NL8402465A

NL8402465A - BANDPASS FILTER FOR THE RECEPTION OF AN AUDIO SIGNAL TRANSMITTED THROUGH AN ELECTRICAL POWER SUPPLY NETWORK.

Info

Publication number: NL8402465A
Application number: NL8402465A
Authority: NL
Original assignee: Landis & Gyr Ag
Priority date: 1983-08-11
Filing date: 1984-08-09
Publication date: 1985-03-01
Also published as: DK384484A; SE457133B; NO167619C; DE3418011A1; ATA239784A; SE8404029L; DK163469C; FR2550669A1; NL188877C; NO843168L; NL188877B; DK384484D0; SE8404029D0; CH662683A5; AT388264B; DK163469B; FR2550669B1; BE900326A; NO167619B; DE3418011C2

Description

NL 32.105-dV/lb *'GB 32.105-dV / lb * '

Banddoorlaatfilter voor de ontvangst van een via een elektrisch energievoorzieningsnet overgedragen audiosignaal.Band-pass filter for receiving an audio signal transmitted via an electric power supply network.

De uitvinding heeft betrekking op een banddoorlaatfilter voor de ontvangst van een via een elektrisch energievoorzieningsnet overgedragen audiosognaal, dat in de aangegeven volgorde bestaat uit een voorfilter, dat ten minste 5 een laagdoorlaatfilter bevat, een "sample/hold"-schakeling, een analoog/digitaal-omzetter en een digitaal filter. De audiosignalen zijn bijvoorbeeld signalen voor besturing via het net.The invention relates to a band-pass filter for the reception of an audio signal transmitted via an electric power supply network, which in the order indicated consists of a pre-filter, which contains at least 5 a low-pass filter, a "sample / hold" circuit, an analog / digital converter and digital filter. The audio signals are, for example, signals for control via the network.

Bij de overdracht voor besturing via het net gaat 10 het om bemonsterde, d.w.z. binair amplitudegemoduleerde draaggolfsignalen, waarvan de draaggolffrequentie fT ligt tussen f_ ~ 100 Hz en f_____ ~ 2000 Hz. Een overgedragen nuttig signaal wordt onder andere gestoord door de netfrequen-tiespanning, door de harmonischen hiervan, doch ook door de 15 nuttige signalen van een andere draaggolffrequentie in hetzelfde of, vanwege de netkoppelingen, in naburige energie-voorzieningsnetten.The transmission for control over the network is a sample, i.e. binary amplitude modulated carrier signals, the carrier frequency fT of which is between f_ ~ 100 Hz and f_ _ ~ 2000 Hz. A transmitted useful signal is interfered, inter alia, by the mains frequency voltage, its harmonics, but also by the useful signals of a different carrier frequency in the same or, because of the mains couplings, in neighboring energy supply networks.

Het banddoorlaatfilter moet zodanig zijn uitgevoerd, dat het zonder hoge meerkosten bijzonder gemakkelijk 20 kan worden aangepast aan willekeurige draaggolffrequenties f^. Geen van de tot op heden bekende filters is hiertoe in staat.The band-pass filter must be designed in such a way that it can be adapted very easily to arbitrary carrier frequencies f ^ without high additional costs. None of the filters known to date are capable of this.

De tot op heden in ontvangers voor besturing via het net toegepaste filters zijn ten dele te weinig selectief of 25 bijzonder duur.The filters which have hitherto been used in receivers for control via the network are in part insufficiently selective or particularly expensive.

De uitvoering en de werking van digitale filters voor het verwerken van analoge signalen zijn bekend, bijvoorbeeld uit "Digitale Verarbeitung analoger Signale", Samuel D. Stearns, Verlag Oldenbourg, 1979.The design and operation of digital filters for processing analog signals are known, for example, from "Digital Verarbeitung analoger Signale", Samuel D. Stearns, Verlag Oldenbourg, 1979.

30 De uitvinding beoogt een zo eenvoudig mogelijk uitge voerd banddoorlaatfilter met digitale uitgang van de in de aanhef genoemde soort te verschaffen, dat alle belangrijke, bij overdracht via elektrische voorzieningsnetten toegepaste draaggolffrequenties bestrijkt en waarvan de overdrachts-35 karakteristiek de telkens vereiste bandbreedte en flanksteil-heid bezit.The object of the invention is to provide a band-pass filter with a digital output of the type mentioned in the preamble, which is as simple as possible and which covers all the important carrier frequencies used in transmission via electrical supply networks and of which the transmission characteristic always has the required bandwidth and edge steepness. property.

— — ........—sMfi 8402465 ' * '* -2-- - ........— sMfi 8402465 '*' * -2-

Hiertoe wordt het banddoorlaatfilter volgens de uitvinding daardoor gekenmerkt, dat het voorfilter voorts nog in kaskade met het laagdoorlaatfilter een banddoorlaatfilter bevat, waarvan de overdrachtskarakteristiek als functie van de 5 frequentie steile flanken bezit, de analoog/digitaal-omzet-ter een 8 bit-omzetter is, het digitale filter bestaat uit een kaskadeschakeling van meerdere deelfilters en het digitale filter nog wordt .gevolgd door een omhullende detector.For this purpose, the band-pass filter according to the invention is characterized in that the pre-filter further comprises, in cascade with the low-pass filter, a band-pass filter whose transfer characteristic as a function of the 5-frequency has steep edges, the analog / digital converter an 8-bit converter. The digital filter consists of a cascade connection of several partial filters and the digital filter is still followed by an envelope detector.

De uitvinding wordt hierna nader toegelicht aan de 10 hand van de tekening, waarin een uitvoeringsvoorbeeld is weergegeven.The invention is explained in more detail below with reference to the drawing, in which an exemplary embodiment is shown.

Fig.. 1 is een blokschema van een met behulp van een digitaal filter uitgevoerd banddoorlaatfilter.Fig. 1 is a block diagram of a band-pass filter implemented using a digital filter.

Fig. 2 is een blokschema van een eerste variant van 15 een digitaal filter.Fig. 2 is a block diagram of a first variant of a digital filter.

Fig. 3 is een blokschema van een tweede variant van een digitaal filter.Fig. 3 is a block diagram of a second variant of a digital filter.

Fig. 4 is een blokschema van een derde variant van een digitaal filter.Fig. 4 is a block diagram of a third variant of a digital filter.

20 Fig. 5 is een schema van een klassiek IIR-filter van de tweede orde.FIG. 5 is a schematic of a second-order classic IIR filter.

Fig. 6 is een schema van een gewijzigd IIR-filter van de tweede orde.Fig. 6 is a schematic of a modified second order IIR filter.

Fig. 7 is een schema van een klassiek FIR-filter.Fig. 7 is a schematic of a classic FIR filter.

25 Fig. 8 is een overdrachtskarakteristiek van een kas kade schakeling van twee IIR-filters van de tweede orde.FIG. 8 is a transfer characteristic of a greenhouse quay circuit of two second order IIR filters.

Fig. 9 is een overdrachtskarakteristiek van een FIR-filter met enkelvoudige nulpunten.Fig. 9 is a transfer characteristic of a single zero FIR filter.

Fig. 10 is een overdrachtskarakteristiek van een 30 voorfilter.Fig. 10 is a transfer characteristic of a pre-filter.

