KR101946386B1

KR101946386B1 - 전류 모드 펄스 폭 변조 부스트 변환기

Info

Publication number: KR101946386B1
Application number: KR1020120143733A
Authority: KR
Inventors: 이경진; 오형석; 윤제형
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2012-12-11
Filing date: 2012-12-11
Publication date: 2019-02-11
Anticipated expiration: 2032-12-11
Also published as: KR20140075422A; US20140159686A1; US9293988B2

Abstract

여기에 제공되는 전류 모드 PWM 변환기는 부스트 인덕터와 스위치를 포함하며, 입력 전압을 증가시켜 출력 전압을 발생하는 부스트 회로와; 랜덤하게 변화하는 주파수를 갖는 유사 랜덤 클록 신호를 발생하는 유사 랜덤 클록 발생부와; 상기 출력 전압으로부터 분배 전압을 발생하는 전압 분배부와; 상기 분배 전압 그리고 상기 부스트 인덕터를 통해 흐르는 전류에 의거하여 리세트 신호를 발생하는 리세트 신호 발생 회로와; 그리고 상기 유사 랜덤 클록 신호와 상기 리세트 신호에 응답하여 상기 스위치를 구동하기 위한 구동 신호를 발생하되, 상기 구동 신호의 온-타임 구간은 상기 유사 랜덤 클록 신호의 활성화 및 상기 리세트 신호의 활성화에 의해서 결정되는 구동 신호 발생 회로를 포함하며, 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 변화될 때, 상기 리세트 신호의 활성화 시점은 상기 구동 신호의 듀티비가 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화 전후에 일정하게 유지되도록 상기 출력 전압 및 상기 인덕터 전류의 피드백 정보에 앞서 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화에 의해서 제어된다.

Description

전류 모드 펄스 폭 변조 부스트 변환기{CURRENT MODE PWM BOOST CONVERTER}

본 발명은 전류 모드 PWM 부스트 변환기에 관한 것이다.

전압을 변환하는 변환기는 크게 2가지로 구분된다. 첫째는 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 AC-DC 변환기이고, 둘째는 직류 전압을 직류 전압으로 변환하는 DC-DC 변환기이다. 초기에는 AC-DC 변환기가 많이 사용되었으나, 전자기기의 종류가 많아지고, 그 기능이 다양해지면서 DC-DC 변환기의 용도가 점차 넓어지고 있다.

일반적으로, DC-DC 변환기는 일정한 DC 전압을 입력하고, 입력 전압과 크기가 다른 일정한 DC 전압을 출력한다. 이 때, 출력 전압이 입력 전압보다 높으면 부스팅(boosting) 변환기라 하고, 출력 전압이 입력 전압보다 낮으면 벅(buck)변환기라 한다.

본 발명의 목적은 스위칭 주파수가 변화될 때 생기는 출력 전압의 리플을 줄일 수 있는 전류 모드 PWM 변환기를 제공하는 것이다.

본 발명의 일 특징에 따른 전류 모드 PWM 변환기는 부스트 인덕터와 스위치를 포함하며, 입력 전압을 증가시켜 출력 전압을 발생하는 부스트 회로와; 랜덤하게 변화하는 주파수를 갖는 유사 랜덤 클록 신호를 발생하는 유사 랜덤 클록 발생부와; 상기 출력 전압으로부터 분배 전압을 발생하는 전압 분배부와; 상기 분배 전압 그리고 상기 부스트 인덕터를 통해 흐르는 전류에 의거하여 리세트 신호를 발생하는 리세트 신호 발생 회로와; 그리고 상기 유사 랜덤 클록 신호와 상기 리세트 신호에 응답하여 상기 스위치를 구동하기 위한 구동 신호를 발생하되, 상기 구동 신호의 온-타임 구간은 상기 유사 랜덤 클록 신호의 활성화 및 상기 리세트 신호의 활성화에 의해서 결정되는 구동 신호 발생 회로를 포함하며, 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 변화될 때, 상기 리세트 신호의 활성화 시점은 상기 구동 신호의 듀티비가 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화 전후에 일정하게 유지되도록 상기 출력 전압 및 상기 인덕터 전류의 피드백 정보에 앞서 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화에 의해서 제어된다.

