KR20180115342A

KR20180115342A - 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호를 송수신하기 위한 방법 및 이를 위한 장치

Info

Publication number: KR20180115342A
Application number: KR1020187029281A
Authority: KR
Inventors: 김규석; 정재훈; 이길봄; 안민기
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2016-06-09
Filing date: 2017-02-08
Publication date: 2018-10-22
Anticipated expiration: 2037-02-08
Also published as: CN109314624B; EP3471310A4; KR101910662B1; CN109314624A; EP3471310A1; KR102034306B1; KR20190076071A; KR20190119191A; EP3471310B1; CN113810166B; US10735169B2; KR102126945B1; CN113810166A; US10728003B2; US20190097776A1; KR20180082598A; WO2017213326A1; US20190190677A1; KR101993896B1

Abstract

본 명세서는 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)를 송수신하기 위한 방법에 있어서, 단말에 의해 수행되는 방법은, 기지국으로부터 하향링크 데이터의 전송과 관련된 제어 정보를 수신하는 단계; 상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 하향링크 데이터의 복조를 위한 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal:DM-RS)의 전송 위치를 확인하는 단계; 및 상기 확인된 DM-RS의 전송 위치를 고려하여 상기 DM-RS의 전송 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼을 통해 상기 PCRS를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호를 송수신하기 위한 방법 및 이를 위한 장치{METHOD AND APPARATUS FOR TRANSMITTING AND RECEIVING A PHASE NOISE COMPENSATED REFERENCE SIGNAL IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 명세서는 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)를 송수신하기 위한 방법 및 이를 위한 장치에 관한 것이다.

이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스에 대한 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.

차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연(End-to-End Latency), 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성(Dual Connectivity), 대규모 다중 입출력(Massive MIMO: Massive Multiple Input Multiple Output), 전이중(In-band Full Duplex), 비직교 다중접속(NOMA: Non-Orthogonal Multiple Access), 초광대역(Super wideband) 지원, 단말 네트워킹(Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.

본 명세서는 위상 잡음 및 도플러 영향을 보상하기 위한 PCRS를 정의하는 방법을 제공함에 목적이 있다.

또한, 본 명세서는 DMRS(Demodulation Reference Signal)의 전송 위치를 고려하여 PCRS를 전송하는 방법을 제공함을 목적으로 한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 명세서는 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)를 송수신하기 위한 방법에 있어서, 단말에 의해 수행되는 방법은, 기지국으로부터 하향링크 데이터의 전송과 관련된 제어 정보를 수신하는 단계, 상기 제어 정보는 상기 하향링크 데이터와 관련된 프리코딩(precoding) 방식, 전송 랭크(rank)의 개수 또는 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨(level) 중 적어도 하나를 포함하며; 상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 하향링크 데이터의 복조를 위한 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal:DM-RS)의 전송 위치를 확인하는 단계; 및 상기 확인된 DM-RS의 전송 위치를 고려하여 상기 DM-RS의 전송 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼을 통해 상기 PCRS를 상기 기지국으로부터 수신하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되지 않는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 PCRS가 전송되는 주파수에 가장 인접한 주파수에서 전송되는 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 PCRS는 하나 또는 그 이상의 안테나 포트(antenna port)들을 통해 전송되는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 PCRS가 다수의 안테나 포트들을 통해 전송되는 경우, 서로 다른 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS의 주파수는 서로 다른 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 PCRS가 2개의 안테나 포트를 통해 전송되는 경우, 제 1 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #5에 대응하는 주파수로 전송되고, 제 2 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #6에 대응하는 주파수로 전송되는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 PCRS의 시퀀스는 골드 시퀀스(Gold Sequence)를 이용하여 생성되는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서는 무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)를 송수신하기 단말에 있어서, 무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 유닛; 및 상기 RF 유닛을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 기지국으로부터 하향링크 데이터의 전송과 관련된 제어 정보를 수신하며, 상기 제어 정보는 상기 하향링크 데이터와 관련된 프리코딩(precoding) 방식, 전송 랭크(rank)의 개수 또는 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨(level) 중 적어도 하나를 포함하며; 상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 하향링크 데이터의 복조를 위한 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal:DM-RS)의 전송 위치를 확인하며; 및 상기 확인된 DM-RS의 전송 위치를 고려하여 상기 DM-RS의 전송 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼을 통해 상기 PCRS를 상기 기지국으로부터 수신하도록 제어하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 프로세서는, 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하도록 제어하는 것을 특징으로 한다.

또한, 본 명세서에서 상기 프로세서는, 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되지 않는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 PCRS가 전송되는 주파수에 가장 인접한 주파수에서 전송되는 DM-RS의 시퀀스를 동일하게 사용하도록 제어하는 것을 특징으로 한다.

본 명세서는 DMRS(Demodulation Reference Signal)의 전송 위치를 고려하여 PCRS를 전송함으로써, 위상 잡음 또는 도플러 영향을 최소화시킬 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 명세서는 다수의 주파수 축을 통해 PCRS를 전송하도록 정의함으로써, 참조 신호(RS)의 성능을 향상시킬 수 있는 장점이 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.
도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.
도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.
도 6은 발진기(oscillator)의 전력 스펙트럼 밀도(power spectral density)의 일례를 나타낸 도이다.
도 7은 U-모양을 가지는 도플러 스펙트럼의 일례를 나타낸 도이다.
도 8은 줄어든 각도 확산(reduced angular spread)의 일례를 나타낸 도이다.
도 9는 좁은 빔포밍(narrow beamforming) 시의 도플러 스펙트럼의 일례를 나타낸다.
도 10은 기지국의 하향링크 동기화 신호 서비스 구역의 일례를 나타낸 도이다.
도 11은 mmWave frame 구조의 일례를 나타낸 도이다.
도 12는 OVSF 코드 tree 구조의 일례를 나타낸다.
도 13은 단말 분포의 일례를 나타낸다.
도 14는 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 일례를 나타낸 도이다.
도 15는 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
도 16은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
도 17은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.
도 18은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 송수신 방법의 일례를 나타낸 순서도이다.
도 19는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.

본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNB(evolved-NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment), MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station), WT(Wireless terminal), MTC(Machine-Type Communication) 장치, M2M(Machine-to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하에서, 하향링크(DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access), NOMA(non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA(universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(global system for mobile communications)/GPRS(general packet radio service)/EDGE(enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A를 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다.

본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템 일반

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

3GPP LTE/LTE-A에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1에서 무선 프레임의 시간 영역에서의 크기는 T_s=1/(15000*2048)의 시간 단위의 배수로 표현된다. 하향링크 및 상향링크 전송은 T_f=307200*T_s=10ms의 구간을 가지는 무선 프레임으로 구성된다.

도 1의 (a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 예시한다. 타입 1 무선 프레임은 전이중(full duplex) 및 반이중(half duplex) FDD에 모두 적용될 수 있다.

무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 무선 프레임은 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 20개의 슬롯으로 구성되고, 각 슬롯은 0부터 19까지의 인덱스가 부여된다. 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 연속적인 2개의 슬롯(slot)으로 구성되고, 서브프레임 i는 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 예를 들어, 하나의 서브 프레임은 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms일 수 있다.

FDD에서 상향링크 전송 및 하향링크 전송은 주파수 도메인에서 구분된다. 전이중 FDD에 제한이 없는 반면, 반이중 FDD 동작에서 단말은 동시에 전송 및 수신을 할 수 없다.

하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(RB: Resource Block)을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부 반송파(subcarrier)를 포함한다.

도 1의 (b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다.

타입 2 무선 프레임은 각 153600*T_s=5ms의 길이의 2개의 하프 프레임(half frame)으로 구성된다. 각 하프 프레임은 30720*T_s=1ms 길이의 5개의 서브프레임으로 구성된다.

TDD 시스템의 타입 2 프레임 구조에서 상향링크-하향링크 구성(uplink-downlink configuration)은 모든 서브프레임에 대하여 상향링크와 하향링크가 할당(또는 예약)되는지 나타내는 규칙이다.

표 1은 상향링크-하향링크 구성을 나타낸다.

표 1을 참조하면, 무선 프레임의 각 서브프레임 별로, 'D'는 하향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내고, 'U'는 상향링크 전송을 위한 서브프레임을 나타내며, 'S'는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot) 3가지의 필드로 구성되는 스페셜 서브프레임(special subframe)을 나타낸다.

DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향링크 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. GP는 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.

각 서브프레임 i는 각 T_slot=15360*T_s=0.5ms 길이의 슬롯 2i 및 슬롯 2i+1로 구성된다.

상향링크-하향링크 구성은 7가지로 구분될 수 있으며, 각 구성 별로 하향링크 서브프레임, 스페셜 서브프레임, 상향링크 서브프레임의 위치 및/또는 개수가 다르다.

하향링크에서 상향링크로 변경되는 시점 또는 상향링크에서 하향링크로 전환되는 시점을 전환 시점(switching point)이라 한다. 전환 시점의 주기성(Switch-point periodicity)은 상향링크 서브프레임과 하향링크 서브프레임이 전환되는 양상이 동일하게 반복되는 주기를 의미하며, 5ms 또는 10ms가 모두 지원된다. 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 스페셜 서브프레임(S)은 하프-프레임 마다 존재하고, 5ms 하향링크-상향링크 전환 시점의 주기를 가지는 경우에는 첫번째 하프-프레임에만 존재한다.

모든 구성에 있어서, 0번, 5번 서브프레임 및 DwPTS는 하향링크 전송만을 위한 구간이다. UpPTS 및 서브프레임 서브프레임에 바로 이어지는 서브프레임은 항상 상향링크 전송을 위한 구간이다.

이러한, 상향링크-하향링크 구성은 시스템 정보로써 기지국과 단말이 모두 알고 있을 수 있다. 기지국은 상향링크-하향링크 구성 정보가 바뀔 때마다 구성 정보의 인덱스만을 전송함으로써 무선 프레임의 상향링크-하향링크 할당상태의 변경을 단말에 알려줄 수 있다. 또한, 구성 정보는 일종의 하향링크 제어정보로서 다른 스케줄링 정보와 마찬가지로 PDCCH(Physical Downlink Control Channel)를 통해 전송될 수 있으며, 방송 정보로서 브로드캐스트 채널(broadcast channel)을 통해 셀 내의 모든 단말에 공통으로 전송될 수도 있다.