Fig. 11 toont dezelfde overdrachtskarakteristiek als fig. 8.Fig. 11 shows the same transfer characteristic as FIG. 8.

Fig. 12 is een overdrachtskarakteristiek van een FIR-filter met dubbele nulpunten.Fig. 12 is a transfer characteristic of a double zero FIR filter.

35 Fig. 13 toont dezelfde overdrachtskarakteristiek als fig. 10.FIG. 13 shows the same transfer characteristic as FIG. 10.

Fig. 14 is een schema van een verstemmingsfilter.Fig. 14 is a schematic of a match filter.

Fig. 15 is een eerste overdrachtskarakteristiek van 8402465 - 3 - * * de schakeling volgens fig. 4 met een parameter N*4.Fig. 15 is a first transfer characteristic of 8402465-3 * * the circuit of FIG. 4 with a parameter N * 4.

Fig. 16 is een tweede overdrachtskarakteristiek van de schakeling volgens fig. 4 met de parameter N=6.Fig. 16 is a second transfer characteristic of the circuit of FIG. 4 with the parameter N = 6.

Het in fig. 1 weergegeven banddoorlaatfilter bestaat 5 in de aangegeven volgorde uit de kaskadeschakeling van een voorfilter 1, een "sample/holdl,-schakeling 2, een analoog/digi-taal-omzetter 3 en een digitaal filter 4. De drie laatstgenoemde onderdelen bezitten elk een klokingang, waarbij de klokingangen van de "sample/hold"-schakeling 2 en de ana-10 loog/digitaal-omzetter 3 met elkaar zijn verbonden en worden gevoed door een eerste rechthoekvormig kloksignaal CLO met de frequentie fgQ. De klokingang van het digitale filter 4 wordt gevoed door een tweede en/of derde rechthoekvormig kloksignaal CL1 resp. CL2 (zie fig. 2, 3 en 4X.Het digitale filter 4 15 bezit een gegevensbusingang 5 en een gegevensbusuitgang 6.The band-pass filter shown in Fig. 1 consists in the order shown, of the cascade circuit of a pre-filter 1, a "sample / holdl circuit 2, an analog / digital converter 3 and a digital filter 4. The three last-mentioned components each have a clock input, the clock inputs of the "sample / hold" circuit 2 and the analog-digital converter 3 being connected to each other and fed by a first rectangular clock signal CLO with the frequency fgQ. the digital filter 4 is fed by a second and / or third rectangular clock signal CL1 and CL2, respectively (see fig. 2, 3 and 4X. The digital filter 4 has a data bus input 5 and a data bus output 6.

Deze laatste vormttevens de uitgang van het totale in fig.The latter also forms the output of the total in fig.

1 weergegeven banddoorlaatfilter. Drie mogelijke varianten van het digitale filter 4 zijn weergegeven in de fig. 2-4.1 band pass filter shown. Three possible variants of the digital filter 4 are shown in Figures 2-4.

Het digitale filter 4 volgens fig. 2 bevat twee d'eel-20 filters en bestaat in de aangegeven volgorde uit een met behulp van gegevensbusverbindingen opgebouwde kaskadeschakeling van een eerste IIR-filter 7, een tweede IIR-filter 8 en een omhullende detector 9. De beide IIR-fliters 7 en 8 bezitten elk een klokingang, welke ingangen met elkaar verbonden zijn 25 en de klokingang van het digitale filter 4 vormen. De aftast-frequentie f 2 van de beide IIR-filters 7 en 8 is gelijk aan de frequentie van het aan deze klokingang geleverde derde kloksignaal CL2.The digital filter 4 according to Fig. 2 contains two part-20 filters and consists in the order shown of a cascade circuit built up by data bus connections of a first IIR filter 7, a second IIR filter 8 and an envelope detector 9. The two IIR flashes 7 and 8 each have a clock input, which inputs are connected to each other and form the clock input of the digital filter 4. The sampling frequency f 2 of the two IIR filters 7 and 8 is equal to the frequency of the third clock signal CL2 supplied to this clock input.

De digitale filters 4 volgens de fig. 3 en 4 bestaan 30 in de aangegeven volgorde uit een eveneens met behulp van gegevensbusverbindingen opgebouwde kaskadeschakeling van een verder filter 10, het eerste IIR-filter 7, het tweede IIR-filter 8 en de omhullende detector 9. Deze digitale filters 4 zijn bijgevolg gelijk aan het digitale filter 4 uit 35 fig. 2, waaraan echter het verdere filter 10 elektrisch.The digital filters 4 according to Figs. 3 and 4 consist in the order shown, of a cascade circuit also constructed using data bus connections of a further filter 10, the first IIR filter 7, the second IIR filter 8 and the envelope detector 9 These digital filters 4 are therefore the same as the digital filter 4 of Fig. 2, to which, however, the further filter 10 is electric.

vooraf gaat. Het filter 10 is bijvoorbeeld in de tweede variant volgens fig. 3 een derde IIR-filter en in de derde variant volgens fig. 4 een FIR-filter. De beide klokingangen van het eerste en het tweede IIR-filter 7 en 8 zijn ook in de fig. 3 8402465 - 4 - ί * en 4 met elkaar verbonden en worden ook hier door het derde kloksignaal CL2 gevoed. Zij worden echter bij de variant uit fig. 4 niet door een extern, maar door een door de uitgang van een frequentiedeler 11 geleverd derde kloksignaal 5 CL2 met de frequentie fg2 gevoed, terwijl bij de variant uit fig. 4 de klokingang van het filter 10 en de hiermee verbonden ingang van de frequentiedeler 11 de klokingang van het digitale filter 4 vormen. Deze ingang wordt gevoed door het tweede kloksignaal CL1, waarvan de frequentie gelijk is 10 aan de aftastfrequentie f . van het filter 10. Bij de variantprecedes. The filter 10 is, for example, in the second variant according to Fig. 3 a third IIR filter and in the third variant according to Fig. 4 a FIR filter. The two clock inputs of the first and the second IIR filters 7 and 8 are also connected to each other in Figs. 3 40402465-4 and 4 and are also fed here by the third clock signal CL2. However, in the variant of Fig. 4 they are not fed by an external clock, but by a third clock signal CL2 supplied by the output of a frequency divider 11 with the frequency fg2, while in the variant in Fig. 4 the clock input of the filter 10 and the associated input of the frequency divider 11 forms the clock input of the digital filter 4. This input is fed by the second clock signal CL1, the frequency of which is equal to the sampling frequency f. of the filter 10. In the variant

S IS I

uit fig- 3 vormt de klokingang van het filter 10 daarentegen een extra tweede klokingang·van het digitale filter 4, die eveneens wordt gevoed door het tweede kloksignaal CL1 . Voor de twee frequenties f . en f , van de kloksignalen CL1 en 15 CL2 gelden de volgende voorwaarden: fs1 >fs2 en fs1 =N-fs2' waarbij N een geheel getal is.from FIG. 3, on the other hand, the clock input of the filter 10 forms an additional second clock input of the digital filter 4, which is also powered by the second clock signal CL1. For the two frequencies f. and f, of the clock signals CL1 and CL2, the following conditions apply: fs1> fs2 and fs1 = N-fs2 'where N is an integer.