예시적인 실시예에 있어서, 상기 리세트 신호의 활성화 시점은 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로 변화할 때 늦춰지고, 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 낮은 주파수에서 높은 주파수로 변화할 때 빨라진다.

예시적인 실시예에 있어서, 상기 리세트 신호 발생 회로는 상기 분배 전압과 기준 전압을 비교하여 에러 신호를 발생하는 에러 증폭기와; 상기 부스트 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류를 감지하여 얻어진 감지 신호와 기울기 보상 램프 신호를 가산하여 피드백 신호를 발생하는 피드백 신호 발생 회로와; 그리고 상기 에러 신호와 상기 피드백 신호를 비교하여 상기 리세트 신호를 출력하는 비교기를 포함하며, 상기 기울기 보상 램프 신호의 기울기는 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화를 나타내는 정보에 따라 변화한다.

예시적인 실시예에 있어서, 상기 피드백 신호 발생 회로는 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로 변화할 때 상기 기울기 보상 램프 신호의 기울기를 감소시키고, 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 낮은 주파수에서 높은 주파수로 변화할 때 상기 기울기 보상 램프 신호의 기울기를 증가시킨다.

예시적인 실시예에 있어서, 상기 피드백 신호 발생 회로는 상기 인덕터 전류를 감지하여 상기 감지 신호를 출력하는 인덕터 전류 발생부와; 상기 유사 랜덤 클록 신호에 응답하여 상기 기울기 보상 램프 신호를 발생하되, 상기 기울기 보상 램프 신호의 기울기는 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화에 따라 가변되는 기울기 보상 램프 발생부와; 그리고 상기 감지 신호와 상기 기울기 보상 램프 신호를 가산하여 상기 피드백 신호를 발생하는 가산기를 포함한다.

예시적인 실시예에 있어서, 상기 유사 랜덤 클록 발생부는 랜덤 코드를 발생하는 유사 랜덤 코드 발생기와; 그리고 상기 랜덤 코드에 따라 변화하는 주파수를 갖는 상기 유사 랜덤 클록 신호를 발생하는 클록 발생기를 포함한다.

예시적인 실시예에 있어서, 상기 기울기 보상 램프 신호의 기울기는 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화시 상기 랜덤 코드에 따라 즉각적으로 변화된다.

예시적인 실시예에 있어서, 상기 리세트 신호 발생 회로는 상기 부스트 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류를 감지하여 얻어진 감지 신호와 기울기 보상 램프 신호를 가산하여 피드백 신호를 발생하는 피드백 신호 발생 회로와; 상기 분배 전압과 기준 전압을 비교하여 에러 신호를 발생하는 에러 증폭기와; 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화를 나타내는 정보에 따라 상기 에러 신호의 전압 레벨을 가변시켜 보상 에러 신호를 발생하는 에러 신호 보상 회로와; 그리고 상기 보상 에러 신호와 상기 피드백 신호를 비교하여 상기 리세트 신호를 출력하는 비교기를 포함한다.

예시적인 실시예에 있어서, 상기 피드백 신호 발생 회로는 상기 인덕터 전류를 감지하여 상기 감지 신호를 출력하는 인덕터 전류 발생부와; 상기 유사 랜덤 클록 신호에 응답하여 상기 기울기 보상 램프 신호를 발생하는 기울기 보상 램프 발생부와; 그리고 상기 감지 신호와 상기 기울기 보상 램프 신호를 가산하여 상기 피드백 신호를 발생하는 가산기를 포함한다.

예시적인 실시예에 있어서, 상기 에러 신호 보상 회로는 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로 변화할 때 상기 에러 신호의 전압 레벨을 증가시키고, 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 낮은 주파수에서 높은 주파수로 변화할 때 상기 에러 신호의 전압 레벨을 감소시킨다.

본 발명의 실시예들에 의하면, 피드-포워드 기울기/전압 보상을 통해 스위칭 주파수의 변화시 생기는 출력 전압의 리플을 줄일 수 있다.