표 2는 스페셜 서브프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.

도 1의 예시에 따른 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 부 반송파의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하나의 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.

도 2를 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)하고, 하나의 자원 블록(RB: resource block)은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 N^DL은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다.

상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.

도 3은 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 3을 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH(Physical Downlink Shared Channel)이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH(Physical Downlink Control Channel), PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.

PCFICH는 서브 프레임의 첫번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Not-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.

PDCCH는 DL-SCH(Downlink Shared Channel)의 자원 할당 및 전송 포맷(이를 하향링크 그랜트라고도 한다.), UL-SCH(Uplink Shared Channel)의 자원 할당 정보(이를 상향링크 그랜트라고도 한다.), PCH(Paging Channel)에서의 페이징(paging) 정보, DL-SCH에서의 시스템 정보, PDSCH에서 전송되는 랜덤 액세스 응답(random access response)과 같은 상위 레이어(upper-layer) 제어 메시지에 대한 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내 개별 단말들에 대한 전송 파워 제어 명령들의 집합, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 나를 수 있다. 복수의 PDCCH들은 제어 영역 내에서 전송될 수 있으며, 단말은 복수의 PDCCH들을 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 또는 복수의 연속적인 CCE(control channel elements)의 집합으로 구성된다. CCE는 무선 채널의 상태에 따른 부호화율(coding rate)을 PDCCH에 제공하기 위하여 사용되는 논리적 할당 단위이다. CCE는 복수의 자원 요소 그룹(resource element group)들에 대응된다. PDCCH의 포맷 및 사용 가능한 PDCCH의 비트 수는 CCE들의 수와 CCE들에 의해 제공되는 부호화율 간의 연관 관계에 따라 결정된다.

기지국은 단말에게 전송하려는 DCI에 따라 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 CRC(Cyclic Redundancy Check)를 붙인다. CRC에는 PDCCH의 소유자(owner)나 용도에 따라 고유한 식별자(이를 RNTI(Radio Network Temporary Identifier)라고 한다.)가 마스킹된다. 특정의 단말을 위한 PDCCH라면 단말의 고유한 식별자, 예를 들어 C-RNTI(Cell-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는 페이징 메시지를 위한 PDCCH라면 페이징 지시 식별자, 예를 들어 P-RNTI(Paging-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 시스템 정보, 더욱 구체적으로 시스템 정보 블록(SIB: system information block)를 위한 PDCCH라면 시스템 정보 식별자, SI-RNTI(system information RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 랜덤 액세스 프리앰블의 전송에 대한 응답인 랜덤 액세스 응답을 지시하기 위하여, RA-RNTI(random access-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.

EPDCCH(enhanced PDCCH)는 단말 특정(UE-specific) 시그널링을 나른다. EPDCCH는 단말 특정하게 설정된 물리 자원 블록(PRB: physical resource block)에 위치한다. 다시 말해, 상술한 바와 같이 PDCCH는 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 앞의 최대 3개의 OFDM 심볼들에서 전송될 수 있으나, EPDCCH는 PDCCH 이외의 자원 영역에서 전송될 수 있다. 서브프레임 내 EPDCCH가 시작되는 시점(즉, 심볼)은 상위 계층 시그널링(예를 들어, RRC 시그널링 등)을 통해 단말에 설정될 수 있다.

EPDCCH는 DL-SCH와 관련된 전송 포맷, 자원 할당 및 HARQ 정보, UL-SCH와 관련된 전송 포맷, 자원 할당 및 HARQ 정보, SL-SCH(Sidelink Shared Channel) 및 PSCCH(Physical Sidelink Control Channel)과 관련된 자원 할당 정보 등을 나를 수 있다. 다중의 EPDCCH가 지원될 수 있으며, 단말은 EPCCH의 세트를 모니터링할 수 있다.

EPDCCH는 하나 또는 그 이상의 연속된 진보된 CCE(ECCE: enhanced CCE)를 이용하여 전송될 수 있으며, 각 EPDCCH 포맷 별로 단일의 EPDCCH 당 ECCE의 개수가 정해질 수 있다.

각 ECCE는 복수의 자원 요소 그룹(EREG: enhanced resource element group)으로 구성될 수 있다. EREG는 ECCE의 RE에의 매핑을 정의하기 위하여 사용된다. PRB 쌍 별로 16개의 EREG가 존재한다. 각 PRB 쌍 내에서 DMRS를 나르는 RE를 제외하고, 모든 RE는 주파수가 증가하는 순서대로 그 다음 시간이 증가하는 순서대로 0 내지 15까지의 번호가 부여된다.

단말은 복수의 EPDCCH를 모니터링할 수 있다. 예를 들어, 단말이 EPDCCH 전송을 모니터링하는 하나의 PRB 쌍 내 하나 또는 두 개의 EPDCCH 세트가 설정될 수 있다.

서로 다른 개수의 ECCE가 병합됨으로써 EPCCH를 위한 서로 다른 부호화율(coding rate)이 실현될 수 있다. EPCCH는 지역적 전송(localized transmission) 또는 분산적 전송(distributed transmission)을 사용할 수 있으며, 이에 따라 PRB 내 RE에 ECCE의 매핑이 달라질 수 있다.

도 4는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH(Physical Uplink Control Channel)이 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH(Physical Uplink Shared Channel)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH을 동시에 전송하지 않는다.

하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 자원 블록(RB: Resource Block) 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.

참조 신호(RS: Reference Signal)

무선 통신 시스템에서 데이터는 무선 채널을 통해 전송되기 때문에, 신호는 전송 중에 왜곡될 수 있다. 수신단에서 왜곡된 신호를 정확하게 수신하기 위하여, 수신된 신호의 왜곡은 채널 정보를 이용하여 보정되어야 한다. 채널 정보를 검출하기 위하여 송신측과 수신측 모두 알고 있는 신호 전송 방법과 신호가 채널을 통해 전송될 때 왜곡된 정도를 이용하여 채널 정보를 검출하는 방법을 주로 이용한다. 상술한 신호를 파일럿 신호 또는 참조 신호(RS: reference signal)라고 한다.

또한 최근 대부분의 이동통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 지금까지 한 개의 송신안테나와 한 개의 수신안테나를 사용했던 것에서 탈피, 다중송신안테나와 다중수신안테나를 채택해 송수신 데이터 효율을 향상시킬 수 있는 방법을 사용한다. 다중 입출력 안테나를 이용하여 데이터를 송수신할 때, 신호를 정확하게 수신하기 위하여 송신 안테나와 수신 안테나 간의 채널 상태가 검출되어야 한다. 따라서 각 송신 안테나는 개별적인 참조 신호를 가져야 한다.

이동 통신 시스템에서 RS는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 정보 획득을 위한 목적의 RS와 데이터 복조를 위해 사용되는 RS가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로, 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 UE라도 그 RS를 수신하고 측정할 수 있어야 한다. 또한 이는 핸드 오버 등의 측정 등을 위해서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 RS로서, UE는 해당 RS를 수신함으로써 채널 추정을 할 수 있고, 따라서 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 RS는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

하향 참조 신호는 셀 내 모든 단말이 공유하는 채널 상태에 대한 정보 획득 및 핸드오버 등의 측정 등을 위한 하나의 공통 참조 신호(CRS: common RS)와 특정 단말만을 위하여 데이터 복조를 위해 사용되는 전용 참조 신호(dedicated RS)가 있다. 이와 같은 참조 신호들을 이용하여 복조(demodulation)와 채널 측정(channel measurement)을 위한 정보를 제공할 수 있다. 즉, DRS는 데이터 복조용으로만 사용되며 CRS는 채널 정보 획득 및 데이터 복조의 두 가지 목적으로 다 사용된다.

수신 측(즉, 단말)은 CRS로부터 채널 상태를 측정하고, CQI(Channel Quality Indicator), PMI(Precoding Matrix Index) 및/또는 RI(Rank Indicator)와 같은 채널 품질과 관련된 지시자를 송신 측(즉, 기지국)으로 피드백한다. CRS는 셀 특정 기준신호(cell-specific RS)라고도 한다. 반면, 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information)의 피드백과 관련된 참조 신호를 CSI-RS라고 정의할 수 있다.

DRS는 PDSCH 상의 데이터 복조가 필요한 경우 자원 요소들을 통해 전송될 수 있다. 단말은 상위 계층을 통하여 DRS의 존재 여부를 수신할 수 있으며, 상응하는 PDSCH가 매핑되었을 때만 유효하다. DRS를 단말 특정 참조 신호(UE-specific RS) 또는 복조 참조 신호(DMRS: Demodulation RS)라고 할 수 있다.

도 5는 본 발명이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 하향링크 자원 블록 쌍에 매핑된 참조 신호 패턴을 예시한다.

도 5를 참조하면, 참조 신호가 매핑되는 단위로 하향링크 자원 블록 쌍은 시간 영역에서 하나의 서브 프레임 × 주파수 영역에서 12개의 부 반송파로 나타낼 수 있다. 즉, 시간 축(x축) 상에서 하나의 자원 블록 쌍은 일반 순환 전치(normal CP: normal Cyclic Prefix) 인 경우 14개의 OFDM 심볼의 길이를 가지고(도 9(a)의 경우), 확장 순환 전치(extended CP: extended Cyclic Prefix)인 경우 12개의 OFDM 심볼의 길이를 가진다(도 9(b)의 경우). 자원 블록 격자에서 '0', '1', '2' 및 '3'으로 기재된 자원 요소들(REs)은 각각 안테나 포트 인덱스 '0', '1', '2' 및 '3'의 CRS의 위치를 의미하며, 'D'로 기재된 자원 요소들은 DRS의 위치를 의미한다.

이하 CRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, CRS는 물리적 안테나의 채널을 추정하기 위해 사용되고, 셀 내에 위치한 모든 단말에 공통적으로 수신될 수 있는 참조 신호로써 전체 주파수 대역에 분포된다. 즉, 이 CRS는 cell-specific한 시그널로, 광대역에 대해서 매 서브 프레임마다 전송된다. 또한, CRS는 채널 품질 정보(CSI) 및 데이터 복조를 위해 이용될 수 있다.

