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KR20100088527A - Ｄｃ­ｄｃ 컨버터 및 스위칭 제어 회로 - Google Patents

Ｄｃ­ｄｃ 컨버터 및 스위칭 제어 회로 Download PDF

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KR20100088527A
KR20100088527A KR1020100002226A KR20100002226A KR20100088527A KR 20100088527 A KR20100088527 A KR 20100088527A KR 1020100002226 A KR1020100002226 A KR 1020100002226A KR 20100002226 A KR20100002226 A KR 20100002226A KR 20100088527 A KR20100088527 A KR 20100088527A
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switching element
drive
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drive signal
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KR1020100002226A
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아키라 사토
오사무 카와고에
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미쓰미덴기가부시기가이샤
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Abstract

스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서, 스파이크 노이즈를 저감시킬 수 있는 기술을 제공한다.
인덕터에 전류를 흘리는 구동용 스위칭 소자(M1)와, 정류 소자(M2)와, 출력 단자에 접속된 평활용 콘덴서를 구비한 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서, 적어도 구동용 스위칭 소자(M1)를 온, 오프 구동하는 구동 신호를 생성하는 구동 회로(DRV1)는, 구동용 스위칭 소자를 온 상태로부터 오프 상태로 이행시킬 때의 구동 신호의 천이 시간(tr1)보다, 구동용 스위칭 소자를 오프 상태로부터 온 상태로 이행시킬 때의 구동 신호의 천이 시간(tf1) 쪽이 길어지도록 구동 신호를 생성하도록 했다.

Description

ＤＣ­ＤＣ 컨버터 및 스위칭 제어 회로{DC­DC CONVERTER AND SWITCHING CONTROL CIRCUIT}
본 발명은 직류전압을 변환하는 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터 및 그 스위칭 제어 회로에 관한 것으로, 특히 동기 정류형의 DC-DC 컨버터에 있어서의 스위칭 동작에 수반되는 스파이크 노이즈의 저감에 적용하기에 유효한 기술에 관한 것이다.
입력 직류전압을 변환하여 상이한 전위의 직류전압을 출력하는 회로로서 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터가 있다. 이러한 DC-DC 컨버터에는 도 3에 도시한 바와 같이 전지 등의 직류전원으로부터 공급되는 직류전원전압(Vin)을 인덕터(코일)(L1)에 인가하여 전류를 흘려 코일에 에너지를 축적시키는 구동용 스위칭 소자(M1)와, 이 구동용 스위칭 소자가 오프로 되어 있는 에너지 방출 기간에 코일의 전류를 정류하는 정류용 스위칭 소자(M2)를 구비하고, 구동용 스위칭 소자와 정류용 스위칭 소자를 상보적으로 온, 오프시킴으로써 다이오드 정류형의 DC-DC 컨버터에 비해 전력 효율을 높인 동기 정류형의 DC-DC 컨버터가 있다.
종래, 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서는 스위칭 소자의 온, 오프 동작에 수반되어 스파이크 노이즈가 발생하는 것이 알려져 있다. 이 스파이크 노이즈는 커먼 모드 노이즈 발생의 원인이 되어 주위의 회로에 악영향을 미친다. 또 스위칭 소자의 온, 오프 제어 신호를 생성하는 제어 회로를 구성하는 트랜지스터 등의 소자에 필요 이상의 내압이 요구되도록 한다. 그 때문에 스파이크 노이즈를 저감시키는 기술이 몇 가지 제안되어 있다(예를 들어 특허문헌 1).
일본특허공개2004-112958호공보
본 발명자들은 도 3에 도시한 바와 같은 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서, 스파이크 노이즈가 발생하는 원인을 상세히 검토했다. 전압입력단자(VIN)와 코일(L)의 일방의 단자 사이에 접속된 구동용의 P채널 트랜지스터(M1)와, 코일(L)의 일방의 단자와 접지점 사이에 접속된 정류용 N채널 트랜지스터(M2)는 동상의 게이트 구동 펄스(GP1, GP2)에 의해 상보적으로 온, 오프 구동된다. 게다가, M1과 M2가 동시에 온 상태가 되어 관통 전류가 흐르는 것을 방지하기 위해서, 도 4에 도시한 바와 같이 데드 타임(Δt)을 가지도록, 하강 시간(tf1, tf2) 및 상승 시간(tr1, tr2)이 겹치지 않도록 펄스(GP1, GP2)가 형성되어 있었다.
