SE457133B - Bandpassfilter foer mottagning av en oever ett elektriskt energifoersoerjningsnaet oeverfoerd tonsignal - Google Patents

Description

457 133 åstadkomma ett bandpassfilter med digital utgång, vilket täcker alla viktiga, vid överföringar över elektriska försörj- ningsnät använda bärarfrekvenser och vars överföringskarakte- ristik uppvisar den därvid erforderliga bandbredden och flank- brantheten.

Nämnda syftemål löses enligt uppfinningen genom dei.känne- tecknande delen av patentkravet 1 angivna särdragen.

Ett utföringsexempel av uppfinningen visas i ritningen och ber skrivs närmare nedan.

Pâ ritningen visar: fig. l fig. 2 fig. 3 fig. 4 fig. 5 fig. 6 fig. 7 fig. 8 ett blockschema av ett med hjälp av ett digitalt fil- ter uppbyggt bandpassfilter, ett blockschema av en första variant av ett digitalt filter, ett blockschema av en andra variant av ett digitalt filter, ett blockschema av en tredje variant av ett digitalt filter, ett kopplingsschema av ett klassiskt IIR-filter av and- ra ordningen, ett kopplingsschema av ett modifierat IIR-filter av andra ordningen, -. ett kopplingsschema av ett klassiskt FIR-filter, en överföringskarakteristik av en kaskadkoppling av två IIR-filter av andra ordningen, 457 153 fig. 9 en överföringskarakteristik av ett FIR-filter med enkla nollställen, fig. 10 en överföringskarakteristik av ett förfilter, fig. ll samma överföringskarakteristik som i fig. 8, fig. 12 en överföringskarakteristik av ett FIR-filter med dubbel-nollställen, fig. 13 samma överföringskarakteristik som i fig. 10, fig. 14 ett kopplingsschema av ett snedstämningsfilter, fig. 15 en första överföringskarakteristik av kopplingen enligt fig. 4 med en parameter N=4, och fig. 16 en andra överföringskarakteristik av kopplingen enligt fig. 4 med parametern N=6.

Samma hänvisningsbeteckningar avser samma delar i alla figu- rerna av ritningen.

Beskrivning 1 Det i fig. 1 visade bandpassfiltret består i den angivna ord- ningsföljden av kaskadkopplingen av ett förfilter l, en "sample/hold"-koppling 2, en analog/digital-omvandlare 3 och ett digitalt filter 4. De tre sistnämnda byggelementen inne- fattar vardera en klockingång, varvid klockingångarna av "sample/hold"-kopplingen 2 och analog/digita1-omvandlaren 3 är förbundna med varandra och matas med en första fyrkantformad klocksignal CLO med frekvensen fso. Det digitala filtrets 4 klockingång matas med en andra och/eller tredje fyrkantformad klocksignal CLl resp. CL2 (se fig. 2, 3 och 4). Det digitala filtret 4 innefattar en databuss-ingång 5 och en databuss- 457 133 utgång 6. Den senare är samtidigt utgången av hela det i fig. l visade bandpassfiltret. Tre möjliga varianter av det digita- la filtret 4 visas i fig. 2 till 4.

Det digitala filtret 4 enligt fig. 2 innehåller två delfilter och består i den angivna ordningsföljden av en med hjälp av databuss-förbindningar upprättad kaskadkoppling av ett första IIR-filter 7, ett andra IIR-filter 8 och en envelopp-detektor 9. De båda IIR-filtren 7 och 8 innefattar vardera en klockin- gång, vilka båda är förbundna med varandra och bildar klock: ingången av det digitala filtret 4. De båda IIR-filtrens 7 och 8 avkänningsfrekvens fsz är lika med frekvensen av den denna klockingång matande tredje klocksignalen CL2. De digitala filtren 4 enligt fig. 3 och 4 består i angiven ordningsföljd av en ävenledes med hjälp av databuss-förbindningar upprättad kaskadkoppling av ett tillkommande filter 10, det första IIR- filtret 7, det andra IIR-filtret 8 och envelopp-detektorn 9.