CRS는 전송 측(기지국)에서의 안테나 배열에 따라 다양한 포맷으로 정의된다. 3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)에서는 기지국의 전송 안테나 개수에 따라서 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS가 전송된다. 하향링크 신호 송신 측은 단일의 송신 안테나, 2개의 송신 안테나 및 4개의 송신 안테나와 같이 3 종류의 안테나 배열을 가진다. 예를 들어 기지국의 송신 안테나의 개수가 두 개일 경우, 0번과 1번 안테나 포트에 대한 CRS가 전송되고, 네 개인 경우 0~3 번 안테나 포트에 대한 CRS가 각각 전송된다.

기지국이 단일의 송신 안테나를 사용하는 경우, 단일 안테나 포트를 위한 참조 신호가 배열된다.

기지국이 2개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 2개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 시분할 다중화(TDM: Time Division Multiplexing) 및/또는 주파수 분할 다중화(FDM Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 배열된다. 즉, 2개의 안테나 포트를 위한 참조 신호는 각각이 구별되기 위해 서로 다른 시간 자원 및/또는 서로 다른 주파수 자원이 할당된다.

게다가, 기지국이 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우, 4개의 송신 안테나 포트를 위한 참조 신호는 TDM 및/또는 FDM 방식을 이용하여 배열된다. 하향링크 신호의 수신 측(단말)에 의하여 측정된 채널 정보는 단일의 송신 안테나 전송, 송신 다이버시티, 폐쇄 루프 공간 다중화(closed-loop spatial multiplexing), 개방 루프 공간 다중화(open-loop spatial multiplexing) 또는 다중 사용자-다중 입출력 안테나(Multi-User MIMO)와 같은 전송 방식을 이용하여 전송된 데이터를 복조하기 위하여 사용될 수 있다.

다중 입출력 안테나가 지원되는 경우 참조 신호가 특정의 안테나 포트로부터 전송될 때, 상기 참조 신호는 참조 신호의 패턴에 따라 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되며, 다른 안테나 포트를 위해 특정된 자원 요소들의 위치에 전송되지 않는다. 즉, 서로 다른 안테나 사이의 참조 신호는 서로 겹치지 않는다.

자원 블록에 CRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다.

수학식 1에서, k 및 l 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다.

은 하나의 하향링크 슬롯에서의 OFDM 심볼의 수를 나타내고,

은 하향링크에 할당된 무선 자원의 수를 나타낸다.

는 슬롯 인덱스를 나타내고,

은 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서

값에 따라 달라진다.

는 셀 ID에 종속되므로, 참조 신호의 위치는 셀에 따라 다양한 주파수 편이(frequency shift) 값을 가진다.

보다 구체적으로, CRS를 통해 채널 추정 성능을 향상시키기 위해 CRS의 위치는 셀에 따라 주파수 영역에서 편이될 수 있다. 예를 들어, 참조 신호가 3개의 부 반송파의 간격으로 위치하는 경우, 하나의 셀에서의 참조 신호들은 3k 번째 부반송파에 할당되고, 다른 셀에서의 참조 신호는 3k+1 번째 부반송파에 할당된다. 하나의 안테나 포트의 관점에서 참조 신호들은 주파수 영역에서 6개의 자원 요소 간격으로 배열되고, 또 다른 안테나 포트에 할당된 참조 신호와는 3개의 자원 요소 간격으로 분리된다.

시간 영역에서 참조 신호는 각 슬롯의 심볼 인덱스 0 에서부터 시작하여 동일 간격(constant interval)으로 배열된다. 시간 간격은 순환 전치 길이에 따라 다르게 정의된다. 일반 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4에 위치하고, 확장 순환 전치의 경우 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 3에 위치한다. 2개의 안테나 포트 중 최대값을 가지는 안테나 포트를 위한 참조 신호는 하나의 OFDM 심볼 내에 정의된다. 따라서, 4개의 송신 안테나 전송의 경우, 참조 신호 안테나 포트 0 과 1을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 0 과 4 (확장 순환 전치의 경우 심볼 인덱스 0 과 3)에 위치하고, 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호는 슬롯의 심볼 인덱스 1에 위치한다. 안테나 포트 2 와 3을 위한 참조 신호의 주파수 영역에서의 위치는 2번째 슬롯에서 서로 맞바꿔진다.

이하 DRS에 대하여 좀 더 상세하게 기술하면, DRS는 데이터를 복조하기 위하여 사용된다. 다중 입출력 안테나 전송에서 특정의 단말을 위해 사용되는 선행 부호화(precoding) 가중치는 단말이 참조 신호를 수신하였을 때 각 송신 안테나에서 전송된 전송 채널과 결합되어 상응하는 채널을 추정하기 위하여 변경 없이 사용된다.

3GPP LTE 시스템(예를 들어, 릴리즈-8)은 최대로 4개의 전송 안테나를 지원하고, 랭크 1 빔포밍(beamforming)을 위한 DRS가 정의된다. 랭크 1 빔포밍을 위한 DRS는 또한 안테나 포트 인덱스 5 를 위한 참조 신호를 나타낸다.

자원 블록에 DRS를 맵핑하는 규칙은 다음과 같이 정의된다. 수학식 2는 일반 순환 전치인 경우를 나타내고, 수학식 3은 확장 순환 전치인 경우를 나타낸다.

수학식 2 및 3에서, k 및 l 은 각각 부반송파 인덱스 및 심볼 인덱스를 나타내고, p 는 안테나 포트를 나타낸다.

은 주파수 영역에서 자원 블록 크기를 나타내고, 부반송파의 수로써 표현된다. n_PRB은 물리 자원 블록의 수를 나타낸다.

은 PDSCH 전송을 위한 자원 블록의 주파수 대역을 나타낸다. ns 는 슬롯 인덱스를 나타내고,

는 셀 ID를 나타낸다. mod 는 모듈로(modulo) 연산을 나타낸다. 참조 신호의 위치는 주파수 영역에서

값에 따라 달라진다.

LTE 시스템의 진화 발전된 형태의 LTE-A 시스템에서 기지국의 하향 링크로 최대 8개의 송신 안테나를 지원할 수 있도록 디자인되어야 한다. 따라서 최대 8개 송신 안테나에 대한 RS 역시 지원되어야 한다. LTE 시스템에서 하향 링크 RS는 최대 4개의 안테나 포트에 대한 RS만 정의되어 있으므로, LTE-A 시스템에서 기지국이 4개 이상 최대 8개의 하향 링크 송신 안테나를 가질 경우 이들 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되고 디자인되어야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS는 위에서 설명한 채널 측정을 위한 RS와 데이터 복조를 위한 RS 두 가지가 모두 디자인되어야 한다.

LTE-A 시스템을 디자인 함에 있어서 중요한 고려 사항 중 하나는 하위 호환성(backward compatibility), 즉 LTE 단말이 LTE-A 시스템에서도 아무 무리 없이 잘 동작해야 하고, 시스템 또한 이를 지원해야 한다는 것이다. RS 전송 관점에서 보았을 때, LTE에서 정의되어 있는 CRS가 전 대역으로 매 서브 프레임마다 전송되는 시간-주파수 영역에서 추가적으로 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 RS가 추가적으로 정의되어야 한다. LTE-A 시스템에서 기존 LTE의 CRS와 같은 방식으로 최대 8개의 송신 안테나에 대한 RS 패턴을 매 서브 프레임마다 전 대역에 추가하게 되면 RS 오버헤드가 지나치게 커지게 된다.

따라서 LTE-A 시스템에서 새로이 디자인되는 RS는 크게 두 가지 분류로 나누게 되는데, MCS, PMI 등의 선택을 위한 채널 측정 목적의 RS (CSI-RS: Channel State Information-RS, Channel State Indication-RS 등)와 8개의 전송 안테나로 전송되는 데이터 복조를 위한 RS(DM-RS: Data Demodulation-RS)이다.

채널 측정 목적의 CSI-RS는 기존의 CRS가 채널 측정, 핸드 오버 등의 측정 등의 목적과 동시에 데이터 복조를 위해 사용되는 것과 달리 채널 측정 위주의 목적을 위해서 디자인되는 특징이 있다. 물론 이 또한 핸드 오버 등의 측정 등의 목적으로도 사용될 수도 있다. CSI-RS가 채널 상태에 대한 정보를 얻는 목적으로만 전송되므로 CRS와 달리 매 서브 프레임마다 전송되지 않아도 된다. CSI-RS의 오버헤드를 줄이기 위하여 CSI-RS는 시간 축 상에서 간헐적으로 전송된다.

데이터 복조를 위해서 해당 시간-주파수 영역에서 스케줄링 된 UE에게 전용적(dedicated)으로 DM-RS가 전송된다. 즉, 특정 UE의 DM-RS는 해당 UE가 스케줄링 된 영역, 즉 데이터를 수신 받는 시간-주파수 영역에만 전송되는 것이다.

LTE-A 시스템에서 eNB는 모든 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송해야 한다. 최대 8개의 송신 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 매 서브 프레임마다 전송하는 것은 오버헤드가 너무 큰 단점이 있으므로, CSI-RS는 매 서브 프레임마다 전송되지 않고 시간 축에서 간헐적으로 전송되어야 그 오버헤드를 줄일 수 있다. 즉, CSI-RS는 한 서브 프레임의 정수 배의 주기를 가지고 주기적으로 전송되거나 특정 전송 패턴으로 전송될 수 있다. 이 때 CSI-RS가 전송되는 주기나 패턴은 eNB가 설정할 수 있다.

CSI-RS를 측정하기 위해서 UE는 반드시 자신이 속한 셀의 각각의 CSI-RS 안테나 포트에 대한 CSI-RS의 전송 서브 프레임 인덱스, 전송 서브 프레임 내에서 CSI-RS 자원 요소(RE) 시간-주파수 위치, 그리고 CSI-RS 시퀀스 등에 대한 정보를 알고 있어야 한다.

LTE-A 시스템에 eNB는 CSI-RS를 최대 8개의 안테나 포트에 대해서 각각 전송해야 한다. 서로 다른 안테나 포트의 CSI-RS 전송을 위해 사용되는 자원은 서로 직교(orthogonal)해야 한다. 한 eNB가 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 전송할 때 각각의 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 다른 RE에 맵핑함으로써 FDM/TDM방식으로 이들 자원을 orthogonal하게 할당할 수 있다. 또는 서로 다른 안테나 포트에 대한 CSI-RS를 서로 orthogonal한 코드에 맵핑시키는 CDM방식으로 전송할 수 있다.