상기한 바와 같은 펄스(GP1, GP2)로 트랜지스터(M1과 M2)를 온, 오프 구동하는 경우, 종래는 트랜지스터(M1, M2)의 온 저항에 의한 로스를 작게 하여 효율을 높이기 위해서 M1, M2를 단시간에 온, 오프시키는 것이 바람직하다고 생각되고 있어, 도 5에 확대하여 도시한 바와 같이 게이트 구동 펄스(GP1, GP2)의 상승, 하강이 급준(急峻)하게 되고, 또한 하강 시간(tf1, tf2) 및 상승 시간(tr1, tr2)이 겹치지 않도록 되어 있었다. 그러나 상기한 바와 같이 펄스를 급준하게 하면 스파이크 노이즈가 발생되기 쉬워진다. 게다가 이 스파이크 노이즈는 고주파이기 때문에 코일(L)과 평활 콘덴서(C)로 이루어지는 필터 회로에서 제거할 수 없어, 입력전압(Vin)에 노이즈로서 침입하고, 전원전압을 공통으로 하는 다른 회로에 악영향을 주는 원인이 된다는 과제가 있다는 것을 알 수 있었다.
또한 상기 서술한 특허문헌 1에 기재되어 있는 기술은 스파이크 노이즈 검출 회로를 설치함과 아울러, 코일에 전류를 흘리는 구동용 스위칭 소자(드라이버 트랜지스터)와 병렬로 온 저항이 큰 부가 트랜지스터를 설치하여 스파이크 노이즈를 검출했을 때에 부가 트랜지스터를 온으로 함으로써 노이즈를 저감시키는 것이며, 회로 규모가 커져 칩 사이즈의 증대를 초래한다는 문제가 있다.
본 발명은 상기와 같은 과제에 주목하여 이루어진 것으로, 그 목적으로 하는 바는 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서, 스파이크 노이즈를 저감시킬 수 있는 기술을 제공하는 것에 있다.
또 본 발명의 목적은 스위칭에 수반되는 스파이크 노이즈를 저감시킬 수 있는 DC-DC 컨버터 및 그것을 구성하는 스위칭 제어 회로를 제공하는 것에 있다.
본 발명은 상기 목적을 달성하기 위해, 전압변환용의 인덕터에 전류를 흘리는 구동용 스위칭 소자를 온, 오프 구동하는 구동 신호를 생성하는 제1 구동 회로를 구비한 스위칭 제어 회로로서, 상기 구동용 스위칭 소자를 온, 오프 구동하는 구동 신호를 생성하는 제1 구동 회로를 구비하고, 상기 제1 구동 회로는 상기 구동용 스위칭 소자를 온 상태로부터 오프 상태로 이행시킬 때의 구동 신호의 천이 시간보다, 상기 구동용 스위칭 소자를 오프 상태로부터 온 상태로 이행시킬 때의 구동 신호의 천이 시간 쪽이 길어지도록 구동 신호를 생성하도록 구성했다.
상기한 바와 같은 수단에 의하면, 구동용 스위칭 소자가 온으로 되었을 때에 순간적으로 흐르는 전류의 피크값을 억제할 수 있기 때문에, 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서, 구동용 스위칭에 수반되는 스파이크 노이즈를 저감시킬 수 있다.