Dessa digitala filter 4 är sålunda likadana som det digitala filtret 4 enligt fig. 2, varvid endast det tillkommande filt- ret 10 är kopplat framför det sistnänmda. Det tillkommande filtret 10 utgöres exempelvis i den andra varianten enligt fig. 3 av ett tredje IIR-filter och i den tredje varianten enligt fig. 4 av ett FIR-filter. De båda klockingångarna av det första och andra IIR-filtret 7 och 8 är även enligt fig. 3 och 4 förbundna med varandra och matas även här av den tredje klocksignalen CL2. Enligt fig. 4 matas de dock ej av en extern klocksignal, utan av en från utgången av en frekvensdelare ll avgiven tredje klocksignal CL2 med frekvensen fsz, varvid i fig. 4 klockingången av det tillkommande filtret 10 och den med denna förbundna ingången av frekvensdelaren ll bildar klockingången av det digitala filtret 4. Denna matas av den andra klocksignalen CLl, vars frekvens är lika med avkännings- frekvensårífsl av det tillkommande filtret 10. Enligt fig. 3 utgör klockingången av det tillkommande filtret 10 däremot en tillkommande andra klockingång av det digitala filtret 4, vil- ken ävenledes matas av den andra klocksignalen CLl. För de två 457 153 frekvenserna fsl och fsz av klocksignalerna CLl och CL2 gäller följande relationer: fsl > fsz och fsl = N.fs2 varvid N är ett heltal.

Envelopp-detektorn 9 består exempelvis i den angivna ordnings- följden av en kaskadkoppling av en likriktare och ett lågpasse filter eller en kvadrerare och ett lågpassfilter. Lågpassfilt- ren utgöres därvid av exempelvis IIR-filter.

Förfiltret l är ett prisvärt konventionellt passivt analogt filter, exempelvis bestående av kaskadkopplingen av ett ana- logt lågpassfilter la och ett analogt bandpassfilter lb (se fig. 1).

Kopplingarna av förfiltret 1 och envelopp-detektorn 9 är i och för sig kända och av denna anledning varken beskrivs eller ut- ritas dessa här.

Det i sig kända och i fig. 5 visade klassiska IIR-filtret av andra ordningen består av: en första multiplikator 12 med två ingångar, en andra multiplikator 13 med tvâ ingångar, en tredje multiplikator 14 med två ingångar, en första adderare 15 med två ingångar, en andra adderare 16 med tre ingångar, en tredje adderare 17 med två ingångar, ett första fördröjningselement 18 och ett andra fördröjningselement 19.

Alla förbindningar i fig. 5 är databuss-förbindningar. Av rit- tekniska skäl visas dock endast entrådiga förbindningar. 457 133 I fig. 5 är ingången av IIR-filtret förbunden med den första ingången av den första adderaren 15, den första multiplikatorn 12 och den tredje adderaren 17. Utgången av den första addera- ren 15 anligger på utgången av IIR-filtret och på första ingången av den andra och tredje multiplikatorn 13 och 14. Ut- gången av den första multiplikatorn 12 matar den första, ut- gången av den andra multiplikatorn 13 den andra och utgången av det andra fördröjningselementet 19 den tredje ingången av den andra adderaren 16. Utgången av den tredje multiplikatorn 14 är förbunden med den andra ingången av den tredje adderaren 17, vars utgång är förbunden med ingången av det andra för- dröjningselementet 19, varvid utgången av den andra adderaren 16 är förbunden med ingången av det första fördröjningselemen- tet 18 och dess utgång å sin sida är förbunden med den andra ingången av den första adderaren 15. På den andra ingången av den andra multiplikatorn 13 anligger det digitala värdet av en första parameter bl, på den andra ingången av den tredje mul- tiplikatorn 14 anligger värdet av en andra parameter b2, och på den andra ingången av den första multiplikatorn 12 anligger värdet +2 eller -2.

Det modifierade IIR-filtret enligt fig. 6 består av samma byggelement som IIR-filtret enligt fig. 5 med undantag av den tredje adderaren 17, vilken ersatts genom ett differenselement 20. Även här utgöres alla förbindningar av databuss-förbind- ningar, vilka samtliga visas såsom entrådiga förbindningar av samma skäl som i fig. 5.