CSI-RS에 관한 정보를 eNB가 자기 셀 UE에게 알려줄 때, 먼저 각 안테나 포트에 대한 CSI-RS가 매핑되는 시간-주파수에 대한 정보를 알려줘야 한다. 구체적으로, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 번호들, 또는 CSI-RS가 전송되는 주기, CSI-RS가 전송되는 서브 프레임 오프셋이며, 특정 안테나의 CSI-RS RE가 전송되는 OFDM 심볼 번호, 주파수 간격(spacing), 주파수 축에서의 RE의 오프셋 또는 쉬프트 값 등이 있다.

위상 보상 참조 신호(Phase Compensation Reference Signal:PCRS)

이하, PCRS에 대해 구체적으로 살펴보기로 한다.

DL PCRS 절차

UE가 자신을 위해 의도된 서브 프레임 n에서 DCI 포맷 B1 또는 B2를 갖는 xPDCCH를 검출하면, UE는 대응하는 서브프래임에서 DCI에 표시된 PCRS 안테나 포트에서 DL PCRS를 수신한다.

UL PCRS 절차

UE가 자신을 위해 의도된 서브 프레임 n에서 DCI 포맷 A1 또는 A2를 갖는 xPDCCH를 검출하면, UE는 아래 조건(조건 1 및 조건 2)를 제외하고 DCI에 표시된 할당된 DM-RS 안테나 포트와 동일한 하나 또는 두 개의 PCRS 안테나 포트를 사용하여 서브 프레임 n+4+m+1에서 UL PCRS를 전송한다.

- 조건 1: 만약 검출된 DCI의 이중(dual) PCRS 필드가 '1'로 설정되고, xPUSCH에 할당된 DM-RS 포트의 수가 '1'이면, UE는 DCI에 표시된 할당된 DM-RS 안테나 포트 및 특정 PCRS 안테나 포트와 동일한 부반송파 위치를 갖는 추가 PCRS 안테나 포트와 동일한 PCRS 포트를 사용하여 서브 프레임 n+4+m+1에서 UL PCRS를 송신한다.

- 조건 2: PCRS와 xPUSCH의 상대적 송신 전력 비율은 아래 표 3에 의해 정의된 송신 방식에 의해 결정된다.

표 3은 주어진 레이어(layer) 상에서 PCRS와 xPUSCH의 상대적인 송신 전력 비의 일례를 나타낸다.

Transmission Scheme	Relative Transmit Power Ratio
Single-layer transmission	3 dB
Two-layer transmission	6 dB

이하에서, PCRS에 대해 좀 더 구체적으로 살펴본다.xPUSCH와 연관된 PCRS는, (1) 안테나 포트(p) p∈{40,41,42,43}에서 전송되며, (2) 존재하고, xPUSCH 전송이 대응하는 안테나 포트와 관련되는 경우에만 위상 잡음 보상에 대한 유효한 기준이며, (3) 대응하는 xPUSCH가 매핑되는 물리 자원 블록들 및 심볼들 상에서만 전송된다.

시퀀스 생성(Sequence generation)

p∈{40,41,42,43}인 임의의 안테나 포트에 대해, 참조 신호 시퀀스 r(m)은 아래 수학식 4와 같이 정의된다.

의사 랜덤 시퀀스(pseudo-random sequence) c(i)는 길이-31의 골드 시퀀스에 의해 정의되며, 의사 랜덤 시퀀스 제너레이터(generator)는 수학식 5와 같이 각 서브프래임의 시작에서 초기화된다.

양(quantity)(i=0,1)은 아래와 같이 주어진다.

-

, 만약

에 대해 어떤 값도 상위 계층에 의해 제공되지 않는 경우.

-

,

에 대해 어떤 값이 상위 계층에 의해 제공되는 경우.

의 값은 달리 명시하지 않으면 0이다. xPUSCH 전송을 위해,

는 xPUSCH 전송과 연관된 DCI 포맷에 의해 주어진다.

자원 요소 매핑(Mapping to resource elements)

안테나 포트 p∈{40,41,42,43}에 대해, 해당 xPUSCH 전송을 위해 할당된 주파수 영역 인덱스

를 가지는 물리 자원 블록에서, 참조 신호 시퀀스 r(m)의 일부는

에 따른 서브프래임에서 해당 xPUSCH 심볼들에 대한 복소수 값(complex-value) 변조 심볼

에 매핑된다.

xPUSCH 물리 자원 할당의 시작 물리 자원 블록 인덱스

및 xPUSCH 물리 자원 블록들의 개수

에 대해, 하나의 서브프래임에 대한 자원 요소 (k,l')는 아래 수학식 6과 같이 주어진다.

수학식 6에서, m'=0,1,2,...,

이고, l'는 하나의 서브프래임 내 심볼 인덱스를 나타내며,

는 주어진 서브프래임에 대한 xPUSCH의 마지막 심볼 인덱스를 나타낸다.

세트(set) S에서 임의의 안테나 포트 상에서 하나의 UE로부터 UE 특정 PCRS의 전송을 위해 사용되는 자원 요소 (k, l')는 동일한 서브프래임에서 임의의 안테나 포트 상에서 xPUSCH의 전송을 위해 사용되지 않는다.

여기서, S는 {40}, {41}, {42}이다.

반송파 주파수 오프셋(Carrier Frequency Offset:CFO) 효과

송신단(예:기지국)에서 전송하는 기저대역 신호는 발진기에서 발생된 반송파 주파수에 의해 통과대역으로 천이되며, 반송파 주파수를 통해 전송되는 신호는 수신단(예:단말)에서 동일한 반송파 주파수에 의해 기저대역 신호로 변환된다.

이 때, 수신단에 의해 수신된 신호에는 반송파와 관련된 왜곡이 포함될 수 있다.

이러한 왜곡의 일례로, 송신단의 반송파 주파수와 수신단의 반송파 주파수 차이에 의해 발생하는 왜곡 현상이 있을 수 있다.

이와 같은 반송파 주파수 오프셋이 발생하는 이유는 송신단과 수신단에서 사용하는 발진기가 동일하지 않거나, 단말의 이동에 따라 도플러 주파수 천이가 발생하기 때문이다.

여기서, 도플러 주파수는 단말의 이동 속도와 반송파 주파수에 비례하며 아래 수학식 7과 같이 정의된다.

수학식 7에서,

는 각각 순서대로 반송파 주파수, 도플러 주파수, 단말의 이동 속도, 빛의 속도를 나타낸다.

또한, 정규화된(normalized) 반송파 주파수 오프셋(ε)은 아래 수학식 8과 같이 정의된다.

수학식 8에서,

는 각각 순서대로 반송파 주파수 오프셋, 부반송파 간격, 부반송파 간격으로 정규화된 반송파 주파수 오프셋을 나타낸다.

반송파 주파수 오프셋이 존재하는 경우, 시간 영역의 수신 신호는 송신한 신호에 위상 회전을 곱한 결과가 되며, 주파수 영역의 수신신호는 송신한 신호가 주파수 영역에서 이동(shift)한 결과가 된다.

이 경우, 다른 모든 부반송파(들)의 영향을 받게 되어, ICI(Inter-Carrier-Interference)가 발생하게 된다.

즉, 소수 배 반송파 주파수 오프셋이 발생하는 경우, 주파수 영역의 수신 신호는 아래 수학식 9와 같이 표현된다.

수학식 9는 주파수 영역에서 CFO를 가지는 수신 신호를 나타낸다.

수학식 9에서,

는 각각 순서대로 부반송파 인덱스, 심볼 인덱스, FFT 크기, 수신 신호, 송신 신호, 주파수 응답, CFO로 인한 ICI, 백색 잡음(white noise)를 나타낸다.

상기 수학식 9에서 정의된 바와 같이, 반송파 주파수 오프셋이 존재할 경우 k번째 부반송파의 진폭과 위상이 왜곡되고, 인접 부반송파에 의한 간섭이 발생함을 알 수 있다.

여기서, 반송파 주파수 오프셋이 존재할 경우, 인접 부반송파에 의한 간섭은 아래 수학식 10과 같이 주어질 수 있다.

수학식 10은 CFO로 인해 야기되는 ICI를 나타낸다.

위상 잡음(Phase Noise) 효과

앞서 살핀 것처럼, 송신단에서 전송하는 기저대역 신호는 발진기에서 발생된 반송파 주파수에 의해 통과대역으로 천이되며, 반송파 주파수를 통해 전송되는 신호는 수신단에서 동일한 반송파 주파수에 의해 기저대역 신호로 변환된다.

여기서, 상기 수신단에 의해 수신된 신호에는 반송파와 관련된 왜곡이 포함될 수 있다.

이러한 왜곡 현상의 일례로, 송신단과 수신단에서 사용하는 발진기의 특성이 안정적이지 못하여 발생되는 위상 잡음(phase noise)을 예로 들 수 있다.

이러한 위상 잡음은 주파수가 반송파 주파수 주위에서 시간에 따라 변동하는 것을 말한다.

이와 같은 위상 잡음은 평균이 0인 랜덤 프로세스로서 Wiener 프로세스로 모델링되며, OFDM 시스템에 영향을 준다.

또한, 아래 도 6에 도시된 바와 같이, 위상 잡음은 반송파의 주파수가 높아짐에 따라 그 영향이 커지는 경향을 보인다.

이러한 위상 잡음은 발진기가 같은 전력 스펙트럼 밀도(Power spectral density)에 따라 그 특성이 결정되는 경향을 갖는다.

도 6은 발진기(oscillator)의 전력 스펙트럼 밀도(power spectral density)의 일례를 나타낸 도이다.

이처럼, 위상 잡음으로 인한 신호의 왜곡 현상은 OFDM 시스템에서 공통 위상 오차(Common Phase Error:CPE)와 Inter-Carrier Interference(ICI) 형태로 나타난다.

아래 수학식 11은 위상 잡음이 OFDM 시스템의 수신 신호에 미치는 영향을 나타낸 식이다. 즉, 수학식 11은 주파수 영역에서 위상 잡음을 가지는 수신 신호를 나타낸다.

상기 수학식 11에서,

은 각각 순서대로 부반송파 인덱스, 심볼 인덱스, FFT 크기, 수신 신호, 송신 신호, 주파수 응답, phase noise 로 인한 common phase error, phase noise로 인한 Inter-carrier interference, 백색 잡음, phase noise로 인한 위상 회전을 나타낸다.

mmWAVE 밴드(band)에서 도플러(Doppler)

초고주파 무선 통신 시스템은 기존의 무선 통신 시스템과는 다르게 중심 주파수(center frequency)가 수 GHz에서 수십 GHz에서 동작하게 구성되어 있다.