또 상기 스위칭 제어 회로는 상기 구동용 스위칭 소자가 오프로 되어 있는 기간에 코일의 전류를 정류하는 정류용 스위칭 소자의 구동 신호를 생성하는 제2 구동 회로를 추가로 구비하고, 상기 제2 구동 회로는 상기 정류용 스위칭 소자를 온 상태로부터 오프 상태로 이행시킬 때의 구동 신호의 천이 시간보다, 상기 정류용 스위칭 소자를 오프 상태로부터 온 상태로 이행시킬 때의 구동 신호의 천이 시간 쪽이 길어지도록 구동 신호를 생성하도록 구성한다. 이것에 의해 동기 정류형의 DC-DC 컨버터에 있어서, 정류용 스위칭 소자가 온으로 되었을 때에 순간적으로 흐르는 전류의 피크값도 억제할 수 있기 때문에, 스위칭에 수반되는 스파이크 노이즈를 더욱 저감시킬 수 있다.
여기서, 바람직하게는 상기 구동용 스위칭 소자는 P채널형 전계효과 트랜지스터로 구성되고, 상기 정류용 스위칭 소자는 N채널형 전계효과 트랜지스터로 구성되어 있으며, 상기 제1 구동 회로는 이 구동 회로로부터 출력되는 구동 신호의 로우 레벨로부터 하이 레벨로의 천이 시간보다, 하이 레벨로부터 로우 레벨로의 천이 시간 쪽이 길고, 상기 제2 구동 회로는 이 구동 회로로부터 출력되는 구동 신호의 하이 레벨로부터 로우 레벨로의 천이 시간보다, 로우 레벨로부터 하이 레벨로의 천이 시간 쪽이 길어지도록 구성한다. 이것에 의해 구동용 스위칭 소자는 P채널형 전계효과 트랜지스터로 구성되고, 상기 정류용 스위칭 소자는 N채널형 전계효과 트랜지스터로 구성되어 있는 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서, 스위칭 소자가 온으로 되었을 때에 순간적으로 흐르는 전류의 피크값을 억제할 수 있다.
또한 바람직하게는 상기 제1 및 제2 구동 회로는 CMOS 인버터에 의해 구성하고, 제1 구동 회로로서의 CMOS 인버터는 P채널형 전계효과 트랜지스터의 전류구동력 쪽이 N채널형 전계효과 트랜지스터의 전류구동력보다 크고, 제2 구동 회로로서의 CMOS 인버터는 N채널형 전계효과 트랜지스터의 전류구동력 쪽이 P채널형 전계효과 트랜지스터의 전류구동력보다 커지도록 각각 형성한다.
이것에 의해 복잡한 구성의 구동 회로를 사용하지 않고, 게다가 간단한 설계 변경으로 용이하게 스위칭 소자가 온으로 되었을 때에 순간적으로 흐르는 전류의 피크값을 억제할 수 있다.
또한 바람직하게는 상기 제1 구동 회로로부터 출력되는 구동 신호의 하이 레벨로부터 로우 레벨로의 천이 시간 및 상기 제2 구동 회로로부터 출력되는 구동 신호의 로우 레벨로부터 하이 레벨로의 천이 시간은 상기 구동 신호의 주기의 5% 이하가 되도록 구성한다.
이것에 의해 PWM 제어 방식을 적용한 DC-DC 컨버터에 있어서, PWM 제어에 의한 전압 제어 범위를 그만큼 좁히지 않고 스위칭 소자가 온으로 되었을 때에 순간적으로 흐르는 전류의 피크값을 억제할 수 있다.
본 발명에 따르면, 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터에 있어서, 스파이크 노이즈를 저감시킬 수 있다는 효과가 있다.
도 1은 본 발명을 적용한 동기 정류형 DC-DC 컨버터의 일 실시형태를 도시한 회로 구성도이다.
도 2는 실시형태의 DC-DC 컨버터에 있어서의 구동용 스위치 트랜지스터(M1)와 정류용 스위치 트랜지스터(M2)를 온, 오프 구동하는 게이트 구동 신호(GP1과 GP2)의 변화의 모습을 도시한 파형도이다.
도 3은 일반적인 동기 정류형 DC-DC 컨버터의 개략 구성을 도시한 블록 구성도이다.
