, där n¿N-l. Överföringsfunktionen av ett FIR-filter med linjär fasgång är som bekant: n uo/ui = aO/z + :ainwsu 6), där 8 = (f/fslm nr (3) rå För de värden fk av frekvensen f, där FIR-filtret skall uppe visa nollställen, sättes ekvation (3) lika med noll, så att med exempelvis n = 3 följande ekvationer uppkomer: 3 aO/z + Z arcosmt' ifk/fsl) = o, där k = 1,2,3. i=l På samma sätt sättes vid ett bestämt värde på f, exempelvis vid f = fT, ekvation (3) lika med en konstant D, varvid konstanten D har ett godtyckligt värde och av beräkningsför- enklande skäl väljes lika med 2. Detta ger en fjärde ekvation 3 ao/2 + š ai.cos(2¶ïfT/fsl) = D = 2, i=l Sålunda uppkommer ett ekvationssystem av (n+1) = 3 ekvationer och (n+l) = 4 obekanta a0,al,a2 och a3_ I ett första, i fig. 8, 9 och 10 visat exempel är N = 4 och n = 3. Ett maximum av överföringskarakteristiken av FIR-filt- ret (se fig. 9) ligger i närheten av f = fT- De n = 3 noll- ställena ligger vid (fT/3), 5(fT/3) och 7(fT/3). Eftersom överföringskarakteristiken av FIR-filtret är symmetrisk i för- hållande till frekvensen fsl/2 finns förutom de tre redan nämnda nollställena även tillkommande nollställen. Av intresse är härvid framför allt nästa nollställen vid (9/3)fT och (ll/3)fT. Kaskadkopplingen av detta FIR-filter l0 med IIR- 457 135 14 snedstämningsfiltren 7 och 8 ger i den första perioden till fsl = l6/3fT ett passområde vid fT Qch ytterligare ett först vid (13/3)fT (se fig. 15). Filtret enligt detta första exempel är mycket väl ägnat för bärarfrekvenser fT 2»20O Hz, eftersom i detta fall det andra passområdet ligger åtminstone vid l3(fT/3) = l3(200/3) Hz 2-870 Hz och endast störsignaler, vars frekvens är av åtminstone storleksordningen 870 Hz, kan bli aktiva som störkällor. Ytterligare passområden för störsigna- lerna uppvisar det totala filtret enligt fig. 15 i de högre perioderna, exempelvis vid (19/3)fT och vid (29/3)fT i den andra perioden. De tillhörande störsignalerna måste redan genom endast förfiltret 1 (se fig. 10) dämpas så starkt, att de är overksamma på utgången av det totala filtret. Dessutom dämpar förfiltret 1 även mycket starkt nätspänningssignalen av frekvens fN, såsom redan nämnts ovan.The purpose of the FIR filter is to generate attenuation poles at the critical points of the amplitude output of the oblique mood filters. As it is also periodic, it must be ensured that the higher pass ranges of the total filter sequence will be at frequencies where the mains harmonics are small and the attenuation through the pre-filter is already sufficient and where no external circular control frequencies are expected anymore. Due to the speed of the microprocessor, the FIR filter is therefore designed differently for "higher" rotary control frequencies than for "lower". The FIR filter includes as many coefficients a0, a1, a2, ---, an sgm the number of zeros used plus one, or in other words, the FIR filter can include n zeros if n is the largest index of 457 133 13 the additional coefficients ai = êofal, a2, ~ -fan, where n¿Nl. The transfer function of an FIR filter with linear phase travel is as known: n uo / ui = aO / z +: ainwsu 6), where 8 = (f / fslm no (3) raw For the values fk of the frequency f, where FIR- the filter must show zeros, equation (3) is set equal to zero, so that with for example n = 3 the following equations arise: 3 aO / z + Z arcosmt 'ifk / fsl) = o, where k = 1,2,3. i = l In the same way, at a certain value of f, for example at f = fT, equation (3) is set equal to a constant D, whereby the constant D has an arbitrary value and for calculation-simplifying reasons is chosen equal to 2. This gives a fourth equation 3 ao / 2 + š ai.cos (2¶ïfT / fsl) = D = 2, i = l Thus an equation system of (n + 1) = 3 equations and (n + l) = 4 unknowns a0 , a1, a2 and a3_ In a first example, shown in Figs. 8, 9 and 10, N = 4 and n = 3. A maximum of the transfer characteristic of the FIR filter (see Fig. 9) is close to f = fT- The n = 3 zeros are at (fT / 3), 5 (fT / 3) and 7 (fT / 3). Since the transmission characteristic of the FIR filter is symmetrical in relation to the frequency fsl / 2, in addition to the three already mentioned zeros, there are also additional zeros. Of particular interest here are the next zeros at (9/3) fT and (ll / 3) fT. The cascade of this FIR filter 10 with the IIR 457 135 14 skew mood filters 7 and 8 gives in the first period to fsl = 16 / 3fT a pass range at fT Qch and another one first at (13/3) fT (see Fig. 15). The filter according to this first example is very well suited for carrier frequencies fT 2 »20O Hz, since in this case the second pass range is at least at 13 (fT / 3) = l3 (200/3) Hz 2-870 Hz and only interference signals, whose frequency is of at least the order of 870 Hz, can become active as interference sources. Additional pass ranges for the interference signals have the total filter according to Fig. 15 in the higher periods, for example at (19/3) fT and at (29/3) fT in the second period. The associated interference signals must already be attenuated so strongly by only the pre-filter 1 (see Fig. 10) that they are inactive at the output of the total filter. In addition, the pre-filter 1 also attenuates the mains voltage signal of frequency fN very strongly, as already mentioned above.