이러한 center frequency의 초고주파 특성은 단말의 이동에 따라 나타나는 도플러 효과(Doppler effect)나 단말과 기지국 간 오실레이터 오차에 의해서 발생하는 캐리어 주파수 오프셋(carrier frequency offset:CFO)의 영향을 더욱 심각하게 만든다.

이때, Doppler effect는 center frequency에 대하여 선형적으로 증가하는 특성을 가지고 있으며, 단말과 기지국 간의 오실레이터 오차에 의해서 발생하는 carrier frequency offset(CFO)도 ppm(=10^-6)으로 나타나며, 이 역시 center frequency에 대하여 선형적으로 증가하는 특성을 가진다.

기존의 셀룰러 네트워크(cellular network) 시스템에서는 앞서 살핀 CFO의 문제를 해결하기 위하여, 기지국은 동기 채널, 파일럿 신호(pilot signal) 또는 참조 심볼(reference symbol)을 단말로 전송하고, 상기 단말은 이를 이용하여 CFO를 추정 또는 보상한다.

따라서, 초고주파 무선 통신 시스템에서는 기존보다 더욱 오프셋(offset) 값이 크게 나타나는 CFO를 추정(또는 보상)하기 위해서 동기 채널이 다르게 전송되어야 한다.

기존의 LTE/LTE-A 시스템에서는 아래와 같이 단말과 기지국의 용도 간에 오실레이터의 오차 값을 요구사항(requirement)로 규정하고 있다.

- 단말 측 주파수 오차(UE side frequency error, TS. 36.101)

UE의 변조된 반송파 주파수는 E-UTRA Node B로부터 수신된 반송파 주파수와 비교하여 하나의 시간 슬롯(0.5ms)의 주기에 걸쳐 관찰된 ± 0.1 PPM 내에서 정확해야 한다.

- 기지국 측 주파수 오차(eNB side frequency error, TS. 36.104)

주파수 오차는 실제 BS 송신 주파수와 할당된 주파수 간의 차이의 측정이다.

아래 표 4는 기지국의 종류(class)에 따른 오실레이터 정확도의 일례를 나타낸다.

BS class	Accuracy
Wide Area BS	±0.05 ppm
Local Area BS	±0.1 ppm
Home BS	±0.25 ppm

따라서, 기지국과 단말 간의 오실레이터의 최대 차이는 ±0.1 ppm으로 한쪽 방향으로 오차가 발생하였을 경우 최대 0.2 ppm의 offset 값을 가질 수 있음을 알 수 있다.이러한 ppm 값을 각 center frequency에 맞게 Hz단위로 변환하는 수학식은 center frequency*frequency offset(ppm)으로 주어질 수 있다.

한편, OFDM 시스템에서는 CFO 값이 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)에 의하여 영향이 다르게 나타날 수 있다.

일반적으로, 큰 CFO 값이라고 하더라도 큰 subcarrier spacing을 갖는 OFDM 시스템에서는 CFO의 영향이 적게 나타난다.

따라서, 실제 CFO 값(절대값)은 OFDM 시스템에 영향을 주는 상대적인 값으로 표현할 필요가 있으며, 이를 정규화된(normalized) CFO라고 명칭할 수 있고, 이를 수학식으로 carrier frequency(Hz)/subcarrier spacing으로 표현할 수 있다.

아래 표 5는 각 중심 주파수(center frequency) 및 오프셋(offset) 값에 따른 CFO 값의 일례를 나타낸다.

Center frequency (subcarrier spacing)	Oscillator Offset
Center frequency (subcarrier spacing)	±0.05ppm	±0.1ppm	±10ppm	±20ppm
2GHz(15kHz)	±100Hz(±0.0067)	±200Hz(±0.0133)	±20kHz(±1.3)	±40kHz(±2.7)
30GHz(104.25kHz)	±1.5kHz(±0.014)	±3kHz(±0.029)	±300kHz(±2.9)	±600kHz(±5.8)
60GHz(104.25kHz)	±3kHz(±0.029)	±6kHz(±0.058)	±600kHz(±5.8)	±1.2MHz(±11.5)

표 5는 각 center frequency와 오실레이터의 오차 값에 대한 CFO 값과 normalized CFO를 나타낸다.2GHz의 경우 LTE Rel-8/9/10에서 사용하는 subcarrier spacing(15kHz)을 가정하였으며, 30GHz와 60GHz의 subcarrier spacing은 각 center frequency에 대하여 Doppler effect를 고려하여 성능 열화가 없도록 104.25kHz를 가정하였다.

그러나 이는 일례일 뿐, 각 center frequency에서 다른 subcarrier spacing이 적용될 수 있음은 자명하다.

*한편, 단말이 고속으로 움직이는 상황이나 고 주파수(High frequency) 대역에서 저속으로 움직이는 상황에서는 도플러 확산 현상이 크게 작용한다.

도플러 확산은 주파수 영역에서 확산을 유발하며, 결과적으로 신호의 왜곡을 발생시킨다.

상기 도플러 확산은 아래 수학식 12와 같이 표현할 수 있다.

이때,

는 단말의 이동속도를 의미하며,

는 기지국이 송신하는 또는 단말이 송신하는 전파의 center frequency의 파장을 의미한다.

는 수신 전파와 단말의 이동 방향 사이의 각도를 의미한다.

여기서,

는 '0'임을 가정하고 설명하기로 한다.

이때, Coherence time

은 아래 수학식 13의 관계를 가진다.

만약, 시간 영역에서 채널 응답의 correlation 값이 50% 이상인 시간 간격을 coherence time으로 정의할 경우, 아래 수학식 14와 같이 표현할 수 있다.

무선 통신 시스템에서는 상기의 두 식의 geometric mean을 사용하여 아래 수학식 15와 같이, coherence time과 도플러 확산의 관계를 많이 사용한다.

이러한 Doppler power spectrum density (이하 Doppler spectrum)은 여러 가지 모양을 가질 수 있다.

일반적으로, 도심지와 같은 rich scattering 환경에서 단말로 수신되는 신호가 모든 방향에서 동일 파워로 수신된다면, Doppler spectrum은 도 7에 도시된 바와 같이, U-shape로 나타난다.

도 7은 U-모양을 가지는 도플러 스펙트럼의 일례를 나타낸 도이다.

중심 주파수(Center frequency)를 fc라 하고, 최대 Doppler spread 값을 fd라고 할 때, U-shape을 갖는 Doppler spectrum은 도 7과 같을 수 있다.

초고주파 무선 통신 시스템은 center frequency가 매우 높은 대역에 위치하기 때문에 안테나의 크기가 작고 작은 공간 내에 여러 개의 안테나를 설치할 수 있는 장점이 있다.

이러한 장점은 수십 개에서 수백 개의 안테나를 이용하여 pin-point beamforming (pencil beamforming, narrow beamforming, sharp beamforimg와 같은 용어로도 사용할 수 있다.)을 가능하게 한다.

이러한 narrow beamforming은 수신되는 신호가 등방향으로 수신되지 않고 일정한 각도로만 수신된다는 것을 의미한다.

도 8은 기존의 Doppler spectrum이 U-shape을 갖는 등방향으로 수신되는 신호의 다수개의 안테나를 이용하여 narrow beamforming을 수행하였을 경우와 개념을 나타낸 것이다.

즉, 도 8은 줄어든 각도 확산(reduced angular spread)의 일례를 나타낸 도이다.

이와 같이, narrow beamforming을 수행하였을 경우 줄어든 angular spread로 인하여, Doppler spectrum도 U-shape을 가지지 않고 일정 대역에서만 Doppler spread를 가지게 된다.

도 9는 narrow beamforming을 수행하였을 경우 혹은 수신기(또는 단말)에게 수신되는 신호가 등방향으로 입사되지 않고, 좁은 각도로만 입사되었을 경우의 Doppler spectrum이다.

도 9는 좁은 빔포밍(narrow beamforming) 시의 도플러 스펙트럼의 일례를 나타낸다.

Beamforming / Multi-level repetition 기반의 동기 신호

단말은 기지국이 전송하는 (하향링크) 동기 신호를 이용하여 해당 기지국과 timing 및 주파수 동기화를 수행한다.

이 때, 특정 셀 내의 모든 단말이 상기 동기 신호를 이용할 수 있도록, 기지국은 최대한 넓은 빔 폭을 갖는 하향 동기 신호를 전송한다.

한편, 기지국이 고주파 (e.g. mmWave) 대역을 이용하여 (하향) 동기 신호를 전송한다면, 저주파 대역을 이용한 경우에 비해 상기 동기 신호는 큰 경로 감쇄를 겪게 된다.

즉, 고주파 대역을 이용하여 하향 동기 신호를 전송하는 시스템의 경우, 상대적으로 낮은 주파수 대역 (under 6GHz)을 이용하는 기존 셀룰라 시스템 (e.g. LTE)에 비해 지원할 수 있는 셀 반경 (radius)이 크게 축소된다.

상기 셀 반경 축소를 해결하기 위한 한가지 방법은 빔 형성 기법을 이용하여 (하향) 동기 신호를 전송하는 것이다.

이 경우, 셀 반경은 증가하지만, 빔 폭이 줄어든다.

아래 수학식 16은 빔 폭에 따른 수신 SINR(Signal to Interference Noise Ratio) 변화를 나타낸다.

상기 수학식 16은 빔 폭이 기존보다

배만큼 감소하는 경우, 수신 SINR이

배만큼 향상됨을 보여준다.

다른 한 가지 방법은, 동일한 하향 동기 신호를 여러 번 반복하여 전송하는 것이다.

이 경우, 시간 축으로 추가적인 자원 할당이 필요하지만, 빔 폭은 그대로 유지하면서 셀 반경은 증가시킬 수 있다.

한편, 하나의 기지국은, 특정 구역 안에 존재하는 단말들이 공유하는, 주파수 및 시간 자원을 스케줄링하여 각 단말에게 할당한다.

이하에서는, 상기 특정 영역을 '섹터(sector)'로 정의하기로 한다.

도 10은 기지국의 하향링크 동기화 신호 서비스 구역의 일례를 나타낸 도이다.

즉, 도 10은 특정 구역 즉, sector을 도식화 한 것이다.