De omhullende detector bestaat bijvoorbeeld in de 20 aangegeven volgorde uit een kaskadeschakeling van een gelijk-richter en een laagdoorlaatfilter of een kwadrateerorgaan en een laagdoorlaatfilter. De laagdoorlaatfliters zijn hierbij bijvoorbeeld IIR-f.ilters.The envelope detector consists, for example, in the order indicated, of a rectangular circuit of a rectifier and a low-pass filter or a squaring element and a low-pass filter. The low-pass flashes are, for example, IIR filters.

Het voorfilter 1 is een relatief goedkoop, conventio-25 neelpassief analoog filter, bijvoorbeeld bestaande uit de kaskadeschakeling van een analoog laagdoorlaatfilter 1a en een analoog banddoorlaatorgaan 1b (zie fig. 1).The pre-filter 1 is a relatively inexpensive, conventionally passive analog filter, consisting, for example, of the casing circuit of an analog low-pass filter 1a and an analog band-pass 1b (see Fig. 1).

De schakelingen van het voorfilter 1 en de omhullende detector 9 zijn op zichzelf bekend en worden derhalve niet 30 nader beschreven en zijn niet in de tekening weergegeven.The circuits of the pre-filter 1 and the envelope detector 9 are known per se and are therefore not further described and are not shown in the drawing.

Het op zichzelf bekende en in fig. 5 weergegeven klassieke IIR-filter van de tweede orde bestaat uit: - een eerste vermenigvuldigingsorgaan 12 met twee ingangen, - een tweede vermenigvuldigingsorgaan 13 met twee ingangen, 35 - een derde vermenigvuldigingsorgaan 14 met twee ingangen, - een eerste optelorgaan 15 met twee ingangen, - een tweede optelorgaan 16 met drie ingangen, - een derde optelorgaan 17 met twee ingangen, - een eerste vertragingsorgaan 18 en 8402465 - 5 - r * - een tweede vertragingsorgaan 19.The second order classical IIR filter known per se and shown in Fig. 5 consists of: - a first multiplier 12 with two inputs, - a second multiplier 13 with two inputs, 35 - a third multiplier 14 with two inputs, - a first adder 15 with two inputs, - a second adder 16 with three inputs, - a third adder 17 with two inputs, - a first delay member 18 and 8402465 - a second delay member 19.

Alle in fig, 5 weergegeven verbindingen zijn gegevens-busverbindingen. Voor de eenvoud van de tekening werden echter slechts eendraadsverbindingen weergegeven.All connections shown in Figure 5 are data bus connections. However, for the simplicity of the drawing, only single wire connections were shown.

5 Volgens fig. 5 is de ingang van het IIR-filter respectievelijk verbonden met de eerste ingang van het eerste optelorgaan 15, van het eerste vermenigvuldigingsorgaan 12 en van het derde optelorgaan 17. De uitgang van het eerste optelorgaan 15 ligt aan de uitgang van het IIR-filter en 10 respectievelijk aan de eerste ingang van het tweede en van het derde vermenigvuldigingsorgaan 13 en 14. De uitgang van het eerste vermenigvuldigingsorgaan 12 voedt de eerste, de uitgang van het tweede vermenigvuldigingsorgaan 13 de tweede en de uitgang van het tweede vertragingsorgaan 19 15 de derde ingang van het tweede optelorgaan 16. De uitgang van het derde vermenigvuldigingsorgaan 14 is verbonden met de tweede ingang van het derde optelorgaan 17, waarvan de uitgang is verbonden met de ingang van het tweede vertragingsorgaan 19, terwijl de uitgang van het tweede optelorgaan 16 is 20 verbonden met de ingang van het eerste vertragingsorgaan 18, waarvan de uitgang weer is verbonden met de tweede ingang van het eerste optelorgaan 15. Op de tweede ingang van het tweede vermenigvuldigingsorgaan 13 staat de digitale waarde van een eerste parameter b^, op de tweede ingang van het 25 vermenigvuldigingsorgaan 14 die van een tweede parameter , terwijl op de tweede ingang van het eerste vermenigvuldigingsorgaan 12 de waarde +2 of -2 staat.5, the input of the IIR filter is respectively connected to the first input of the first adder 15, of the first multiplier 12 and of the third adder 17. The output of the first adder 15 is at the output of the IIR filter and 10 respectively at the first input of the second and of the third multiplier 13 and 14. The output of the first multiplier 12 feeds the first, the output of the second multiplier 13 the second and the output of the second delay device 19 15 the third input of the second adder 16. The output of the third multiplier 14 is connected to the second input of the third adder 17, the output of which is connected to the input of the second delayer 19, while the output of the second adder 16 is connected to the input of the first delay member 18, the output of which is again connected to the second input g of the first adder 15. The second input of the second multiplier 13 contains the digital value of a first parameter b, the second input of the multiplier 14 that of a second parameter, while the second input of the first multiplier 12 is the value +2 or -2.

Het gewijzigde IIR-filter volgens fig. 6 bestaat uit dezelfde onderdelen als het IIR-filter uit fig. 5 met uit-30 zondering van het derde optelorgaan 17, dat is vervangen door een verschilorgaan 20. Ook in dit geval zijn alle verbindingen gegevensbusverbindingen,.die alle om dezelfde reden als bij fig. 5 zijn weergegeven als eendraadsverbindingen.The modified IIR filter of Fig. 6 consists of the same parts as the IIR filter of Fig. 5 with the exception of the third adder 17, which has been replaced by a difference member 20. Also in this case, all connections are data bus connections, all of which are shown as single-wire connections for the same reason as in FIG.

Volgens fig. 6 is de ingang van het IIR-filter res-35 pectievelijk verbonden met de eerste ingang van het eerste optelorgaan 15 en de eerste ingang van het vermenigvuldigingsorgaan 12. De uitgang van het derde vermenigvuldigingsorgaan 14 ligt aan de uitgang van het IIR-filter, aan de eerste in- 8402465 » f - 6 - gang van het tweede vermenigvuldigingsorgaan 13 en aan de plus-ingang van het verschilorgaan 20. De uitgang van het eerste optelorgaan 15 voedt de eerste ingang van het derde vermenigvuldigingsorgaan 14, de uitgang van het verschilor-5 gaan 20 is verbonden met de ingang van het tweede vertragings-orgaan 19, de uitgang van het tweede optelorgaan 16 is verbonden met de ingang van het eerste vertragingsorgaan 18, waarvan de uitgang zowel de tweede ingang van het eerste optelorgaan 15 als de min-ingang van het verschilorgaan 20 10 voedt. De uitgang van het eerste vermenigvuldigingsorgaan 12 is met de eerste ingang, die van het tweede vermenigvuldigingsorgaan 13 met de tweede ingang van het tweede optelorgaan 16 verbonden. Op de tweede ingang van het tweede vermenigvuldigingsorgaan 13 staat in dit geval de digitale waarde van 15 een eerste coëfficiënt p, op de tweede ingang van het derde vermenigvuldigingsorgaan 14 de digitale waarde van een tweede coëfficiënt a en op de tweede ingang van het eerste vermenigvuldigingsorgaan 12 de digitale waarde van de derde parameter c, die dezelfde waarde bezit als bij het IIR-filter uit 20 fig. 5.According to FIG. 6, the input of the IIR filter is respectively connected to the first input of the first adder 15 and the first input of the multiplier 12. The output of the third multiplier 14 is at the output of the IIR- filter, at the first input of the second multiplier 13 and at the plus input of the difference member 20. The output of the first adder 15 feeds the first input of the third multiplier 14, the output of the differential member 20 is connected to the input of the second delay member 19, the output of the second adder 16 is connected to the input of the first delay member 18, the output of which includes both the second input of the first adder 15 and the minus input of the differential member 20 feeds. The output of the first multiplier 12 is connected to the first input, that of the second multiplier 13 to the second input of the second adder 16. In this case, the digital value of 15 has a first coefficient p on the second input of the second multiplier 13, on the second input of the third multiplier 14 the digital value of a second coefficient a and on the second input of the first multiplier 12 the digital value of the third parameter c, which has the same value as with the IIR filter of fig. 5.