도 4는 종래의 DC-DC 컨버터에 있어서의 구동용 스위치 트랜지스터(M1)와 정류용 스위치 트랜지스터(M2)를 온, 오프 구동하는 게이트 구동 신호(GP1과 GP2)의 변화의 타이밍을 도시한 타이밍 차트이다.
도 5는 종래의 DC-DC 컨버터에 있어서의 게이트 구동 신호(GP1과 GP2)를 확대하여 도시한 파형도이다.
이하, 본 발명의 적합한 실시형태를 도면에 기초하여 설명한다.
도 1은 본 발명을 적용한 스위칭·레귤레이터 방식의 DC-DC 컨버터의 일 실시형태를 도시한다.
이 실시형태의 DC-DC 컨버터는 인덕터로서의 코일(L1), 직류입력전압(Vin)이 인가되는 전압입력단자(IN)와 상기 코일(L1)의 일방의 단자 사이에 접속되어 코일(L1)을 향하여 구동 전류를 흘려 넣는 P채널 MOSFET(절연 게이트형 전계효과 트랜지스터)으로 이루어지는 구동용 스위치 트랜지스터(M1), 코일(L1)의 일방의 단자와 접지점 사이에 접속된 N채널 MOSFET으로 이루어지는 정류용 스위치 트랜지스터(M2)를 구비한다.
또 DC-DC 컨버터는 상기 스위치 트랜지스터(M1, M2)를 온, 오프 구동하는 스위칭 제어 회로(20), 상기 코일(L1)의 타방의 단자(출력 단자(OUT))와 접지점 사이에 접속된 평활용 콘덴서(C1)를 구비한다.
특별히 한정되는 것은 아니지만, 본 실시형태에서는 DC-DC 컨버터를 구성하는 소자 중, 스위칭 제어 회로(2O)는 반도체 칩 상에 형성되어 반도체 집적 회로(전원 제어용 IC)로서 구성되고, 코일(L1)과 콘덴서(C1) 및 스위칭 소자로서의 트랜지스터(M1, M2)는 이 IC에 설치되어 있는 외부 단자에 외부 부착 소자로서 접속되도록 되어 있다.
이 실시형태의 DC-DC 컨버터에 있어서는, 트랜지스터(M1과 M2)를 상보적으로 온, 오프시키는 것 같은 구동 펄스(GP1, GP2)가 스위칭 제어 회로(20)에 의해 생성되도록 되어 있으며, 정상 상태에서는 구동용 트랜지스터(M1)가 온으로 되면 코일(L1)에 직류입력전압(Vin)이 인가되어 출력 단자(OUT)를 향하는 전류가 흘러 평활용 콘덴서(C1)가 충전된다.
또 구동용 트랜지스터(M1)가 오프로 되면 대신에 정류용 트랜지스터(M2)가 온으로 되어, 이 온으로 된 정류용 트랜지스터(M2)를 통하여 코일(L1)에 전류가 흘려진다. 그리고 예를 들어 스위칭 주기를 일정하게 하여 M1, M2의 제어 단자(게이트 단자)에 입력되는 구동 펄스(GP1, GP2)의 펄스폭이 출력 전압에 따라 제어됨으로써 직류입력전압(Vin)을 강압한 직류출력전압(Vout)이 발생된다.
스위칭 제어 회로(20)는 출력 단자(OUT)로부터의 전압이 피드백되는 단자(FB)와 접지점 사이에 직렬로 접속되어 저항비로 출력 전압(Vout)을 분압하는 저항(R1, R2)과, 이 저항에 의해 분압된 전압(VFB)과 참조 전압(Vref1)을 비교하여 전위차에 따른 전압을 출력하는 오차 앰프(21)와, 이 오차 앰프(21)의 출력이 일방의 입력 단자에 입력되는 PWM 콤퍼레이터(22)를 가진다.
또한 스위칭 제어 회로(20)는 상기 PWM 콤퍼레이터(22)의 출력 펄스에 기초하여 스위치 트랜지스터(M1, M2)를 서로의 온 기간이 겹치지 않도록 온, 오프시키기 위한 제어 펄스(C1과 C2)를 생성하는 출력 제어 로직(23)과, 제어 펄스(C1과 C2)를 받아 스위치 트랜지스터(M1, M2)의 게이트 구동 신호(GP1, GP2)를 생성하여 출력하는 CMOS 인버터로 이루어지는 출력 드라이버(DRV1, DRV2)를 가진다.