도 10을 참조하면, A1, A2, A3, A4은 각각 반경 0 ~ 200m, 폭 0'~15', 폭 15'~30', 폭 30~45', 폭 45~60' 구역을 나타낸다.

그리고, B1, B2, B3, B4은 각각 반경 200m ~ 500m, 폭 0'~15', 폭 15'~30', 폭 30~45', 폭 45~60' 구역을 나타낸다.

이를 바탕으로, 아래와 같이 섹터(Sector) I과 섹터(Sector) II를 정의하기로 한다.

- Sector I : A1, A2, A3, A4

- Sector II : A1, A2, A3, A4, B1, B2, B3, B4

기존의 하향 동기 신호의 서비스 구역이 Sector I이라고 가정한다.

그리고, Sector II를 서비스하기 위해서는, 상기 동기 신호의 파워가 6dB 이상 추가적으로 커져야만 한다고 가정한다.

먼저, 빔 형성 기법을 사용하여 6dB의 추가 이득을 제공하는 경우, 서비스 반경을 A1~B1으로 늘릴 수 있다.

그러나, 빔 폭이 줄어들기 때문에 A2, A3, A4는 동시에 서비스 할 수 없게 된다.

따라서, A2~B2, A3~B3, A4~A4는 다음 차례에 서비스되어야 한다.

즉, Sector II을 서비스하기 위해서는, 하향 동기 신호를 4번에 걸쳐 빔 방향을 바꾸어 가며 전송해야만 한다.

반면, 반복을 통한 동기 신호 전송 기법을 사용하는 경우, Sector II 전부를 모두 동시에 서비스 할 수 있지만, 시간 축으로 4개의 동일한 동기 신호를 전송해야 한다.

결과적으로, 상기 모든 구역을 서비스하기 위해 필요한 자원은 두 방법 모두 동일하다.

한편, 전자의 경우, 빔 폭이 작기 때문에 단말이 빠른 속도로 이동하거나 혹은 각 구역의 경계에 있는 경우, 동기 신호를 놓칠 수 있다.

그러나, 단말이 각 구역에 전송되는 빔의 ID를 구분할 수 있다면, 상기 동기 신호를 통해 단말은 자신이 어느 구역에 위치하였는지를 알 수 있다.

반면, 후자의 경우 빔 폭이 넓은 빔을 사용함으로써, 동기 신호를 놓칠 가능성은 낮아진다. 대신, 단말은 자신이 어느 구역에 위치하였는지는 알 수 없다.

mmWave 프래임 구조(Frame structure)

도 11은 mmWave frame 구조의 일례를 나타낸 도이다.

도 11을 참조하면, 하나의 frame은 Q개의 subframe으로 이루어져 있으며, 하나의 subframe은 P개의 slot으로 구성된다.

또한, 상기 slot은 T개의 OFDM symbol들로 구성된다.

이 때, 다른 subframe과 달리, 1번째 subframe은 0번째 slot을 동기화 (Synchronization) 용도로 사용한다.

그리고, S slot은 timing 및 frequency 동기를 위한 A개의 OFDM symbols, 빔 스캐닝을 위한 B개의 OFDM symbols, 그리고 시스템 정보를 단말에게 알려주기 위한 C개의 OFDM symbol들로 구성된다.

나머지 D개의 OFDM symbol들은 각 단말로 데이터 전송을 위해 사용된다.

기존 Timing 동기화 알고리즘

도 11에서, 기지국이 동일한 신호를 A번 반복하여 전송한다고 가정한다.

단말은, 기지국이 반복적으로 전송한 동기 신호를 바탕으로, 아래 두 가지 알고리즘들을 이용하여 timing 동기화를 수행한다.

아래 수학식 17은 수신 신호들의 상관 관계 기반의 타이밍(timing) 동기화 알고리즘의 일례를 나타낸다.

상기 수학식 17에서,

는 각각 OFDM symbol의 길이, Cyclic Prefix 길이, 상기OFDM symbol 의 index를 나타낸다.

그리고,

은 수신 신호 벡터를 의미한다.

이 때,

은 상기 수신 신호 벡터

의

번째부터

번째까지의 요소들로 정의되는 벡터이다.

수학식 17에 표현된 timing 동기화 알고리즘은, 시간적으로 인접한 두 개의 OFDM 수신 신호가 동일하다는 가정하에서 동작한다.

상기 알고리즘은 sliding window 방식을 차용할 수 있으므로, 낮은 복잡도로 구현이 가능하며, frequency offset에 강한 특징을 갖는다.

한편, 하기 알고리즘은, 수신 신호와 기지국이 전송한 신호와의 상관관계를 이용하여, timing 동기화를 수행한다.

아래 수학식 18은 수신 신호와 전송 신호와의 상관관계 기반의 timing 동기화 알고리즘의 일례를 나타낸다.

상기 수학식 18에서,

는 기지국이 전송한 신호를 의미하며, 단말과 기지국 사이에는 미리 약속된 신호 벡터이다.

상기 수학식 18에 의한 방식은 수학식 17에 명시된 방식에 비해 더 좋은 성능을 갖는다.

그러나, 상기 수학식 18에 의한 방식은 sliding window 방식으로 구현할 수 없으므로, 높은 복잡도를 요구한다.

게다가, frequency offset에 취약한 특징을 갖는다.

빔 스캐닝(Beam Scanning)

빔 스캐닝이란, 수신기의 수신 SINR을 최대화시키는 빔의 방향을 찾는 송신기 또는 수신기의 동작을 나타낸다.

예를 들어, 기지국은 단말에게 데이터를 전송하기 전에, 빔 스캐닝을 통해 빔의 방향을 결정한다.

이하에서, 빔 스캐닝 관련 내용에 대해 간략히 살펴본다.

도 10은 하나의 기지국이 서비스하는 하나의 섹터를 나타내며, 총 8개의 영역으로 나누어져 있다.

이 때, 기지국이 전송하는 각 빔의 영역은 (A1-B1) / (A2-B2) / (A3-B3) / (A4-B4)로 가정하기로 한다.

그리고, 단말은 기지국이 전송하는 상기 빔들을 구분할 수 있다고 가정한다.

이를 바탕으로, 빔 스캐닝을 하기와 같이 구체화 할 수 있다.

기지국은 (A1-B1) / (A2-B2) / (A3-B3) / (A4-B4)에 차례로 빔을 전송한다.

(1) 단말은 상기 빔들 중 수신 SINR 관점에서 가장 좋은 빔을 찾는다.

(2) 단말은 상기 찾은 빔을 기지국에게 피드백 한다.

(3) 기지국은 상기 피드백 된 방향을 갖는 빔을 이용하여 데이터를 전송한다.

(4) 결과적으로, 단말은 수신 SINR이 최대화 된 빔으로부터 데이터를 수신 할 수 있다.

쟈도프-츄 시퀀스(Zadoff-Chu:ZC Sequence)

Zadoff-Chu 시퀀스는 Chu 시퀀스 혹은 ZC 시퀀스라고도 부른다.

이하에서는, 'ZC 시퀀스'로 통칭하기로 한다.

ZC 시퀀스는 아래 수학식 19와 같이 정의된다.

상기 수학식 19에서, N은 시퀀스 길이, r은 root 값,

은 ZC 시퀀스의 n번째 요소를 나타낸다.

ZC 시퀀스는 하기 3가지의 중요한 특징을 갖는다.

(1) ZC 시퀀스의 모든 요소의 크기는 동일하다.(Constant Amplitude)

상기 시퀀스의 DFT 결과물 역시 모든 요소의 크기는 동일하다.

(2) ZC 시퀀스와 그것의 cyclic shift 버전과의 상관관계는 아래 수학식 20과 같다.

상기 수학식 20에서,

는

을 i만큼 cyclic shift 시킨 시퀀스로 정의한다.

상기 수학식 20은 ZC 시퀀스의 자기 상관관계가

인 경우를 제외하고는 0임을 나타낸다.(Zero Auto-Correlation)

ZC 시퀀스는 Constant Amplitude하면서 Zero Auto-Correlation하기 때문에, CAZAC 시퀀스라고도 부른다.

(3) 길이 N과 서로소인 root 값을 갖는 ZC 시퀀스들의 상관관계는 아래 수학식 21과 같다.

수학식 21에서,

는 N과 서로소이다.

일례로, N=111인 경우,

은 상기 수학식 21을 항상 만족한다.

수학식 20의 자기 상관 관계와 달리, ZC 시퀀스의 상호 상관 관계는 완전히 0이 되지 않는다.

하다마드 행렬(Hadamard Matrix)

Hadamard 행렬은 하기 수학식 22와 같이 정의한다.

상기 수학식 22에서,

는 행렬의 크기를 나타낸다.

Hadamard 행렬은 사이즈 n과 무관하게 항상

을 만족한다.

즉, Hadamard 행렬은 Unitary 행렬이며, 모든 column들끼리 (row) 는 서로 직교한다.

일례로, n=4인 경우 Hadamard 행렬은 아래 수학식 23과 같이 정의된다.

상기 수학식 23의 행렬에서, column들 간에는 서로 직교함을 확인할 수 있다.

OVSF(Orthogonal Variable Spreading Factor) 코드

OVSF 코드는 Hadamard 행렬을 기반으로 하며, 하기의 규칙으로 생성한다.

오른쪽으로 분기 할 때 (Lower Branch), 첫 번째 코드는 상위 코드(mother code)를 그대로 2번 반복 하는 반면, 두 번째 코드는 상위 코드를 그대로 1번 반복하며, 상위 코드를 반전하여 다른 1번을 반복한다.

도 12는 OVSF 코드 tree 구조의 일례를 나타낸다.

즉, OVSF 코드는 다음과 같은 특징을 갖는다

(1) 코드 tree 상의 바로 인접해 있는 모부호(mother code)와 자부호(child code)와의 관계를 제외하고는 직교성이 보장된다.

도 12에서, [1 -1 1 -1]은 [1 1], [1 1 1 1], [1 1 -1 -1]과 직교한다.

(2) 코드의 길이와 사용 가능한 코드의 개수는 동일하다.

도 12는 코드의 길이와 해당 코드가 속한 branch의 총 개수가 동일함을 보여준다.