Het op zichzelf bekend FIR-filter volgens fig. 7 bestaat uit: -n volgende vertragingsorganen 21^, 2^/ 21^/...21^, die in de aangegeven volgorde in kaskade zijn geschakeld en bij-25 gevolg bijvoorbeeld een schuifregister met n trappen vormen -(n+1) volgende vermenigvuldigingsorganen 22^, 22^, 22^, 22^/ ...22 met elk twee ingangen en -een volgend optelorgaan 23 met (n+1) ingangen.The per se known FIR filter according to Fig. 7 consists of: -n following delay members 21 ^, 2 ^ / 21 ^ / ... 21 ^, which are cascaded in the indicated order and consequently, for example, a shift register with n stages - (n + 1) form subsequent multipliers 22 ^, 22 ^, 22 ^, 22 ^ / ... 22 each with two inputs and a subsequent adder 23 with (n + 1) inputs.

Ook hier zijn alle verbindingen gegevensbusverbindin-30 gen die alle om dezelfde reden als bij de fig. 5 en 6 als eendraadsverbindingen zijn weergegeven.Again, all connections are data bus connections, all of which are shown as single-wire connections for the same reason as in FIGS. 5 and 6.

Volgens fig. 7 is de ingang van het FIR-filter verbonden met de ingang van het eerste volgende vertragingsorgaan 21.j en met de eerste ingang van het eerste volgende 35 vermenigvuldigingsorgaan 22Q. De uitgang van elk van de n vertragingsorganen 21^, 212, 21g....21n is aangesloten op de eerste ingang van een bijbehorend vermenigvuldigingsorgaan 22^, 22.^/ 22^ ... 22^. De uitgangen van alle (n+1) vermenigvul- 8402465 --7- ♦ » digingsorganen 22^, 22^, 22^...22^ voeden elk een van de (n+1) ingangen van 'het volgende optelorgaan 23, waarvan de uitgang op zijn beurt de uitgang , van het FIR-filter vormt. Op de tweede ingang van elk van de vermenigvuldigingsorganen 22^, 5 22^, 222/ 223 ··· 22n staat 3e digitale waarde van de res pectieve coëfficiënten ag, a^, a^, a^ ... a^.According to FIG. 7, the input of the FIR filter is connected to the input of the first subsequent delay means 21.j and to the first input of the first subsequent multiplier 22Q. The output of each of the n delayers 21 ^, 212, 21g ... 21n is connected to the first input of an associated multiplier 22 ^, 22. ^ / 22 ^ ... 22 ^. The outputs of all (n + 1) multipliers 8402465 --7- ♦ diggers 22 ^, 22 ^, 22 ^ ... 22 ^ each feed one of the (n + 1) inputs of the next adder 23, the output of which in turn forms the output of the FIR filter. The second input of each of the multipliers 22 ^, 5 22 ^, 222/223 ··· 22n shows 3rd digital value of the respective coefficients ag, a ^, a ^, a ^ ... a ^.

De in de fig. 8 en 11 weergegeven karakteristieken zijn identiek en geven de overdrachtskarakteristiek van de kaskadeschakeling van de beide IIR-filters 7 en 8 weer. Deze 10 karakteristieken zijn als functie van de frequentie f weergegeven. Zij zijn periodiek met een periode gelijk aan fg2/2 en bezitten nulpunten bij alle gehele veelvouden van de halve frequentie van het derde kloksignaal CL2, d.w.z. bij alle gehele veelvouden van fg2/2. De frequentie van een maximum 15 van deze karakteristieken, bijvoorbeeld de frequentie (3/4)fg2r is gelijk aan de draaggolffrequentie f^ van het over te dragen signaal.The characteristics shown in FIGS. 8 and 11 are identical and represent the transfer characteristic of the cascade circuit of the two IIR filters 7 and 8. These 10 characteristics are shown as a function of the frequency f. They are periodic with a period equal to fg2 / 2 and have zeros at all integer multiples of the half frequency of the third clock signal CL2, i.e. at all integer multiples of fg2 / 2. The frequency of a maximum of these characteristics, for example the frequency (3/4) fg2r, is equal to the carrier frequency f ^ of the signal to be transmitted.

De in fig. 9 als functie van de frequentie f weerge-geven overdrachtskarakteristiek van een FIR-filter is even-20 eens periodiek met een periode die ditmaal gelijk is aan fg^ en bezit, wanneer zoals in het voorgaande voorbeeld (3/4)fg2 gelijk aan f^, wordt gekozen, in de eerste periode telkens een enkelvoudig nulpunt bij de frequenties (1/3)f (5/3) fT, (7/3) fT, (9/3) fT-, (11/3)fT en (15/3) fy. Hierbij 25 geldt n=3 en fg<J = (16/3) f^,.The transfer characteristic of an FIR filter, shown in FIG. 9 as a function of the frequency f, is also periodic with a period this time equal to fg ^ and having, as in the previous example (3/4) fg2 equal to f ^, is selected, in the first period a single zero point at the frequencies (1/3) f (5/3) fT, (7/3) fT, (9/3) fT-, (11 / 3) fT and (15/3) fy. Here n = 3 and fg <J = (16/3) f ^, apply.

De in fig. 12 als functie van de frequentie f weergegeven overdrachtskarakteristiek van een tweede FIR-filter is eveneens periodiek met een periode gelijk aan fg^ en bezit in de eerste periode telkens een dubbel nulpunt bij de 30 frequenties (.1/3) en (23/3)fT, telkens een enkelvoudig nulpunt bij de frequenties (5/3)fT, (7/3)fT/ (9/3)fTr(11/3)f^, (13/3)fT, (15/3)f^,, (17/3) f^ en (19/3)fT, alsmede telkens een verder enkelvoudig nulpunt in de buurt van.(5/3)f , (9/3) (15/3)fT en (19/3)fT· Hierbij geldt n=8 en fg1=(24/3)fT· 35 De in de fig. 10 en 13 weergegeven karakteristieken zijn identiek en geven als functie van de frequentie f de overdrachtskarakteristiek van het voorfilter 1 weer. Deze karakteristieken bezitten bij de draaggolffrequentie f^ een 8402465 - 8 - ί * maximum en geven een bandfilter aan, dat onder andere de netspanning met de netfrequentie f f 50 Hz in Europa resp. 60 Hz in de USA, zeer sterk dempt.The transfer characteristic of a second FIR filter shown in Fig. 12 as a function of the frequency f is also periodic with a period equal to fg ^ and in the first period each has a double zero point at the 30 frequencies (1/3) and (23/3) fT, each time a single zero at the frequencies (5/3) fT, (7/3) fT / (9/3) fTr (11/3) f ^, (13/3) fT, ( 15/3) f ^ ,, (17/3) f ^ and (19/3) fT, as well as a further single zero in the vicinity of. (5/3) f, (9/3) (15/3 ) fT and (19/3) fT · Here n = 8 and fg1 = (24/3) fT · 35 The characteristics shown in Figures 10 and 13 are identical and, as a function of the frequency f, give the transfer characteristic of the pre-filter 1 again. At the carrier frequency f ^ these characteristics have an 8402465 - 8 - en * maximum and indicate a band filter, which inter alia shows the mains voltage with the mains frequency f f 50 Hz in Europe resp. 60 Hz in the USA, very damping.