상기 PWM 콤퍼레이터(22)의 타방의 입력 단자에는 발진기를 내장하고 소정의 주파수의 삼각파 혹은 톱니파와 같은 파형 신호를 생성하는 파형 생성 회로(24)로부터의 파형 신호가 입력되고, 피드백 전압(VFB)에 따라 출력 전압이 높을 때는 출력 구동 펄스의 펄스폭을 좁게 하고 피드백 전압(VFB)이 낮을 때는 펄스폭을 넓게 하는 것 같은 제어를 한다.
이 실시형태의 DC-DC 컨버터에 있어서는, 출력 드라이버(DRV1, DRV2)가 도 2에 도시한 바와 같이 각각 원하는 상승 시간과 하강 시간(천이 시간)을 가지는 게이트 구동 신호(GP1, GP2)를 생성하도록 구성되어 있다. 구체적으로는 게이트 구동 신호(GP1)의 하강 시간을 tf1, 상승 시간을 tr1, 게이트 구동 신호(GP2)의 하강 시간을 tf2, 상승 시간을 tr2로 두면, 게이트 구동 신호(GP1)는 tf1>tr1 즉 하강 시간 쪽이 상승 시간보다 길고, 게이트 구동 신호(GP2)는 tf2<tr2 즉 상승 시간 쪽이 하강 시간보다 길어지도록 설계되어 있다. 여기서, tf1과 tr1의 관계에서는 tf1은 tr1의 1.5~2배, tr2와 tf2의 관계에서는 tr2는 tf2의 1.5~2배로 하는 것이 바람직하다.
또한 tr1과 tr2, tf1과 tf2의 관계는 tr1≒tr2, tf1≒tf2이면 된다. 또 tf1과 tr2가 지나치게 크면 온 저항 성분에 의한 전력 손실이 많아지므로, tf1과 tr2는 바람직하게는 1MHz로 환산한 경우에, 스위칭 주기(구동 펄스의 주기)의 5% 이하의 범위, 더욱 바람직하게는 2% 이하의 범위에서 적당히 설정하면 된다.
게이트 구동 신호(GP1, GP2)의 천이 시간으로서의 하강 시간, 상승 시간을 상기한 바와 같이 설정함으로써 본 실시형태의 DC-DC 컨버터에 있어서는, 스위치 트랜지스터(M1, M2)가 각각 온으로 될 때에 순간적으로 흐르는 전류의 피크값을 작게 할 수 있고, 그것에 의해서 스파이크 노이즈를 줄일 수 있다는 이점이 있다. 또 tf1과 tr2를 스위칭 주기의 5% 이하로 설정함으로써 PWM 제어에 의한 전압 제어 범위를 그만큼 좁히지 않고, M1, M2가 온으로 되었을 때에 순간적으로 흐르는 전류의 피크값을 억제할 수 있다.
다음에 상기 출력 드라이버(DRV1, DRV2)에 있어서 생성하는 게이트 구동 신호(GP1, GP2)의 하강 시간과 상승 시간에 차이를 두기 위한 구체적인 수법에 대해 설명한다.
본 실시형태에 있어서는, 출력 드라이버(DRV1, DRV2)는 전원전압단자(VDD)와 접지점(GND) 사이에 P채널 MOSFET과 N채널 트랜지스터가 직렬로 접속되어 이루어지는 CMOS 인버터로 구성되어 있다. 일반적으로 현재의 CMOS 제조 프로세스에서 형성된 P채널 MOSFET과 N채널 트랜지스터를 비교하면, 동일 사이즈인 경우에는 P채널 MOSFET보다 N채널 트랜지스터 쪽이 전류구동력이 약3배 큰 것이 알려져 있다.