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 부스트 변환기의 기본 구조를 보여주는 도면이다.
도 2a는 SSFD 기술이 적용되는 부스트 변환기에서 스위칭 주파수 변화가 출력 전압의 단속 특성(regulation characteristic)에 미치는 영향을 보여주는 도면이다.
도 2b는 도 2a의 점선 부분의 확대도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 전류 모드 PWM 부스트 변환기를 보여주는 블록도이다.
도 4는 도 3의 전류 모드 PWM 부스트 변환기의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 전류 모드 PWM 부스트 변환기를 보여주는 블록도이다.
도 6은 도 5의 전류 모드 PWM 부스트 변환기의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 7a 내지 도 7c는 적응적인 피드-포워드 보상이 적용되기 전후의 시뮬레이션 결과를 보여주는 도면들이다.

본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 통해 설명될 것이다. 그러나 본 발명은 여기에서 설명되는 실시 예들에 한정되지 않고 다른 형태로 구체화될 수도 있다. 단지, 본 실시 예들은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 정도로 상세히 설명하기 위하여 제공되는 것이다.

도면들에 있어서, 본 발명의 실시 예들은 도시된 특정 형태로 제한되는 것이 아니며 명확성을 기하기 위하여 과장된 것이다. 또한 명세서 전체에 걸쳐서 동일한 참조번호로 표시된 부분들은 동일한 구성요소를 나타낸다.

본 명세서에서 ‘및/또는’이란 표현은 전후에 나열된 구성요소들 중 적어도 하나를 포함하는 의미로 사용된다. 또한, ‘연결되는/결합되는’이란 표현은 다른 구성요소와 직접적으로 연결되거나 다른 구성요소를 통해 간접적으로 연결되는 것을 포함하는 의미로 사용된다. 본 명세서에서 단수형은 문구에서 특별히 언급하지 않는 한 복수형도 포함한다. 또한, 명세서에서 사용되는 ‘포함한다’ 또는 ‘포함하는’으로 언급된 구성요소, 단계, 동작 및 소자는 하나 이상의 다른 구성요소, 단계, 동작, 소자 및 장치의 존재 또는 추가를 의미한다.

도 1은 본 발명이 적용될 수 있는 부스트 변환기의 기본 구조를 보여주는 도면이다. 부스트 변환기(10)는 소오스 전압(V_IN)을 입력받아 부하에 소오스 전압(V_IN)보다 높은 DC 전압(V_OUT)을 공급할 것이다. 부스트 변환기(10)는 입력 단자(11)와 노드(12) 사이에 직렬 연결된 인덕터(14), 노드(12)에 연결된 입력과 출력 단자(13)에 연결된 출력을 갖는 다이오드(15), 노드(12)와 접지 사이에 연결된 스위치(17), 스위치(17)의 온/오프 상태를 제어하고 그 결과 부스트 변환기(10)의 듀티비를 제어하기 위한 제어 모듈(18), 그리고 출력 전압(VOUT)을 평활하기 위한 커패시터(16)를 포함할 것이다. 도 1에 도시된 기본 구조의 많은 변경들이 가능함은 잘 이해될 것이다.

부스트 변환기(10)의 동작에 있어서, 입력 에너지는 스위치(17)가 펄스 주기의 듀티비 부분 동안 닫힐 때 인덕터(14)에 저장되고, 스위치(17)가 펄스 주기의 나머지 동안 열릴 때 순바이어스된 다이오드(15)를 통해 출력 단자(13)로 전달될 것이다. 스위치(17)가 닫힐 때, 다이오드(15)는 역 바이어스되어 로드와 커패시터(16)로부터 접지로 흐르는 전류를 차단할 것이다.