De schakelingen uit de fig. 5, 6 en 7, die slechts 5 optel-, aftrek-, vermenigvuldigingsbewerkingen en tijdver-tragingen uitvoeren, kunnen zondermeer met behulp van een microcomputer worden gerealiseerd. In dit geval kan de in een ontvanger voor besturing via het net dikwijls reeds aanwezige telegram-decodeermicrocomputer voor dit doel wor-10 den aangewend. Teneinde het rekenwerk te versnellen, dienen bij toepassing van een microcomputer voor de coëfficiënten CL en p bij voorkeur binaire getallen met zo weinig mogelijk van nul verschillende, de afzonderlijke bits voorstellende termen, te worden toegepast.The circuits of FIGS. 5, 6 and 7, which perform only 5 addition, subtraction, multiplication and time delays, can be readily realized with the aid of a microcomputer. In this case, the telegram decoding microcomputer often already present in a receiver for control over the network can be used for this purpose. In order to accelerate the computation, when using a microcomputer for the coefficients CL and p it is preferable to use binary numbers with as few zero terms as possible representing the individual bits.

15 Het schema van het verstemmingsfilter uit fig. 14 bestaat uit een kaskadeschakeling van twee gewijzigde IIR-filters van de tweede orde 7 en 8, waarvan het schema in fig. 6 is weergegeven. Deze beide gewijzigde IIR-filters 7 en 8 onderscheiden zich slechts, doordat bij het voorste 20 IIR-filter 7 enerzijds op de tweede ingang van het eerste vermenigvuldigingsorgaan 12 een waarde -2 en anderzijds op de tweede ingang van het tweede vermenigvuldigingsorgaan 13 een waarde +p staat, terwijl bij het achterste IIR-filter 8 op deze ingangen een waarde +2 resp. -p staat. Aan de 25 ingang van de kaskadeschakeling wordt de aftastfrequentie f 2 geleverd.The schematic of the match filter of FIG. 14 consists of a cascade circuit of two modified IIR filters of the second order 7 and 8, the schematic of which is shown in FIG. These two modified IIR filters 7 and 8 are distinguished only in that the front 20 IIR filter 7 has a value -2 on the second input of the first multiplier 12 on the one hand and a value + on the second input of the second multiplier 13 on the other hand. p, while the rear IIR filter 8 has a value of +2 resp. -p stands. The sampling frequency f2 is supplied to the input of the cascade circuit.

De totale overdrachtskarakteristiek van het filter volgens fig. 15 bezit als functie van de frequentie f een reeks naaldvormige doorlaatgebieden bij frequenties, die een 30 veelvoud van ff /3) zijn. Deze doorlaatgebieden zijn echter alle zeer sterk gedempt, met uitzondering van het gebied bij fT· Het hierna minst zwak gedempte doorlaatgebied bij (13/3) fT is reeds -30dB stérker gedempt.The total transfer characteristic of the filter of FIG. 15 has a series of needle-shaped pass regions at frequencies which are a multiple of ff / 3) as a function of the frequency f. However, these transmission areas are all very damped, with the exception of the area at fT · The least weakly damped transmission area at (13/3) fT is already -30dB more strongly damped.

De overdrachtskarakteristiek volgens fig. 16 bezit 35 als functie van de frequentie f eveneens een reeks naaldvormige doorlaatgebieden bij frequenties, die een veelvoud van (fT/3) zijn. Deze doorlaatgebieden zijn ook hier alle, met uitzondering van dat bij fT zeer sterk gedempt. Het hierna 8402465 é %- - 9 - zwakstrgedempte doorlaatgebied bij (21/3)fT is reeds -35 dB sterker gedempt.As a function of the frequency f, the transmission characteristic according to Fig. 16 also has a series of needle-shaped pass regions at frequencies that are a multiple of (fT / 3). These transmission areas are also all here, with the exception of that at fT very damped. The 8402465 é% - - 9 - weakly damped transmission range at (21/3) fT is already -35 dB more attenuated.

Beschrijving van de werkingDescription of the operation

Een ingangssignaal wordt in het voorfilter 1 van het 5 banddoorlaatfilter eerst op op zichzelf bekende wijze ter be-brenzing van de bandbreedte grof gefilterd. In de tweede plaats zorgt het voorfilter 1 echter voor een voldoende demping van de netgrondgolf en sterke boventonen. Deze demping is noodzakelijk opdat de amplitude van de draaggolffre-10 guentie ook met een goedkoop, met een beperkt aantal bits. uitgevoerde analoog/digitaal-omzetter tot ca. 0,1% ten opzichte van de netamplitude kan worden verwerkt. Het aldus voorgefilterde ontvangstsignaal wordt vervolgens op op zichzelf bekende wijze in de "sample/hold"-schakeling 2 (zie 15 fig. 1) bemonsterd met de aftastfrequentie fsQ.An input signal is first coarsely filtered in the pre-filter 1 of the band-pass filter in a manner known per se to determine the bandwidth. Secondly, however, the pre-filter 1 ensures sufficient damping of the net fundamental wave and strong overtones. This damping is necessary so that the amplitude of the carrier frequency is also cheap, with a limited number of bits. Analog / digital converter output up to approx. 0.1% of the grid amplitude can be processed. The thus pre-filtered reception signal is then sampled in the "sample / hold" circuit 2 (see FIG. 1) in a manner known per se with the sampling frequency fsQ.

De bemonsteringswaarden worden aansluitend in de analoog/digitaal-omzetter 3 op eveneens op zichzelf bekende wijze in digitale waarden getransformeerd.The sampling values are subsequently transformed into digital values in the analog / digital converter 3 in a manner also known per se.