I fig. 6 är ingången av IIR-filtret förbunden med den första ingången av den första adderaren 15 och den första multiplika- torn 12. Utgången av den tredje multiplikatorn 14 anligger på utgångenzav IIR-filtret, på den första ingången av den andra multiplikatorn 13 och på plus-ingången av differenselementet 20. Utgången av den första adderaren 15 matar den första in- gången av den tredje multiplikatorn 14, utgången av differens- elementet 20 ingången av det andra fördröjningselementet 19, 457 133 utgången av den andra adderaren 16 ingången av det första för- dröjningselementet 18 och dess utgång både den andra ingången av den första adderaren 15 och minus-ingången av differens- elementet 20. Utgången av den första multiplikatorn 12 är för- bunden med den första ingången och utgången av den andra multiplikatorn 13 med den andra ingången av den andra addera- ren 16. På den andra ingången av den andra multiplikatorn 13 anligger denna gång det digitala värdet av en första koeffi- cient p, på den andra ingången av den tredje multiplikatorn 14 värdet av en andra koefficient a och på den andra ingången av den första multiplikatorn 12 återigen värdet av den tredje parametern c, vilken har samma värde som för IIR-filtret enligt fig. 5.

Det i sig kända FIR-filtret enligt fig. 7 består av: n tillkommande fördröjningselement 2l1,2l2,2l3 ---,2ln, vilka i den angivna ordningsföljden är kopplade i kaskad och sålunda bildar exempelvis ett skiftregister på n- steg, (n+l) tillkommande multiplikatorer 220.221,222,223,--- ,22n med vardera två ingångar och en tillkommande adderare med (n+l) ingångar.- Även här är alla förbindningar databuss-förbindningar, vilka alla av samma skäl som i fig. 5 och 6 visas såsom entrådiga förbindningar.

I fig. 7 leds ingången av FIR-filtret till ingången av det första tillkommande fördröjningselementet 211 Qch till flen första ingången av den första tillkommande multiplikatorn 220- Utgången av vart och ett av de n fördröjningselementen 211, 2l2,2l3,~--,2ln är förbunden med den första ingången av var- dera en tillhörande multiplikator 22l,222,223,~--,22n_ Utgån_ 457 133 garna av alla (n+l) multiplikatorer 220,22l,222.-~*22n matar vardera en av de (n+l) ingångarna av den andra adderaren 23, vars utgång å sin sida bildar utgången av FIR-filtret. På den andra ingången av var och en av multiplikatorerna 22O,22l,222, 223,---,22n anligger det digitala värdet av vardera en tillkom- mande koefficient a0,al,a2,a3,---,an.

De i fig. 8 och ll visade karakteristikona är identiska och utgör överföringskarakteristikona för kaskadkopplingen av de båda IIR-filtren 7 och 8. Dessa karakteristikor är utritade såsom funktion av frekvensen f. De är periodiska med en period lika med fsz/2 och uppvisar nollställen vid alla heltaliga multiplar av halva frekvensen av den tredje klocksignalen CL2, dvs. vid alla heltaliga multiplar av fS2/2- Frekvensen av ett godtyckligt maximum av dessa karakteristikor, exempelvis frek- vensen (3/4)fs2 är lika med bärarfrekvensen fT av den signal som skall överföras.

Den i fig. 9 såsom funktion av frekvensen f visade överfö- ringskarakteristiken av ett FIR-filter är ävenledes periodisk med en period som denna gång är lika med fsl 0Ch innefattar. om såsom i ovanstående exempel (3/4)fs2 väljes lika med fT, under den första perioden vardera ett enkelt nollställe vid frekvenserna (1/3)fT, (5/3)fT, (7/3)fT, (9/3)fT, (ll/3)fT och (15/3)fT. Därvid gäller n = 3 och fsl = (16/3)fT._ - Den i fig. 12 såsom funktion av frekvensen f visade överfö- ringskarakteristiken av ett tillkommande FIR-filter är ävenle- des periodisk med en period lika med fsl och innefattar under den första perioden vardera ett dubbel-nollställe vid frekven- Serflö (1/3)fT 0Ch (23/3)fT, vardera ett enkelt nollställe vid frekvensgrna (5/3)fT. (7/3)fT, (9/3)fT, (ll/3)fT, (13/3)fT, (15/3)fT, (17/3)fT Och (19/3)fT, samt vardera ett tillkomman- de enkelt nollställe i närheten av (5/3)fT. (9/3)fT, (15/3)fT och (19/3)fT. Därvid gäller att n = 8 och fsl = (24/3)fT_ 457 153 De i fig. 10 och 13 visade karakteristikona är identiska och återger överföringskarakteristiken av förfiltret 1 såsom funk- tion av frekvensen f. Dessa karakteristikor innefattar ett maximum vid bärarfrekvensen fT och utgör ett bandpassfilter, vilket bl.a. mycket starkt dämpar nätspänningen med nätfrekvensen fN, vilken i Europa uppgår till 50 Hz och i USA till 60 Hz.