그래서 논리 회로 등을 구성하는 통상의 CMOS 인버터에 있어서는, P채널 MOSFET의 전류구동력과 N채널 트랜지스터의 전류구동력이 동일하게 되도록, P채널 MOSFET의 사이즈가 N채널 트랜지스터의 사이즈의 약3배가 되도록 설계가 된다. 도 5에 도시한 게이트 구동 신호(GP1, GP2)의 파형은 출력 드라이버(DRV1, DRV2)를 구성하는 P채널 MOSFET과 N채널 트랜지스터의 사이즈비가 3:1이 되도록 설계된 경우의 것이라고 생각하면 된다.
이것에 대해 본 실시형태에 있어서는, 출력 드라이버(DRV1)를 구성하는 P채널 MOSFET과 N채널 트랜지스터의 사이즈비를 3:1보다 큰 예를 들어 5:1과 같은 비가 되도록 설정하고 있다. 이것에 의해 N채널 MOSFET의 전류구동력 쪽이 P채널 트랜지스터의 전류구동력보다 작아지도록 되어 있다.
도 1의 DC-DC 컨버터에 있어서는, 구동용 스위치 트랜지스터(M1)가 P채널 MOSFET으로 구성되어 있기 때문에, 출력 드라이버(DRV1)로부터 출력되는 게이트 구동 신호(GP1)의 로우 레벨의 기간에 M1이 온으로 되므로, DRV1을 구성하는 N채널 MOSFET의 전류구동력이 작으면, N채널 트랜지스터가 온으로 되어 GP1이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 변화되는 시간(tr1)보다, DRV1을 구성하는 P채널 트랜지스터가 온으로 되어 GP1이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 변화되는 시간(tf1) 쪽이 길어지도록 동작한다. 이것에 의해 구동용 스위치 트랜지스터(M1)가 오프로부터 온으로 전환될 때에 순간적으로 흐르는 전류의 피크값이 작아진다.
한편, 출력 드라이버(DRV2)를 구성하는 P채널 MOSFET과 N채널 트랜지스터의 사이즈비는 종래의 3:1보다 작은 예를 들어 3:4와 같은 비가 되도록 설정하고 있다. 이것에 의해 출력 드라이버(DRV2)는 P채널 MOSFET의 전류구동력 쪽이 N채널 트랜지스터의 전류구동력보다 작아지도록 되어 있다.
도 1의 DC-DC 컨버터에 있어서는, 정류용 스위치 트랜지스터(M2)가 N채널 MOSFET으로 구성되어 있기 때문에, 출력 드라이버(DRV2)로부터 출력되는 게이트 구동 신호(GP2)의 하이 레벨의 기간에 M2가 온으로 되므로, DRV2를 구성하는 P채널 MOSFET의 전류구동력이 작으면, DRV2의 N채널 트랜지스터가 온으로 되어 GP2가 하이 레벨로부터 로우 레벨로 변화되는 시간(tf2)보다, DRV2의 P채널 트랜지스터가 온으로 되어 GP2가 로우 레벨로부터 하이 레벨로 변화되는 시간(tr2) 쪽이 길어지도록 동작한다. 이것에 의해 정류용 스위치 트랜지스터(M2)가 오프로부터 온으로 전환될 때에 순간적으로 흐르는 전류의 피크값이 작아진다.
또한 구동용 스위치 트랜지스터(M1)와 정류용 스위치 트랜지스터(M2)를 비교하면, 구동용 스위치 트랜지스터(M1)는 P채널 MOSFET이며 동일 사이즈인 경우에는 N채널 MOSFET으로 이루어지는 정류용 스위치 트랜지스터(M2)보다 전류구동력이 작아지므로, M1은 M2보다 큰 사이즈(약3배)로 설계된다. 그 때문에 출력 드라이버(DRV1)를 구성하는 트랜지스터와 출력 드라이버(DRV2)를 구성하는 트랜지스터의 사이즈는 구동용 스위치 트랜지스터(M1)와 정류용 스위치 트랜지스터(M2)의 사이즈비를 고려하여 설계된다. 구동용 스위치 트랜지스터(M1)와 정류용 스위치 트랜지스터(M2)는 출력 드라이버(DRV1, DRV2)로부터 보면 용량성 부하로서 작용하기 때문이다.