RACH(Random Access Channel)

RACH 신호의 송신 파워 제어(control)

LTE 시스템의 경우, 복수의 단말들이 전송한 RACH 신호가 기지국으로 도착할 때, 기지국이 수신한 각 단말의 RACH 신호의 파워는 모두 동일하여야만 한다.

이를 위해, 기지국은 preambleInitialReceivedTargetPower라는 파라미터를 정의하며, SIB2를 통해 해당 셀 내 모든 단말들에게 이를 방송한다.

한편, 단말은 reference signal을 이용하여 경로 손실(Path-Loss)을 계산하며, 이 값과 preambleInitialReceivedTargetPower를 아래 수학식 24를 이용하여 RACH 신호의 송신 파워를 결정한다.

상기 수학식 24에서, P_PRACH_Initial, P_CMAX, PL은 각각 RACH 신호의 송신 파워, 단말의 최대 송신 파워, 경로 손실을 나타낸다.

예를 들어, 단말의 최대 전송 가능한 파워는 23dBm으로 가정한다.

기지국의 RACH 수신 파워는 -104dBm이라고 가정한다.

단말은 도 13과 같이 위치하였다고 가정한다.

즉, 도 13은 단말 분포의 일례를 나타낸다.

먼저, 단말은 수신 동기 신호 및 빔 스캐닝 신호를 이용하여 경로 손실을 계산하며, 이를 바탕으로 송신 파워를 결정한다.

아래 표 6은 각 단말의 경로 손실 및 송신 파워를 나타낸다.

단말	preambleInitialReceivedTargetPower	경로 손실	필요한송신파워	송신파워	추가필요 파워
K1	-104dBm	60dB	-44dBm	-44dBm	0dBm
K2	-104dBm	110dB	6dBm	6dBm	0dBm
K3	-104dBm	130dB	26dBm	23dBm	3dBm

상기 표 6에서, K1 단말의 경우 경로 손실이 매우 작지만, RACH 수신 파워를 맞추기 위해 매우 작은 파워(-44dBm)로 RACH 신호를 전송한다.한편, K2 단말의 경우 경로 손실이 크지만, 필요한 송신 파워는 6dBm으로 단말은 이를 송신할 수 있다.

그러나, K3 단말의 경우 경로 손실이 매우 커, 필요한 송신 파워가 단말의 P_CMAX=23dBm를 넘기게 된다.

이 경우, 단말은 23dBm으로 전송하여야만 하기 때문에, 해당 단말의 RACH access 성공률은 3dB 열화 되게 된다.

위상 잡음(Phase noise)

시간 축으로의 지터(jitter)는 주파수 축으로 위상 잡음(phase noise)로 정의 된다.

Phase noise은 시간에 따라 상관 관계를 가지고 변하며, 이는 common phase error (CPE)로 나타난다.

이하, 본 명세서에서 제안하는 위상 잡음 및 도플러 영향을 보상하기 위한 PCRS에 대해 후술할 다양한 실시 예들을 통해 구체적으로 살펴보기로 한다.

각 실시 예들에서 살펴볼 DM-RS와 관련된 시그널링(signaling)은 아래와 같다.

즉, 기지국은 DCI 또는 RRC 시그널링을 통해 단말로 상기 단말에 대한 DL-SCH의 전송 정보를 전송한다.

이때, 상기 DL-SCH의 전송 정보는 프리코딩(precoding) 방식, 전송 랭크(rank) 수, MCS level 등을 포함할 수 있다.

단말은 기지국으로부터 수신되는 DCI 또는 RRC 시그널링의 정보를 바탕으로 DL-SCH의 전송 방식을 확인한다.

그리고, 상기 단말은 상기 DL-SCH의 전송 방식을 바탕으로 DL-SCH 심볼의 demodulation을 위한 DM-RS의 위치를 암시적으로 확인할 수 있다.

이는, 각각의 전송 방식에 대하여 DM-RS의 위치가 송신단(예:기지국)과 수신단(예:단말) 사이에 사전에 약속되어 있기 때문이다.

이하, 각 실시 예에서 제안하는 PCRS는 상기의 DM-RS를 바탕으로 정의될 수 있다.

(제 1 실시 예)

제 1 실시 예는 위상 잡음(Phase noise) 및 도플러(Doppler) 영향을 보상하기 위해 사용하는 참조 신호(reference signal)를 동일한 주파수 축에 위치한 복조 참조 신호(demodulation reference signal:DM-RS)를 그대로 재사용하는 방법을 제공한다.

본 명세서에서, phase noise 및 Doppler 영향을 보상하기 위한 사용되는 참조 신호(reference signal)을 '위상 잡음 보상 참조 신호 (Phase noise Compensation Reference Signal:PCRS)'로 호칭 또는 표현하기로 한다.

도 14는 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 일례를 나타낸 도이다.

즉, 도 14는 앞서 살핀 것처럼, PCRS를 정의할 때, 동일한 주파수 축에 위치한 DM-RS를 그대로 재사용하는 방법을 나타낸 도이다.

즉, 도 14는 동일한 주파수 축에 위치한 DM-RS를 PCRS로 활용하는 일례를 나타낸다.

도 14를 참조하면, PCRS의 sequence는 PCRS가 정의되는 주파수 축과 동일한 주파수 축에 위치하는 DM-RS의 sequence를 그대로 재사용할 수 있다.

도 14에서, Type I은 PCRS가 모든 심볼에서 전송되지 않고, 1 심볼 간격으로 시간 축에서 전송되는 구조를 나타내며, Type II는 PCRS가 시간 축에서 모든 심볼을 통해 전송되는 구조를 나타낸다.

또한, PCRS는 안테나 포트에 따라 서로 다른 주파수 축 자원을 사용하는 것을 볼 수 있다.

또한, PCRS는 세 번째 심볼(symbol #2)의 subcarrier index 5 및 6에서 사용되는 DM-RS를 동일하게 사용하여, DM-RS가 전송되는 심볼 이후부터 1 심볼 간격으로 또는 모든 심볼을 통해 전송됨을 볼 수 있다.

또한, 안테나 포트 0을 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index 5에 대응되는 주파수 축 상에서 전송되며, 안테나 포트 1을 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index 6에 대응되는 주파수 축 상에서 전송됨을 볼 수 있다.

(제 2 실시 예)

다음, 제 2 실시 예는 PCRS가 전송되는 주파수 축과 동일한 주파수 축에 DM-RS가 위치하지 않는 경우의 PCRS 전송 방법을 제공한다.

만약 PCRS가 전송되는 주파수 축과 동일한 주파수 축에 DM-RS가 존재하지 않는 경우, PCRS는 PCRS가 전송되는 주파수 축에서 가장 인접한 주파수 축에 위치하는 DM-RS를 그대로 재사용하는 방법이다.

또한, DM-RS는 coherence bandwidth, reference signal overhead 등을 고려하여 주파수 축 상에서 일정 간격을 두고 정의 또는 위치 또는 전송될 수 있다.

이럴 경우, PCRS는 주파수 축 상에서 direct하게 mapping되는 DM-RS가 존재하지 않을 수 있게 된다.

도 15는 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

따라서, PCRS가 전송되는 주파수 축과 동일한 주파수 축에 위치한 DM-RS가 존재하지 않는 경우, PCRS는 주파수 축에서 가장 인접한 DM-RS를 그대로 재사용하게 된다.

도 15를 참조하면, 안테나 포트(antenna port) 0에 대응하는 PCRS는 4번 주파수 축(또는 subcarrier index 4)에 위치한 DM-RS sequence를 그대로 재사용하며, 안테나 포트 1에 대응하는 PCRS는 5번 주파수 축에 위치한 DM-RS sequence를 그대로 재사용하는 것을 볼 수 있다.

도 15에서, Type I은 PCRS가 모든 심볼에서 전송되지 않고, 1 심볼 간격으로 시간 축에서 전송되는 구조를 나타내며, Type II는 PCRS가 시간 축에서 모든 심볼을 통해 전송되는 구조를 나타낸다.

여기서, PCRS는 DM-RS 전송 이후부터 전송되는 것으로 가정한다.

(제 3 실시 예)

다음, 제 3 실시 예는 전체 자원에 할당된 phase noise 및 Doppler 영향을 보상하기 위한 PCRS를 모두 동일한 특정 복소수 값(complex value)로 정의하여 사용하는 방법을 제공한다.

앞서 살핀 것처럼, PCRS를 이용하여 CPE(Common Phase Error) 혹은 CFO(Carrier Frequency Offset)를 추정할 때, 시간 축으로 인접한 resource element들의 데이터가 동일한 경우, 단말은 descrambling 과정을 생략할 수 있다는 장점이 있다.

따라서, 위와 같은 장점을 활용하기 위해, 제 3 실시 예는 전체 자원에 할당된 PCRS를 모두 동일한 특정 complex value로 정의하는 방법을 제공한다.

도 16은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

도 16을 참조하면, S0, S1은 각각 antenna port 0의 PCRS에 정의된 동일한 complex value, antenna port 1의 PCRS에 정의된 동일한 complex value를 의미한다.

즉, port 0을 통해 전송되는 PCRS는 symbol #2 및 subcarrier index #5에서 사용되는 complex value를 그 이후 PCRS가 전송되는 심볼에 동일하게 사용하며, port 1을 통해 전송되는 PCRS는 symbol #2 및 subcarrier index #6에서 사용되는 complex value를 그 이후 PCRS가 전송되는 심볼에 동일하게 사용한다.

도 16에서, Type I은 PCRS가 모든 심볼에서 전송되지 않고, 1 심볼 간격으로 시간 축에서 전송되는 구조를 나타내며, Type II는 PCRS가 시간 축에서 모든 심볼을 통해 전송되는 구조를 나타낸다.

또한, PCRS는 안테나 포트에 따라 서로 다른 주파수 축 자원(subcarrier index #5, #6)을 사용하는 것을 볼 수 있다.

(제 4 실시 예)

다음, 제 4 실시 예는 동일한 시간 축에서, 주파수 축으로 여러 개의 resource element들에 대해 PCRS를 서로 다른 sequence 또는 서로 다른 특정 값들을 사용하여 정의하고, 동일한 주파수 축에서, 다른 시간 축으로 동일한 값을 복사하여 PCRS를 재사용하는 방법을 제공한다.

PCRS를 이용하여 CPE(Common Phase Error) 혹은 CFO(Carrier Frequency Offset)를 추정할 때, 시간 축으로 인접한 resource element들의 데이터가 동일한 경우, 단말은 descrambling 과정을 생략할 수 있는 장점이 있다.