Kopplingarna i fig. 5, 6 och 7, vilka ju endast utför additio- ner, subtraktioner, multiplikationer och tidsfördröjningar, kan utan vidare realiseras med hjälp av en mikrodator. I detta fall kan den i en rundstyrningsmottagare ofta redan befintliga telegram-avkodningsmikrodatorn användas även för detta ända- mål. I och för uppsnabbning av beräkningsarbetena vid använd- ning av en mikrodator bör binära tal med möjligast få från noll skilda, de enskilda bitarna bildande termer användas för koefficienterna q_och p.

Kopplingsschemat av snedstämningsfiltret enligt fig. 14 består av en kaskadkoppling av tvâ modifierade IIR-filter 7 och 8 av andra ordningen, vars kopplingsschema visas i fig. 6. De båda modifierade IIR-filtren 7 och 8 skiljer sig endast därigenom, att vid det främre IIR-filtret 7 å ena sidan ett värde -2 an- ligger på den andra ingången av den första multiplikatorn 12 och å andra sidan ett värde +p anligger på den andra ingången av den andra muitiplixatorn 13, medan via de; bakre :IR-filt- ret 8 ett värde +2 resp. -p anligger på dessa ingångar. Ingån- gen av kastkadkopplingen drivs med avkänningsfrekvensen fs2_ Den totala överföringskarakteristiken av filtret enligt fig. 15 uppvisar såsom funktion av frekvensen f en rad nålformade passområden vid frekvenser som utgör en multipel av (fT/3)- Dessa passområden eller passband är alla mycket starkt dämpa- de, med undantag av det område som ligger vid fT- Det näst svagast dämpade passområdet vid (13/3)fT är redan -30 dB star- kare dämpat. 457 133 10 Överföringskarakteristiken enligt fig. 16 innefattar såsom funktion av frekvensen f ävenledes en rad nålformade passområ- den vid frekvenser, vilka utgör en multipel av (fT/3). Dock är dessa passområden även här alla starkt dämpade, med undantag av Området kring fT. Det näst svagast dämpade passområdet vid (21/3)fT är redan -35 dB starkare dämpat.

Funktionsbeskrivning En ingångssignal grovfiltreras först på i sig känt sätt i bandpassfiltrets förfilter l i och för begränsning av band- bredden. För det andra sörjer dock förfiltret 1 även för till- räcklig dämpning av nätgrundsvängningen och starka översväng- ningar. Denna dämpning är nödvändig för att bärarfrekvens- amplituden även med en billig, i bit-antalet begränsad analog/ digital-omvandlare skall kunna upplösas till ca. 0,1 % i för- hållande till nätamplituden. Den sålunda förfiltrerade mottag- na signalen avkännes därefter på i sig känt sätt i “sample/ hold"-kopplingen 2 (se fig. 1) med avkännintsfrekvensen fs0_ De avkända värdena transformeras därefter i analog/digital- omvandlaren 3 pâ i sig ävenledes känt sätt till digitala värden.

De båda i kaskad kopplade IIR-filtren 7 och 8 (se fig.2 - 4) bildar det egentliga digitala filtret, medan enve1opp-detek- torn 9 därefter demodulerar dess utgångssignal och återomvand- lar denna i ett rent omodulerat binärt pulstelegram för ytter- ligare, icke visad utvärdering. De båda IIR-filtren 7 och 8 är exempelvis filter av andra ordningen och drivs med hjälp av den tredje klocksignalen CL2. Kopplingen av ett IIR-filter av andra ordningen är i sig känd och återges endast för fullstän- dighets skull i den s.k. första kanoniska formen i fig. 5.