I ett andra, i fig. ll, 12 och 13 visat exempel är N = 6 och n = 8. Ett maximum av överföringskarakteristiken av FIR-filt- ret (se fig. 12) ligger åter i närheten av fT. De n = 8 noll- ställena väljes enligt följande: Två (dvs. ett dubbel-noll- ställe) vid (fT/3), vardera ett vid 5(fT/3), 7(fT/3), 9(fT/3) och ll(fT/3), samt vardera ett i närheten av 5(fT/3) och i närheten av 9(fT/3).In a second example, shown in Figs. 11, 12 and 13, N = 6 and n = 8. A maximum of the transfer characteristic of the FIR filter (see Fig. 12) is again close to fT. The n = 8 zeros are selected as follows: Two (ie a double zero) at (fT / 3), each one at 5 (fT / 3), 7 (fT / 3), 9 (fT / 3) 3) and ll (fT / 3), and each one in the vicinity of 5 (fT / 3) and in the vicinity of 9 (fT / 3).

Varje period av överföringskarakteristiken är på nytt symmet- risk till sin medelfrekvens, så att ytterligare n = 8 noll- ställen föreligger i den första perioden, nämligen ett dubbel- nollställe vid (24/3)fT - (l/3)fT = (23/3)fT, vardera ett enkelt nøllställe via (24/3)f,1. - (5/3)f.I. = (l9/3)fT. (24/3)fT -(7/3ET = (17/3)fT, (24/3lfT - (9/3)fT = (15/3)fT och (24/3)fT - (11/3)fT = (13/3)fT, samt ett enkelt nollställe i närheten av (24/3)fT - (5/3)fT = (19/3)fT och i närheten av (24/3)fT - (9/3)fT = (15/3)fT, varvid fsl = N.fs2 = 6.fs2 = 6.(4/3).fT = (24/3)fT.Each period of the transmission characteristic is again symmetric to its mean frequency, so that an additional n = 8 zeros exist in the first period, namely a double zero at (24/3) fT - (1/3) fT = ( 23/3) fT, each a single zero point via (24/3) f, 1. - (5/3) f.I. = (l9 / 3) fT. (24/3) fT - (7 / 3ET = (17/3) fT, (24 / 3lfT - (9/3) fT = (15/3) fT and (24/3) fT - (11/3) fT = (13/3) fT, and a simple zero point near (24/3) fT - (5/3) fT = (19/3) fT and near (24/3) fT - (9 / 3) fT = (15/3) fT, where fsl = N.fs2 = 6.fs2 = 6. (4/3) .fT = (24/3) fT.