본 실시형태의 DC-DC 컨버터에 있어서는, 이상과 같이 출력 드라이버(DRV1)를 구성하는 각 트랜지스터와 출력 드라이버(DRV2)를 구성하는 각 트랜지스터의 사이즈를 설계함으로써, 구동용 스위치 트랜지스터(M1)와 정류용 스위치 트랜지스터(M2)가 각각 오프로부터 온으로 전환될 때에 순간적으로 흐르는 전류의 피크를 억제하여, 스파이크 노이즈를 저감시킬 수 있다는 이점이 있다.
또한 본 발명은 그 동작 원리로부터, 도 1에 있어서의 정류용 트랜지스터(M2) 대신에 다이오드를 사용한 다이오드 정류형의 DC-DC 컨버터에 적용해도 어느 정도 효과가 얻어지지만, 스파이크 노이즈는 구동용 스위치 트랜지스터(M1)가 온으로 될 때와 정류용 스위치 트랜지스터(M2)가 온으로 될 때의 양쪽에서 발생하므로, 특히 동기 정류 방식의 DC-DC 컨버터에 적용하면 효과가 크다.
이상 본 발명자에 의해 이루어진 발명을 실시형태에 기초하여 구체적으로 설명했지만, 본 발명은 상기 실시형태에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어 스위칭 소자(M1, M2)에 관통 전류가 흐르지 않도록 하기 위해서는, 게이트 구동 신호(GP1과 GP2)의 변화의 기간(tf1과 tf2 및 tr1과 tr2)이 겹치지 않도록, GP1과 GP2를 생성해 주는 것이 좋으므로, 출력 드라이버(DRV1과 DRV2)의 출력(혹은 입력)을 출력 제어 로직(23)으로 피드백하여, GP2가 하강한 것을 확인하여 GP1의 하강을 개시하고, GP1이 상승한 것을 확인하여 GP2의 상승을 개시하도록 회로를 구성하는 것이 바람직하다.
또한 스위칭 소자(M1, M2)가 동시에 오프로 되어 있는 시간이 길면, M2에 기생하는 바디 다이오드에 전류가 흘러 손실이 증가하므로, 동시에 오프 상태가 되는 시간을 가능한 한 짧게 하는 것이 좋고, 그러기 위해서는 GP2가 하강하면 즉시 GP1의 하강을 개시함과 아울러, GP1이 상승하면 즉시 GP2의 상승을 개시하도록 회로를 구성하는 것이 바람직하다.
또 상기 실시형태에서는 스위칭 소자(M1, M2)로서 전원제어용 IC와 별개로 형성된 외부 부착 소자를 사용하는 것으로 했지만, 전원제어용 IC와 동일한 반도체 칩 상에 형성된 온칩의 소자를 사용하여 전원구동용 IC로서 구성하도록 해도 된다. 또한 상기 실시형태에서는 피드백 단자(FB)에 인가되는 출력 전압을 분압하는 저항(R1, R2)을 칩 상에 형성한 것을 나타냈지만, 분압 저항(R1, R2)은 외부 부착 소자로 하고, 외부에서 분압된 전압을 피드백 단자에 인가하도록 구성해도 된다.
또 상기 실시형태에서는 PWM 콤퍼레이터(22)에 입력되는 파형 신호(삼각파)를 생성하는 회로를 칩에 내장한 스위칭 제어 회로를 나타냈지만, 파형 신호 혹은 그 기본이 되는 발진 신호는 칩 외부로부터 주도록 구성할 수 있다. 또한 PWM 콤퍼레이터 외에 PFM 콤퍼레이터를 구비하고, 경부하시에는 PFM 제어로 전압 변환 동작을 하는 DC-DC 컨버터의 스위칭 제어 회로에도 적용할 수 있다.