Filtret av andra ordningen kännetecknas av parametrarna bl och b2. Resonansfrekvenserna av de båda IIR-filtren 7 och 8 är inbördes något förskjutna i och för bildande av ett snedställ- 457 133 ll ningsfilter, så att den snarare klockformíga överföringskarak- teristiken av de båda IIR-filtren 7 och 8 vid kaskadkopplingen på i sig känt sätt omvandlas i en mera rektangulär överfö- ringskarakteristik. värdet av parametern bz, vars belopp är mindre än l, ligger i och för uppnående av ett stort godhetstal i närheten av -l. Vi ansätter sålunda ett DL (0 < q << 1): b2=-1+q Och Skriver för bl med en ny parameter p IIR-filtren 7 och 8 har då en struktur enligt fig. 6 och sned- stämningsfiltret en struktur enligt fig. 14.

I en första variant enligt fig.2 inriktas bearbetningsfrek- vensen fsz av det digitala snedstämningsfiltret på den högsta förekommande bärarfrekvensen fT'max= fs2¿2'fT,max Lösningen enligt denna variant har fördelen av en_ringa appa- ratkostnad, men har den nackdelen att parametrarna bl och b2 resp. koefficienterna d_och p ej endast beror av den önskade bandbredden utan även av frekvensen fT.

I en andra och tredje variant inriktas bearbetningsfrekvensen på den aktuella bärarfrekvensen fT på sådant sätt att förhål- landet fsz/fT är fixt oberoende av fT. I dessa varianter är ett tillkommande filter kopplat framför snedstämningsfiltret, dvs. kaskadkopplingen av de båda IIR-filtren, vilket tillkom- mande filter drivs av den andra klocksignalen CLl med en be- arbetnings frekvens fsl - 457 133 12 I den andra varianten enligt fig. 3 är det tillkommande filt- ret 10 ett IIR-filter, vars avkänningsfrekvens fsl är lika med en heltalig multipel av bärarfrekvensen fT. Den till det till- kommande filtret hörande överföringskarakteristiken är åter- igen periodisk, denna gång med en period lika med fsl. Om fsl är tillräckligt hög, så faller redan det andra passområdet av filtret 10 i ett frekvensområde, som är så högt att det är av ringa intresse för överföringen, eller också sörjer det analo- ga förfiltret för en tillräcklig dämpning. I en föredragen ut- föringsform är fsl fyra gånger bärarfrekvensen fT och fsz F 4/3fT, eftersom i detta fall filterparametrarna av både det nya tillkommande IIR-filtret 10 och snedstämningsfiltret anta- ger särskilt enkla värden och inga interpolationsproblem upp- kommer.

I den tredje varianten, som visas i fig. 4, är det tillkomman- de filtret 10 ett FIR-filter, vars avkänningsfrekvens fsl i och för undvikande av interpolatíonsproblem är en heltalsmul- tipel N av avkänningsfrekvensen fsz av IIR-filtren. Sålunda gäller fsl = N;fs2. Avkänningsfrekvensen fsz härleds med hjälp av frekvensdelaren ll synkront genom frekvensdelning ur avkän- ningsfrekvensen fsl av den andra klocksignalen CLl. Kopplings- schemat av FIR-filtret är i sig känt och återges i fig. 7.