Kaskadkopplingen av detta FIR-filter med IIR-snedstämnings- 457 153 15 filtren ger i den första perioden till fsl = (24/3)fT ett passområde vid fT och vid 7fT (se fig. 16). Genom val av ett relativt stort värde för N (nämligen N = 6) är filtret enligt detta exempel särskilt lämpat för bärarfrekvenser fT ( 200 Hz, eftersom i detta fall det andra passområdet ligger åtminstone vid 21(f /3) = 21(lOO/3) Hz -700 Hz, varvid med f = f T - T 100 Hz endast störsignaler, vars frekvenser åtminstonïlïšnav storleksordningen 700 Hz, ännu kan bli aktiva såsom störkäl- lor, vid fT/3 lades ett dubbel-nollställe för att särskilt starkt dämpa nätspänningssignalen av frekvens fN, Även här har det totala filtret ytterligare passområden för störsignaler i de högre perioderna, exempelvis vid (24/3)fT + (3/BET (27/3)fT (se fig. 16) och vid (24/3)fT + (21/3)fT = (4s/3)fT den andra perioden. Även här måste eventuella, till passområ- |-|. dena för störsignalerna hörande störsignaler dämpas genom för- filtret 1 (se fig. 13).The cascade of this FIR filter with the IIR skew filters gives in the first period to fsl = (24/3) fT a pass range at fT and at 7fT (see Fig. 16). By selecting a relatively large value for N (namely N = 6), the filter according to this example is particularly suitable for carrier frequencies fT (200 Hz, since in this case the second pass range is at least 21 (f / 3) = 21 (100 / 3) Hz -700 Hz, whereby with f = f T - T 100 Hz only interference signals, whose frequencies at least of the order of 700 Hz, can still be active as interference sources, at fT / 3 a double-zero point was added to attenuate particularly strongly the mains voltage signal of frequency fN, Here too the total filter has additional pass ranges for interference signals in the higher periods, for example at (24/3) fT + (3 / BET (27/3) fT (see fig. 16) and at (24 / 3) fT + (21/3) fT = (4s / 3) fT the second period Here, too, any interference signals belonging to the fitting range must be attenuated by the pre-filter 1 (see Fig. 13). .

Claims

457 135 16 PATENT REQUIREMENTS

1. A bandpass filter for receiving a tone signal transmitted over an electrical power supply network, comprising a prefilter having a low-pass filter, an analog-to-digital converter and a recursive filter processing at least two substantially similar digital quantities in a cascade connection. characterized in that to the low-pass filter (1a) of the pre-filter (1) a band-pass filter (1b) is connected in cascade, the transmission characteristics of which as a function of frequency show steep edges, that a sample / hold coupling (2) is connected in front the analog-to-digital converter (3), that the recursive filter is formed as a skewed digital sampling filter (4), the sub-filters of which are mutually skewed, and that an envelope detector (9) is connected to the digital sampling filter (4), wherein the mutually skewed sub-filters in the sampling filter (4) are IIR filters (7, 8) of the second order, the transfer functions of which constitute functions of two coefficients (q, p), of which a coefficient (p) for one IIR filter (7) forms a value equal to minus the absolute value (- p) and for the other IIR filter (8) a value equal to the absolute value (p) of a value for this coefficient (p).

2. A bandpass filter according to claim 1, characterized in that the sensing frequency (fsz) of the two 11R_filters (7,8) is determined independently of the carrier frequency fT. So that the carrier frequency ﬂ fT and the steepness of the filter are determined only by the two coefficients (q, p).

Bandpass filter according to claim 1, characterized in that the sensing frequency (fsg) of the two IIR filters (7,8) is equal to (a / b% fT, wherein fT is the carrier frequency of the modulated carrier signal to be transmitted and a and b only has integer values with a> b, and that an additional filter (10) is connected in front of the two IIR filters 457 133 17 (7,8), the sensing frequency (fsl) of the additional filter (10) is greater than the sensing frequency (fsg) of the two recursive filters (7,8).

The bandpass filter according to claim 3, characterized in that the additional filter (10) is a third IIR filter and that its sensing frequency (fsl) is an integer multiple of the carrier frequency (fT) of the modulated carrier signal to be transmitted.

5. A bandpass filter according to claim 4, characterized in that the multiple is equal to four.

The bandpass filter according to claim 3, characterized in that the additional filter (10) is an FIR filter and that its sensing frequency (fsl) is an integer multiple of the sensing frequency (fsg) of the two IIR filters (7f3X

7. A bandpass filter according to claim 6, characterized in that a = 4, b = 3 and that each one zero point is at (fT / B), sKfT / B). HfT / B), 9KfT / B), 11 (f¶- / 3) and 1s (fT / 3) of the first period of the FIR filter transmission characteristics.

Bandpass filter according to claim 6, characterized in that a = 4, b = 3 and that each single zero is at s, 17 (fT / 3) and 19 (fT / 3), each a double zero at ( fT / 3) and 23 (fT / 3), each a single zero near 5 (fT / 3), 9 (fT / 3), l5 (fT / 3) and l9 (fT / 3) U the first period of the transmission characteristics of the FIR filter.