이상의 설명에서는 본 발명을 강압형의 DC-DC 컨버터에 적용한 예를 설명했지만, 본 발명은 그것에 한정되는 것은 아니고, 승압형 또는 부전압을 발생시키는 반전형의 DC-DC 컨버터 등에도 적용할 수 있다.
20…스위칭 제어 회로 21…오차 앰프
22…PWM 콤퍼레이터 23…출력 제어 로직
FB…피드백 단자 R1, R2…분압 저항
L1…코일(인덕터) C1…평활용 콘덴서
DRV1, DRV2…출력 드라이버
M1…구동용 스위치 트랜지스터(구동용 스위칭 소자)
M2…동기 정류용 스위치 트랜지스터(정류용 스위칭 소자)

Claims (6)

  1. 전압변환용의 인덕터에 전류를 흘리는 구동용 스위칭 소자를 온, 오프 구동하는 구동 신호를 생성하는 제1 구동 회로를 구비한 스위칭 제어 회로로서,
    상기 제1 구동 회로는 상기 구동용 스위칭 소자를 온 상태로부터 오프 상태로 이행시킬 때의 구동 신호의 천이 시간보다, 상기 구동용 스위칭 소자를 오프 상태로부터 온 상태로 이행시킬 때의 구동 신호의 천이 시간 쪽이 길어지도록 구동 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 제어 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위칭 제어 회로는 상기 구동용 스위칭 소자가 오프로 되어 있는 기간에 코일의 전류를 정류하는 정류용 스위칭 소자의 구동 신호를 생성하는 제2 구동 회로를 추가로 구비하고,
    상기 제2 구동 회로는 상기 정류용 스위칭 소자를 온 상태로부터 오프 상태로 이행시킬 때의 구동 신호의 천이 시간보다, 상기 정류용 스위칭 소자를 오프 상태로부터 온 상태로 이행시킬 때의 구동 신호의 천이 시간 쪽이 길어지도록 구동 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 스위칭 제어 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 구동용 스위칭 소자는 P채널형 전계효과 트랜지스터로 구성되고, 상기정류용 스위칭 소자는 N채널형 전계효과 트랜지스터로 구성되어 있으며,
    상기 제1 구동 회로는 이 구동 회로로부터 출력되는 구동 신호의 로우 레벨로부터 하이 레벨로의 천이 시간보다, 하이 레벨로부터 로우 레벨로의 천이 시간 쪽이 길고, 상기 제2 구동 회로는 이 구동 회로로부터 출력되는 구동 신호의 하이 레벨로부터 로우 레벨로의 천이 시간보다, 로우 레벨로부터 하이 레벨로의 천이 시간 쪽이 길어지도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 제어 회로.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 구동 회로는 CMOS 인버터에 의해 구성되고, 제1 구동 회로로서의 CMOS 인버터는 P채널형 전계효과 트랜지스터의 전류구동력 쪽이 N채널형 전계효과 트랜지스터의 전류구동력보다 크고, 제2 구동 회로로서의 CMOS 인버터는 N채널형 전계효과 트랜지스터의 전류구동력 쪽이 P채널형 전계효과 트랜지스터의 전류구동력보다도 커지도록, 각각 형성되어 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 제어 회로.
  5. 제 3 항 또는 제 4 항에 있어서,
    상기 제1 구동 회로에 있어서의 구동 신호의 하이 레벨로부터 로우 레벨로의 천이 시간 및 상기 제2 구동 회로로부터 출력되는 구동 신호의 로우 레벨로부터 하이 레벨로의 천이 시간은 상기 구동 신호의 주기의 5% 이하인 것을 특징으로 하는 스위칭 제어 회로.
  6. 전압변환용의 인덕터와, 이 인덕터에 전류를 흘리는 구동용 스위칭 소자와, 이 구동용 스위칭 소자가 오프로 되어 있는 기간에 코일의 전류를 정류하는 정류용 스위칭 소자와, 출력 단자에 접속된 평활용 콘덴서와, 상기 구동용 스위칭 소자와 상기 정류용 스위칭 소자의 구동 신호를 생성하는 제 2 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 기재된 스위칭 제어 회로를 구비한 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
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