De beide in kaskade geschakelde IIR-filters 7 en 8 20 (zie fig. 2-4) vormen het eigenlijke digitale filter, terwijl de omhullende detector 9 vervolgens het uitgangssignaal hiervan demoduleert en weer omzet in een zuiver ongemoduleerd binair impulstelegram voor de verdere, niet weergegeven verwerking. De beide IIR-filters 7 en 8 zijn bijvoorbeeld 25 filters van de tweede orde en worden bestuurd met behulp van het derde kloksignaal CL2. De schakeling van een IIR-filter van de tweede orde is op zichzelf bekend en slechts volledigheidshalve in de zogenaamde eerste kanonieke vorm in fig. 5 weergegeven. Het filter van de tweede orde wordt 30 gekenmerkt door de parameters b^ en b^. De resonantiefre-quenties van de beide IIR-filters 7 en 8 worden ter verkrijging van een verstemmingsfilter enigszins ten opzichte van elkaar verschoven, zodat de eerdere klokvormige overdrachts-karakteristiek van de beide IIR-filters 7 en 8 bij de kas-35 kadeschakeling op op zichzelf bekende wijze wordt omgezet in een meer rechthoekvormige overdrachtskarakteristiek.The two cascaded IIR filters 7 and 8 (see fig. 2-4) form the actual digital filter, while the envelope detector 9 then demodulates its output signal and converts it back into a purely unmodulated binary pulse telegram for the further, not processing shown. The two IIR filters 7 and 8 are, for example, second-order filters and are controlled by means of the third clock signal CL2. The circuit arrangement of a second order IIR filter is known per se and is shown in Fig. 5 only for the sake of completeness for the sake of completeness. The second order filter is characterized by the parameters b ^ and b ^. The resonance frequencies of the two IIR filters 7 and 8 are shifted slightly relative to each other in order to obtain a tuning filter, so that the earlier bell-shaped transfer characteristic of the two IIR filters 7 and 8 in the greenhouse 35 self-known manner is converted into a more rectangular transfer characteristic.

De waarde van de parameter bdie kleiner is dan 1, ligt voor de hoge te bereiken kwaliteiten in de buurtvan 8402465 ; * - 1 o - -1, We beginnen derhalve met een CC ( Q< Ck« 1); b2 = "I + * en schrijven voor b^ met een nieuwe parameter p b^ = p. Ct 5 De IIR-filters 7 en 8 hebben dan een structuur volgens fig.The value of parameter b, which is less than 1, for the high achievable qualities is in the vicinity of 8402465; * - 1 o - -1, We therefore start with a CC (Q <Ck «1); b2 = "I + * and prescribe b ^ with a new parameter p b ^ = p. Ct 5 The IIR filters 7 and 8 then have a structure according to fig.

6 en het verstemmingsfilter een structuur volgens fig. 14. ·6 and the detoxification filter have a structure according to fig. 14. ·

Bij een eerste variant volgens fig. 2 wordt de ver-werkingsfrequentie fg2 van het digitale verstemmingsfilter ge-10 richt op de hoogst voorkomende draaggolffrequentie f : j, f maxIn a first variant according to Fig. 2, the processing frequency fg2 of the digital tuning filter is directed to the highest occurring carrier frequency f: j, f max

^S2 - 2'fT,maX^ S2 - 2'fT, maX

De oplossing volgens deze variant heeft het voordeel van een eenvoudige uitvoering, echter het nadeel dat de parameters b. en b , resp. de coëfficiënten cG en p niet alleen van de * ώ 15 gewenste bandbreedte, maar ook van de frequentie f^ afhankelijk zijn.The solution according to this variant has the advantage of a simple implementation, but the drawback that the parameters b. and b, resp. the coefficients cG and p depend not only on the desired bandwidth, but also on the frequency f ^.

Bij een tweede en derde variant wordt de verwerkings-frequentie gericht op de desbetreffende draaggolffrequentie fT en wel zo dat de verhouding van onafhankelijk van 20 fT vastligt. Bij deze varianten gaat aan het verstemmings-filter, d.w.z. de kaskadeschakeling van de beide IIR-filters, nog een volgend filter vooraf, dat door middel van het tweede kloksignaal CL1 wordt bestuurd met een verwerkingsfrequentie fs1 * 25 Bij de tweede variant volgens fig. 3 is het verdere filter 10 een IIR-filter, waarvan de aftastfrequentie f Λ gelijk wordt gekozen aan een geheel veelvoud van de draaggolffrequentie fT· De bij het verdere filter behorende overdrachts-karakteristiek is weer periodiek, dit maal met een periode 30 gelijk aan fg1 . Wanneer fg.j voldoende groot is, dan valt reeds het tweede doorlaatgebied van het filter 10 in een frequentie-bereik dat zo hoog is, dat het voor de overdracht van gering belang is resp. het analoge voorfilter voor een voldoende demping zorgt. In een voorkeursuitvoering is fg^ het viervou-35 dige van de draaggolffrequentie f^ en fg2=4/3fT, aangezien in dit geval de filterparameters van zowel het nieuwe verdere IIR-f ilter 10 als van het verstemmingsf ilter bijzonder 'eenvoudige waarden aannemen en geen interpolatieproblemen ontstaan.In a second and third variant, the processing frequency is aimed at the relevant carrier frequency fT, such that the ratio of independent of 20 fT is fixed. In these variants, the tuner filter, ie the cascade connection of the two IIR filters, is preceded by a further filter, which is controlled by means of the second clock signal CL1 with a processing frequency fs1 * 25. In the second variant according to Fig. 3 the further filter 10 is an IIR filter, the scanning frequency f Λ of which is chosen equal to an integer multiple of the carrier frequency fT · The transfer characteristic associated with the further filter is periodic again, this time with a period 30 equal to fg1. When fg.j is sufficiently large, the second pass region of the filter 10 already falls in a frequency range that is so high that it is of little importance for the transmission, respectively. the analog pre-filter provides sufficient attenuation. In a preferred embodiment, fg ^ is four times the carrier frequency f ^ and fg2 = 4 / 3fT, since in this case the filter parameters of both the new further IIR filter 10 and of the tuning filter assume particularly simple values and no interpolation problems arise.

40 Bij de derde variant, die in fig. 4 is weergegeven, 8402465 - 11 - * is het verdere filter 10 een FIR-filter, waarvan de aftast-frequentie f ^ ter vermijding van interpolatieproblemen een geheel veelvoud N is van de aftastfrequentie f ^ van de nil-filters. Er geldt bijgevolg: f 1 = N.f De aftastfrequentie 5 f 2 wordt met behulp van de frequentiedeler 11 synchroon door frequentiedeling afgeleid van de aftastfrequentie fg^ van het tweede klofcsignaal CL1. Het schema van het FIR-filter is op zichzelf bekend en in fig. 7 weergegeven. Het FIR-filter heeft als doel op de kritische plaatsen van het amplitude-10 verloop van het verstemmingsfilter dempingspolen te verkrijgen. Aangezien het filter zelf ook periodiek is moet ervoor worden gezorgd, dat de hogere doorlaatgebieden van de totale filterreeks op frequenties komen te liggen, waar de netharmo-nischen gering zijn en de demping door het voorfilter alleen 15 voldoende is en waar geen vreemde nethesturingsfrequenties meer zijn te verwachten. Op grond van de microprocessorsnelheid wordt derhalve het FIR-filter voor "hogere" besturingsfrequenties anders uitgevoerd dan voor de "lagere". Het FIR- filter bezit zoveel coëfficiënten aA, a., a0 ... a als u 1 z n 20 er nulpunten nodig zijn plus één, of met andere woorden het FIR-filter kan n nulpunten bezitten, wanneer n de grootste index i is van de verdere coëfficiënten a. = an, a„, a0, ...,a i u I z n rnet'n > N-1.In the third variant, which is shown in Fig. 4, 8402465 - 11 - *, the further filter 10 is an FIR filter, whose scanning frequency f ^ is a whole multiple N of the scanning frequency f ^ to avoid interpolation problems. of the nil filters. The following therefore holds: f 1 = N.f The sampling frequency 5 f 2 is derived synchronously by frequency division from the sampling frequency fg ^ of the second klopc signal CL1 by means of the frequency divider 11. The scheme of the FIR filter is known per se and is shown in Fig. 7. The purpose of the FIR filter is to obtain damping poles at the critical locations of the amplitude curve of the attenuation filter. Since the filter itself is also periodic, it must be ensured that the higher pass ranges of the entire filter series are located at frequencies, where the mains harmonics are small and the attenuation by the pre-filter is only sufficient and where there are no more external mains control frequencies expected. Therefore, due to the microprocessor speed, the FIR filter for "higher" control frequencies is performed differently than for the "lower". The FIR filter has as many coefficients aA, a., A0 ... a if u 1 zn 20 zero points are required plus one, or in other words the FIR filter can have n zero points, when n is the largest index i of the further coefficients a. = an, a ,,, a0, ..., ai I zn rnet'n> N-1.