또한, 여러 주파수 축으로 PCRS를 각각 정의하는 것은 reference signal의 성능을 향상시킬 수 있는 장점이 있다.

이러한 장점을 활용하기 위한 방법으로, 제 4 실시 예는 동일한 시간 축에서, 주파수 축으로 여러 개의 resource element들에 대해 Gold sequence를 사용하여 정의하고, 다른 시간 축으로, 동일한 Gold sequence를 복사하여 재사용하는 방법을 제공한다.

도 17은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 시간 및 주파수 축에서의 위치의 또 다른 일례를 나타낸 도이다.

즉, 도 17은 다수의 주파수 축에서 특정 complex value를 이용하여 정의하는 PCRS의 일례를 나타낸다.

도 17을 참조하면, S0, S1, S2, S3 은 각각 port 0의 PCRS에 정의된 첫 번째의 동일한 complex value, port 0의 PCRS에 정의된 두 번째의 동일한 complex value, port 1의 PCRS에 정의된 첫 번째의 동일한 complex value, port 1의 PCRS에 정의된 두 번째의 동일한 complex value를 의미한다.

이 때, S0, S1, S2, S3는 미리 송신기와 수신기 간에 약속된 값들로 정의될 수 있다.

또는, 상기 S0, S1, S2, S3는 특정 시퀀스에 Cell ID, symbol index 또는 subcarrier 위치 중 적어도 하나를 input으로 적용하여 생성한 시퀀스일 수도 있다.

그리고, 상기 S0, S1, S2, S3은 서로 동일한 값을 가질 수 있다.

즉, S0=S1, S2=S3일 수 있다.

상기 S0, S1, S2, S3 간의 관계는 DCI(Downlink Control Information) 또는 RRC(Radio Resource Control) 시그널링에 의해 정의 될 수 있거나 또는, 미리 송신기와 수신기 간에 약속될 수 있다.

또한, 앞서 살핀 제 1 내지 제 4 실시 예에서, PCRS port는 두 개로 제한되지 않는다.

즉, 하나의 PCRS port 또는 3개 이상의 PCRS port들에 대해 앞서 살핀 방법들이 동일하게 적용될 수 이다.

도 18은 본 명세서에서 제안하는 PCRS의 송수신 방법의 일례를 나타낸 순서도이다.

먼저, 단말은 기지국으로부터 하향링크 데이터의 전송과 관련된 제어 정보를 수신한다(S1810).

상기 제어 정보는 상기 하향링크 데이터와 관련된 프리코딩(precoding) 방식, 전송 랭크(rank)의 개수 또는 MCS(Modulation and Coding Scheme) 레벨(level) 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.

이후, 상기 단말은 상기 수신된 제어 정보에 기초하여 상기 하향링크 데이터의 복조를 위한 복조 참조 신호(Demodulation Reference Signal:DM-RS)의 전송 위치를 확인한다(S1820).

이후, 상기 단말은 상기 확인된 DM-RS의 전송 위치를 고려하여 상기 DM-RS의 전송 심볼 이후의 적어도 하나의 심볼을 통해 상기 PCRS를 상기 기지국으로부터 수신한다(S1830).

여기서, 상기 단말이 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 DM-RS의 시퀀스와 동일하게 사용될 수 있다.

반면에, 상기 단말이 상기 DM-RS의 전송 위치를 확인한 결과, 상기 PCRS가 전송되는 주파수와 동일한 주파수에서 상기 DM-RS가 전송되지 않는 경우, 상기 PCRS의 시퀀스는 상기 PCRS가 전송되는 주파수에 가장 인접한 주파수에서 전송되는 DM-RS의 시퀀스와 동일하게 사용될 수 있다.

또한, 상기 PCRS는 하나 또는 그 이상의 안테나 포트(antenna port)들을 통해 전송될 수 있다.

만약, 상기 PCRS가 다수의 안테나 포트들을 통해 전송되는 경우, 서로 다른 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS의 주파수는 서로 다를 수 있다.

만약, 상기 PCRS가 2개의 안테나 포트를 통해 전송되는 경우, 제 1 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #5에 대응하는 주파수로 전송되고, 제 2 안테나 포트를 통해 전송되는 PCRS는 subcarrier index #6에 대응하는 주파수로 전송될 수 있다.

상기 PCRS의 시퀀스는 골드 시퀀스(Gold Sequence)를 이용하여 생성될 수 있다.

구체적으로, 상기 PCRS의 시퀀스는 골드 시퀀스의 m-시퀀스를 통해 생성될 수 있다.

본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반

도 19는 본 발명의 일 실시예에 따른 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

도 19를 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(1910)과 기지국(1910) 영역 내에 위치한 다수의 단말(1920)을 포함한다.

기지국(1910)은 프로세서(processor, 1911), 메모리(memory, 1912) 및 RF부(radio frequency unit, 1913)을 포함한다. 프로세서(1911)는 앞서 도 1 내지 도 18에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(1911)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(1912)는 프로세서(1911)와 연결되어, 프로세서(1911)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(1913)는 프로세서(1911)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.

단말(1920)은 프로세서(1921), 메모리(1922) 및 RF부(1923)을 포함한다. 프로세서(1921)는 앞서 도 1 내지 도 18에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(1921)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(1922)는 프로세서(1921)와 연결되어, 프로세서(1921)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(1923)는 프로세서(1921)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.

메모리(1912, 1922)는 프로세서(1911, 1921) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(1911, 1921)와 연결될 수 있다.

또한, 기지국(1910) 및/또는 단말(1920)은 한 개의 안테나(single antenna) 또는 다중 안테나(multiple antenna)를 가질 수 있다.

이상에서 설명된 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 발명에 따른 실시예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

1910: 기지국 1920: 단말

Claims

무선 통신 시스템에서 단말이 위상 잡음 보상 참조 신호(phase noise compensation reference signal, PCRS)를 전송하는 방법에 있어서,
상기 PCRS를 주파수 자원과 시간 자원에 매핑하는 단계; 및
상기 주파수 자원과 시간 자원 상에서 상기 PCRS를 기지국으로 전송하는 단계를 포함하되,
상기 PCRS에 사용되는 시퀀스는 상기 PCRS가 매핑되는 주파수 자원과 동일한 주파수 자원에 위치하는 복조 참조 신호(demodulation reference signal, DMRS)의 시퀀스를 이용하는 것을 특징으로 하는 PCRS 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 PCRS는 자원 블록(resource block, RB) 내 특정 주파수 자원에 매핑되는 것을 특징으로 하는 PCRS 전송 방법.
제 2항에 있어서,
상기 특정 주파수 자원은 안테나 포트 별로 서로 다르게 설정되는 것을 특징으로 하는 PCRS 전송 방법.
제 2항에 있어서,
상기 특정 주파수 자원은 가장 낮은 주파수(frequency) 축으로부터 5번째 주파수 축 또는 6번째 주파수 축인 것을 특징으로 하는 PCRS 전송 방법.
무선 통신 시스템에서 단말이 위상 잡음 보상 참조 신호(phase noise compensation reference signal, PCRS)를 수신하는 방법에 있어서,
상기 PCRS를 기지국으로부터 수신하는 단계를 포함하되,
상기 PCRS에 사용되는 시퀀스는 상기 PCRS가 매핑되는 주파수 자원과 동일한 주파수 자원에 위치하는 복조 참조 신호(demodulation reference signal, DMRS)의 시퀀스를 이용하는 것을 특징으로 하는 PCRS 수신 방법.
제 5항에 있어서,
상기 PCRS는 자원 블록(resource block, RB) 내 특정 주파수 자원에 매핑되는 것을 특징으로 하는 PCRS 수신 방법.
제 6항에 있어서,
상기 특정 주파수 자원은 안테나 포트 별로 서로 다르게 설정되는 것을 특징으로 하는 PCRS 수신 방법.
제 6항에 있어서,
상기 특정 주파수 자원은 가장 낮은 주파수(frequency) 축으로부터 5번째 주파수 축 또는 6번째 주파수 축인 것을 특징으로 하는 PCRS 수신 방법.
무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(phase noise compensation reference signal, PCRS)를 전송하는 단말에 있어서,
무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 모듈; 및
상기 RF 모듈을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는,
상기 PCRS를 주파수 자원과 시간 자원에 매핑하며; 및
상기 주파수 자원과 시간 자원 상에서 상기 PCRS를 기지국으로 전송하도록 설정되되,
상기 PCRS에 사용되는 시퀀스는 상기 PCRS가 매핑되는 주파수 자원과 동일한 주파수 자원에 위치하는 복조 참조 신호(demodulation reference signal, DMRS)의 시퀀스를 이용하는 것을 특징으로 하는 단말.
제 9항에 있어서,
상기 PCRS는 자원 블록(resource block, RB) 내 특정 주파수 자원에 매핑되는 것을 특징으로 하는 단말.
제 10항에 있어서,
상기 특정 주파수 자원은 안테나 포트 별로 서로 다르게 설정되는 것을 특징으로 하는 단말.
제 10항에 있어서,
상기 특정 주파수 자원은 가장 낮은 주파수(frequency) 축으로부터 5번째 주파수 축 또는 6번째 주파수 축인 것을 특징으로 하는 단말.
무선 통신 시스템에서 위상 잡음 보상 참조 신호(phase noise compensation reference signal, PCRS)를 수신하는 단말에 있어서,
무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 모듈; 및
상기 RF 모듈을 제어하는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는,
상기 PCRS를 기지국으로부터 수신하도록 설정되며,
상기 PCRS에 사용되는 시퀀스는 상기 PCRS가 매핑되는 주파수 자원과 동일한 주파수 자원에 위치하는 복조 참조 신호(demodulation reference signal, DMRS)의 시퀀스를 이용하는 것을 특징으로 하는 단말.
제 13항에 있어서,
상기 PCRS는 자원 블록(resource block, RB) 내 특정 주파수 자원에 매핑되는 것을 특징으로 하는 단말.
제 14항에 있어서,
상기 특정 주파수 자원은 안테나 포트 별로 서로 다르게 설정되는 것을 특징으로 하는 단말.
제 14항에 있어서,
상기 특정 주파수 자원은 가장 낮은 주파수(frequency) 축으로부터 5번째 주파수 축 또는 6번째 주파수 축인 것을 특징으로 하는 단말.