FIR-filtret har syftet att vid de kritiska ställena av ampli- tudgången av snedstämningsfiltren alstra dämpningspoler. Då det i sig även är periodiskt måste sörjas för att de högre passområdena av den totala filtersekvensen kommer att ligga på frekvenser, där nätövertonerna är ringa och redan dämpningen genom förfiltret är tillräcklig samt där inga yttre rundstyr- ningsfrekvenser längre är att förvänta. På grund av mikropro- cessorns hastighet konstrueras därför FIR-filtret annorlunda för "högre" rundstyrningsfrekvenser än för "lägre". FIR-filt- ret innefattar så många koefficienter a0,al,a2,---,an sgm antalet använda nollställen plus ett, eller med andra ord, FIR-filtret kan innefatta n nollställen om n är det största 457 133 13 index i av de tillkommande koefficienterna ai = êofal, a2,~-fan, där n¿N-l. Överföringsfunktionen av ett FIR-filter med linjär fasgång är som bekant: n uo/ui = aO/z + :ainwsu 6), där 8 = (f/fslm nr (3) rå För de värden fk av frekvensen f, där FIR-filtret skall uppe visa nollställen, sättes ekvation (3) lika med noll, så att med exempelvis n = 3 följande ekvationer uppkomer: 3 aO/z + Z arcosmt' ifk/fsl) = o, där k = 1,2,3. i=l På samma sätt sättes vid ett bestämt värde på f, exempelvis vid f = fT, ekvation (3) lika med en konstant D, varvid konstanten D har ett godtyckligt värde och av beräkningsför- enklande skäl väljes lika med 2. Detta ger en fjärde ekvation 3 ao/2 + š ai.cos(2¶ïfT/fsl) = D = 2, i=l Sålunda uppkommer ett ekvationssystem av (n+1) = 3 ekvationer och (n+l) = 4 obekanta a0,al,a2 och a3_ I ett första, i fig. 8, 9 och 10 visat exempel är N = 4 och n = 3. Ett maximum av överföringskarakteristiken av FIR-filt- ret (se fig. 9) ligger i närheten av f = fT- De n = 3 noll- ställena ligger vid (fT/3), 5(fT/3) och 7(fT/3). Eftersom överföringskarakteristiken av FIR-filtret är symmetrisk i för- hållande till frekvensen fsl/2 finns förutom de tre redan nämnda nollställena även tillkommande nollställen. Av intresse är härvid framför allt nästa nollställen vid (9/3)fT och (ll/3)fT. Kaskadkopplingen av detta FIR-filter l0 med IIR- 457 135 14 snedstämningsfiltren 7 och 8 ger i den första perioden till fsl = l6/3fT ett passområde vid fT Qch ytterligare ett först vid (13/3)fT (se fig. 15). Filtret enligt detta första exempel är mycket väl ägnat för bärarfrekvenser fT 2»20O Hz, eftersom i detta fall det andra passområdet ligger åtminstone vid l3(fT/3) = l3(200/3) Hz 2-870 Hz och endast störsignaler, vars frekvens är av åtminstone storleksordningen 870 Hz, kan bli aktiva som störkällor. Ytterligare passområden för störsigna- lerna uppvisar det totala filtret enligt fig. 15 i de högre perioderna, exempelvis vid (19/3)fT och vid (29/3)fT i den andra perioden. De tillhörande störsignalerna måste redan genom endast förfiltret 1 (se fig. 10) dämpas så starkt, att de är overksamma på utgången av det totala filtret. Dessutom dämpar förfiltret 1 även mycket starkt nätspänningssignalen av frekvens fN, såsom redan nämnts ovan.

I ett andra, i fig. ll, 12 och 13 visat exempel är N = 6 och n = 8. Ett maximum av överföringskarakteristiken av FIR-filt- ret (se fig. 12) ligger åter i närheten av fT. De n = 8 noll- ställena väljes enligt följande: Två (dvs. ett dubbel-noll- ställe) vid (fT/3), vardera ett vid 5(fT/3), 7(fT/3), 9(fT/3) och ll(fT/3), samt vardera ett i närheten av 5(fT/3) och i närheten av 9(fT/3).

Varje period av överföringskarakteristiken är på nytt symmet- risk till sin medelfrekvens, så att ytterligare n = 8 noll- ställen föreligger i den första perioden, nämligen ett dubbel- nollställe vid (24/3)fT - (l/3)fT = (23/3)fT, vardera ett enkelt nøllställe via (24/3)f,1. - (5/3)f.I. = (l9/3)fT. (24/3)fT -(7/3ET = (17/3)fT, (24/3lfT - (9/3)fT = (15/3)fT och (24/3)fT - (11/3)fT = (13/3)fT, samt ett enkelt nollställe i närheten av (24/3)fT - (5/3)fT = (19/3)fT och i närheten av (24/3)fT - (9/3)fT = (15/3)fT, varvid fsl = N.fs2 = 6.fs2 = 6.(4/3).fT = (24/3)fT.

Kaskadkopplingen av detta FIR-filter med IIR-snedstämnings- 457 153 15 filtren ger i den första perioden till fsl = (24/3)fT ett passområde vid fT och vid 7fT (se fig. 16). Genom val av ett relativt stort värde för N (nämligen N = 6) är filtret enligt detta exempel särskilt lämpat för bärarfrekvenser fT ( 200 Hz, eftersom i detta fall det andra passområdet ligger åtminstone vid 21(f /3) = 21(lOO/3) Hz -700 Hz, varvid med f = f T - T 100 Hz endast störsignaler, vars frekvenser åtminstonïlïšnav storleksordningen 700 Hz, ännu kan bli aktiva såsom störkäl- lor, vid fT/3 lades ett dubbel-nollställe för att särskilt starkt dämpa nätspänningssignalen av frekvens fN, Även här har det totala filtret ytterligare passområden för störsignaler i de högre perioderna, exempelvis vid (24/3)fT + (3/BET (27/3)fT (se fig. 16) och vid (24/3)fT + (21/3)fT = (4s/3)fT den andra perioden. Även här måste eventuella, till passområ- |-|. dena för störsignalerna hörande störsignaler dämpas genom för- filtret 1 (se fig. 13).