De overdrachtsfunctie van een FIR-filter met lineair 25 faseverloop is zoals bekend: u_/u. = an/2 + a. .cos(i 6 ) met Ö = {f/f .).2^ (3) ui u 1-1 i siThe transfer function of an FIR filter with linear phase gradient is as known: u_ / u. = an / 2 + a. .cos (i 6) with Ö = {f / f.). 2 ^ (3) ui u 1-1 i si

Voor die waarden f^ van de frequentie f, waarvoor het FIR-filter nulpunten zou bezitten, wordt de vergelijking (3) gelijk aan nul gemaakt, zodat met bijvoorbeeld n=3 de volgende ver-30 gelijkingen ontstaan: 3 a0/2 + a^.cosPJt if^/f^) = 0, met k = 1,2,3.For those values f ^ of the frequency f, for which the FIR filter would have zero points, the equation (3) is made equal to zero, so that, for example with n = 3, the following equations are created: 3 a0 / 2 + a ^ .cosPJt if ^ / f ^) = 0, with k = 1,2,3.

Evenzo wordt bij een bepaalde waarde van f, bijvoorbeeld bij f=fT, de vergelijking (3) gelijk gemaakt aan een constante D, waarbij de constante D een willekeurige waarde bezit en 35 op grond van de rekenkundige eenvoud gelijk aan 2 wordt gekozen. Dit levert een vierde vergelijking op 8402465Likewise, at a given value of f, for example at f = fT, the equation (3) is made equal to a constant D, wherein the constant D has an arbitrary value and is chosen equal to 2 on the basis of the mathematical simplicity. This yields a fourth equation at 8402465

& V& V

3 - 12 - a0/2 + i=T ai.*cos (2 ^ ifT/fs1) = D = 2.3 - 12 - a0 / 2 + i = T ai. * Cos (2 ^ ifT / fs1) = D = 2.

Er ontstaat bijgevolg een stelsel vergelijkingen met (n+1)=4 vergelijkingen en (n+1) =4 onbekenden aQ, a^ , a'2 en a3.Consequently, a system of equations arises with (n + 1) = 4 equations and (n + 1) = 4 unknowns aQ, a ^, a'2 and a3.

In een eerste, in de fig. 8, 9 en 10 weergegeven 5· voorbeeld is N=4 en n=3. Een maximum van de overdrachtskarak-teristiek van het FIR-filter (zie.fig. 9) ligt in de buurt van f=fT· De n = 3 nulpunten liggen bij (f^/3) , 5 (f,^/3) en 7(fT/3). Aangezien de overdrachtskarakteristiek van het FIR-filter symmetrisch is ten opzichte van de frequentie f ./2,In a first example shown in FIGS. 8, 9 and 10, N = 4 and n = 3. A maximum of the transfer characteristic of the FIR filter (see figure 9) is in the vicinity of f = fT · The n = 3 zeros are at (f ^ / 3), 5 (f, ^ / 3) and 7 (fT / 3). Since the transfer characteristic of the FIR filter is symmetrical with respect to the frequency f ./2,

S IS I

10 zijn er behalve de drie reeds genoemde nulpunten nog verdere nulpunten; ons interesseren daarbij vooral de volgende nulpunten bij (9/3f^) en (11/3)f - De kaskadeschakeling van dit FIR-filter 10 met de IIR-verstemmingsfilters 7 en 8 verschaft in de eerste periode tot f ^ = 16/3fT een doorlaatgebied bij 15 fT en pas weer één bij (13/3) fT (zie fig. 15) . Het filter volgens dit eerste voorbeeld is zeer goed geschikt voor draaggolf-frequenties fT > 200 Hz, aangezien in dit geval het tweede doorlaatgebied ten minste bij 13(f^/3) = 13(200/3) Hz - 870 Hz ligt en nu slechts stoorsignalen, waarvan de frequenties ten 20 minste in de grootte orde van 870 Hz liggen, als storingsbron-nen actief kunnen worden. Verdere doorlaatgebieden voor stoorsignalen bezit het totale filter volgens fig. 15 in de hogere perioden, bijvoorbeeld bij (19/3)fT en bij (29/3)fT in de tweede periode. De hierbij behorende stoorsignalen moeten door het 25 voorfilter 1 alleen (zie fig. 10) reeds zo sterk worden gedempt, dat zij op de uitgang van het totale filter onwerkzaam zijn. Voorts dempt het voorfilter 1 nog zeer sterk, zoals reeds opgemerkt, het netspanningssignaal met de frequentie fN* 30 Bij een tweede, in de fig. 11, 12 en 13 weergegeven voorbeeld is N = 6 en n = 8. Een maximum van de overdrachtskarakteristiek van het FIR-filter (zie fig. 12) ligt weer in de buurt van f^,. De n * 8 nulpunten worden als volgt gekozen; twee (d.w.z. een dubbel nulpunt) bij (f^/3), telkens 35 êên bij 5(fT/3), 7(fT/3), 9(fT/3)en 11(fT/3), alsmede telkens êên in de buurt van 5(fT/3) en in de buurt van 9(fT/3).In addition to the three zero points already mentioned, there are further zero points; We are particularly interested in the following zero points at (9 / 3f ^) and (11/3) f - The cascade connection of this FIR filter 10 with the IIR matching filters 7 and 8 provides in the first period up to f ^ = 16 / 3fT a transmission area at 15 fT and only one again at (13/3) fT (see fig. 15). The filter according to this first example is very well suited for carrier frequencies fT> 200 Hz, since in this case the second pass range is at least at 13 (f ^ / 3) = 13 (200/3) Hz - 870 Hz and now only interference signals, whose frequencies are at least in the order of 870 Hz, can become active as interference sources. Further passages for interference signals are present in the entire filter according to Fig. 15 in the higher periods, for example at (19/3) fT and at (29/3) fT in the second period. The associated interference signals must already be attenuated to such an extent by the pre-filter 1 alone (see Fig. 10) that they are ineffective at the output of the entire filter. Furthermore, as already noted, the pre-filter 1 still very much dampens the mains voltage signal with the frequency fN * 30. In a second example, shown in FIGS. 11, 12 and 13, N = 6 and n = 8. A maximum of the transmission characteristic of the FIR filter (see fig. 12) is again close to f ^. The n * 8 zeros are chosen as follows; two (ie a double zero) at (f ^ / 3), each 35 one at 5 (fT / 3), 7 (fT / 3), 9 (fT / 3) and 11 (fT / 3), and one each near 5 (fT / 3) and near 9 (fT / 3).