Claims (8)

457 135 16 PATENTKRAV

1. l. Bandpassfilter för mottagning av en över ett elektriskt energiförsörjningsnät överförd tonsignal, innefattande ett ett lågpassfilter uppvisande förfilter, en analog/digital-omvand- lare och ett i en kaskadkoppling åtminstone två i huvudsak på samma sätt uppbyggda digitala storheter bearbetande rekursivt filter, k ä n n e t e c k n a t av att till förfiltrets (l) lågpassfilter (la) är ett bandpassfilter (lb) kopplat i kass kad, vars överföringskarakteristik såsom funktion av frekven- sen uppvisar branta flanker, att en sampel/hold-koppling (2) är kopplad framför analog/digital-omvandlaren (3), att det rekursiva filtret är utbildat såsom snedstämt digitalt samp- lingsfilter (4), vars delfilter är inbördes snedstämda, och att en envelopp-detektor (9) är kopplad efter det digitala samplingsfiltret (4), varvid de inbördes snedstämda delfiltren i samplingsfiltret (4) är IIR-filter (7, 8) av andra ordningen, vars överföringsfunktioner utgör funktioner av två koefficien- ter (q,p), av vilka en koefficient (p) för det ena IIR-filtret (7) bildar ett värde lika med minus absolutvärdet (- p) och för det andra IIR-filtret (8) ett värde lika med absolutvärdet (p) av ett värde för denna koefficient (p).

2. Bandpassfilter enligt krav l, k ä n n e t e c k n a t av att avkänningsfrekvensen (fsz) av de båaa 11R_fi1tren (7,8) är fastlagd oberoende av bärarfrekvensen fT. Så att bärarfrêkvensefl fT och brantheten av filtret bestäms enbart av de båda koefficienterna (q,p).

3. Bandpassfilter enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a t av att avkänningsfrekvensen (fsg) av de båda IIR-filtren (7,8) är lika meå (a/b%fT, varvid fT utgör bärarfrekvensen av den modulerade bärarsignal som skall överföras och a samt b endast uppvisar heltalsvärden med a > b, och att ett tillkom- mande filter (l0) är kopplat framför de båda IIR-filtren 457 133 17 (7,8), varvid det tillkommande filtrets (10) avkännings- frêkvens (fsl) är större än avkänningsfrekvensen (fsg) av de båda rekursiva filtren (7,8).

4. Bandpassfilter enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a t av att det tillkommande filtret (10) är ett tredje IIR-filter och att dess avkänningsfrekvens (fsl) är en heltalsmultipel av bärarfrekvensen (fT) av den modulerade bärarsignal som skall överföras.

5. Bandpassfilter enligt krav 4, k ä n n e t e c k n a t av att multipeln är lika med fyra.

6. Bandpassfilter enligt krav 3, k ä n n e t e c k n a t av att det tillkommande filtret (10) är ett FIR-filter och att dess avkänningsfrekvens (fsl) är en heltalsmultipel av avkänningsfrekvensen (fsg) av de båda IIR-filtren (7f3X

7. Bandpassfílter enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a t av att a=4, b=3 och att vardera ett nollställe ligger vid (fT/B), sKfT/B). HfT/B), 9KfT/B), 11(f¶-/3) och 1s(fT/3) av den första perioden av FIR-filtrets överföringskarakteristik.

8. Bandpassfilter enligt krav 6, k ä n n e t e c k n a t av att a=4, b=3 och att vardera ett enkelt nollställe ligger vid s, 17(fT/3) Och 19(fT/3), vardera ett dubbel-nollställe vid (fT/3) och 23(fT/3), vardera ett enkelt nollställe i närheten av 5(fT/3), 9(fT/3), l5(fT/3) och l9(fT/3) Uflåer den förstê perioden av FIR-filtrets överföringskarakteristik.