Elke periode van de overdrachtskarakteristiek is opnieuw symmetrisch ten opzichte van zijn centrale frequentie, 8402465 - 13 - . * zodat verdere n = 8 nulpunten in de eerste periode aanwezig zijn, en wel een dubbel nulpunt bij (24/3)fT - (1/3)fT = (23/3)fT , telkens een enkelvoudig nulpunt bij (24/3)-(5/3)fT = (T9/3)fT, (24/3)fT - (7/3)fT = (17/3)fT, (24/3)^ -5 (9/3)fT = (15/3)fT en (24/3ffT - (11/3)fT = (13/3)^, alsmede telkens een enkelvoudig nulpunt in de buurt van (24/3)£T - (5/3)fT = (19/3)fT en in de buurt van (24/3)-(9/3)fT = (15/3)£τ waarbij fgéf = N.fg2 = ö*fs2 = 6.(4/3).^ = (24/3)fT.Each period of the transmission characteristic is again symmetrical with respect to its central frequency, 8402465 - 13 -. * so that further n = 8 zeros are present in the first period, namely a double zeros at (24/3) fT - (1/3) fT = (23/3) fT, a single zeros at (24/3) ) - (5/3) fT = (T9 / 3) fT, (24/3) fT - (7/3) fT = (17/3) fT, (24/3) ^ -5 (9/3) fT = (15/3) fT and (24 / 3ffT - (11/3) fT = (13/3) ^, as well as a single zero in the vicinity of (24/3) £ T - (5/3) fT = (19/3) fT and near (24/3) - (9/3) fT = (15/3) £ τ where fgéf = N.fg2 = ö * fs2 = 6. (4/3 ). ^ = (24/3) fT.

10 De kaskadeschakeling van dit FIR-fliter met de IIR- verstemmingsfilters verschaft in de eerste periode tot = (24/3)een doorlaatgebied bij en bij 7fT (zie fig. 16). Door de keuze van een relatief grote waarde voor N (namelijk N-6) is het filter volgens dit tweede voorbeeld bijzonder 15 goed geschikt voor draaggölffrequenties f < 200 Hz, aangezien in dit geval het tweede doorlaatgebied ten minste bij 21(fT/3) = 21(200/3) Hz ? 700 Hz ligt, met f = fT min -100 Hz en nu slechts stoorsignalen, waarvan de frequenties ten minste in de grootte orde van 700 Hz liggen, als sto-20 ringsbronnen actief kunnen worden. Bij fT/3 werd een dubbel nulpunt gelegd om het netspanningssignaal met de frequentie fN bijzonder sterk te dempen. Ook hier heeft het totale filter verdere doorlaatgebieden voor stoorsignalen in de hogere perioden, bijvoorbeeld bij (24/3)fT + (3/3)fT = (27/3)f^, 25 (zie fig. 16) en bij (24/3)f + (21/3)fT = (45/3)f in de tweede periode. Ook hier moeten mogelijke, bij de doorlaatgebieden voor stoorsignalen behorende stoorsignalen door het voorfilter 1 (zie fig. 13) worden gedempt.The cascade circuit of this FIR fliter with the IIR matching filters provides a pass region at and at 7fT in the first period up to = (24/3) (see Fig. 16). By choosing a relatively large value for N (namely N-6), the filter according to this second example is particularly well suited for carrier frequencies f <200 Hz, since in this case the second pass region is at least at 21 (fT / 3) = 21 (200/3) Hz? 700 Hz, with f = fT minus -100 Hz and now only interfering signals, whose frequencies are at least of the order of 700 Hz, can be activated as interference sources. At fT / 3, a double zero was set to attenuate the mains voltage signal with the frequency fN particularly strongly. Here too the total filter has further transmission areas for interference signals in the higher periods, for example at (24/3) fT + (3/3) fT = (27/3) f ^, 25 (see fig. 16) and at (24 / 3) f + (21/3) fT = (45/3) f in the second period. Here, too, possible interference signals associated with the transmission areas for interference signals must be damped by the pre-filter 1 (see Fig. 13).

840 246 5840 246 5

Claims

1. Band-pass filter for the reception of an audio signal transmitted via an electric power supply network, which in the order indicated consists of a pre-filter, which contains at least one low-pass filter, a 5 "sample / hold" circuit, an analog / digital converter and a digital filter, characterized in that the pre-filter (1) further comprises a bandpass filter (1b) in cascade with the low-pass filter (1a), the transfer characteristic of which has steep edges as a function of the frequency, the analog / digital converter (3) is an 8 bit converter, the digital filter (4) consists of a cascade connection of several partial filters (7, 8, 10) ~ and the digital filter (4) is still followed by an envelope detector (9).

Band-pass filter according to claim 1, characterized in that the digital filter (4) comprises at least two equally designed and matched IIR flashes (7, 8) as partial filters, the IIR flashes (7, 8) are of the second order, the transfer function of which are functions of two coefficients (<t, p), of which the first coefficient (p) for the first IIR filter is a value equal to minus the absolute value (-p) and for the second IIR filter it has a value equal to the absolute value (p) of a value of the first coefficient (p).

Band-pass filter according to claim 2, characterized in that the sampling frequency (fg2) of the two IIR filters (7, 8) is fixed independently of the carrier frequency fT, so that the carrier frequency f ^ and the steepness of the filter only in both coefficients (<x, p) has been determined.

Band-pass filter according to claim 2, characterized in that the sampling frequency (fg2) of both IIR filters (7, 8) is equal to (a / b) * fT, wherein fT is the carrier frequency of the modulator to be transmitted. represents the carrier signal and a and b are only integers with a> b, and the two IIR filters (7, 8) precede a further filter (10), the scanning frequency (f.) of which is greater than the scanning frequency ( f ") from 8402465 - 15 - ®" the two recursive filters (7, 8).

Band-pass filter according to claim 4, characterized in that the further filter (10) is a third IIR filter, the scanning frequency (f ^) of which is a whole multiple of the carrier frequency (f ^) of the transmission. modulated carrier signal *

Band-pass filter according to claim 5, characterized in that the multiple is a quadruple.

Band-pass filter according to claim 5, characterized in that the further filter (10) is an FIR filter, the scanning frequency (f being an integer multiple of the scanning frequency (f ^) of the two IIR filters s (7, 8).

Band-pass filter according to claim 7, characterized in that a = 4, b = 3 and for the first period of the transfer characteristic of the FIR filter, a zero point is located at (fT / 3), 5 (fT / 3) , 7 (fT / 3), 9 (fT / 3), 1l (fT / 3) and 15 (fT / 3).

Band-pass filter according to Claim 7, characterized in that a = 4, b = 3 and for the first period of the transfer characteristic of the FIR filter, a single zero point at 5 (fT / 3), 7 (fT / 3) ), 9 (f / 3), t1 (fT / 3), 13 (fT / 3), 15 (fT / 3), 1.7 (fT / 3) and 19 (fT / 3), each a double zero at ( f ^ / 3) and 23 {fT / 3), each time a single zero point in the vicinity of 5 (fT / 3), 9 {fT / 3), 15 (fT / 3) and 19 {fT / 3 ) lies. 8402465