최근 스마트 폰이나 태블릿 PC 등과 같은 모바일 기기들의 사용이 급증하면서 효율적인 전력 관리에 대한 요구 증가로 전력 관리 집적회로 칩(Power Management Integrated Chip: PMIC)이 중요한 이슈로 떠오르고 있다. 최근들어 각 제품에 들어가는 디스플레이 패널은 사이즈가 커지는 동시에 고화질이 요구되는 데 이에 대해 소비 전력을 최소화하고 효율을 얼마나 높이냐 하는 것이 디스플레이용 PMIC의 관건이 되고 있다. 기본적으로 디스플레이 패널은 구동시키는 전압이 높고 전력 효율이 높은 전원을 요구하기 때문에 기존의 LDO(low-dropout)과 같은 선형 레귤레이터를 사용할 수 없고 전하 펌프나 펄스 폭 변조(PWM) DC-DC 변환기와 같은 스위칭 레귤레이터들이 사용되고 있다.

PWM DC-DC 변환기는 스위칭 동작을 하기 때문에 각 주파수에 따른 서브-하모닉 노이즈 뿐만 아니라 각 기생 성분에 의한 노이즈들이 문제가 된다. 이러한 노이즈 문제를 최소화하기 위해 사용된 기존 방법들은 스위칭 천이 구간의 슬루(slew)를 낮추거나 시스템에 덜 영향을 미치는 스위칭 주파수를 선택하거나 dv/dt 노드들에 스너버(snubber)를 달거나 di/dt 전류 루프들을 최소화시키는 방법들이 있다. 하지만, 앞서 언급한 방법들로 크게 개선되지 않았을 때 가장 비용이 적게 들면서 노이즈 레벨을 낮출 수 있는 효율적인 방법은 SSFD(Spread Spectrum Frequency Dithering) 기술이다. PWM DC-DC 변환기로서 도 1에 도시된 부스트 변환기(예를 들면, 제어 모듈(18))에 적용된 SSFD 기술은 매 순간 스위칭 주파수를 랜덤하게 바꾸어 주어 노이즈 파워를 기존 스위칭 주파수의 주변 주파수로 분산시켜 전체적인 피크 노이즈 레벨을 낮추는 기술이다.

주파수를 매 순간 랜덤하게 바꾸어 노이즈 레벨을 낮추는 이 기술에 문제가 되는 것은 주파수 변화시에 발생되는 전압 리플이다. 순간적으로 주파수가 변화하면서 평균 인턱터 전류에 변화가 발생하고 그에 따라 매 순간 언더슈트 또는 오버슈트 등이 발생하게 되어 전압 리플이 커지게 되는 단점이 있다. 이는 도 2a 및 도 2b를 참조하여 설명될 것이다.

도 2a는 SSFD 기술이 적용되는 부스트 변환기에서 스위칭 주파수 변화가 출력 전압의 단속 특성(regulation characteristic)에 미치는 영향을 보여주는 도면이다. 도 2b는 도 2a의 점선 부분의 확대도이다.

도 2a에 도시된 바와 같이, tn 시점에서 스위칭 주파수가 fs(n-1)에서 fs(n)으로 느려지게 변화한다고 가정하자. 정상 상태에 도달하게 되면, tn 시점 전후의 듀티비(D)가 같아지게 된다. 하지만, 천이 구간에서는, 도 2b에 도시된 바와 같이, 온-타임 구간(Tsㆍ(n-1)D≒Ts(n)ㆍD_A)이 피드백 루프에 의해 주파수 변환 후에도 이전 상태를 유지하려고 함으로써 듀티비가 변하게 된다 (D→D_A). 즉, 천이 구간에서 온-타임이 유지되면서 하나의 스위칭 사이클에서 온-타임 대 오프-타임의 비 즉, 듀티비가 정상 상태에서 벗어나게 된다. 그 결과 순간적으로 인덕터에서 출력 단자로 기존의 파워를 전달해 주지 못하며, 그 결과 도 2a와 같이 출력 전압에 언더슈트 리플(△V)이 발생하게 되어 전압 단속 특성이 열화될 것이다. 본 발명은 스위칭 주파수의 변화시 생기는 출력 전압의 단속 특성의 변화를 억제/방지하며, 이는 이하 상세히 설명될 것이다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 전류 모드 PWM 부스트 변환기를 보여주는 블록도이다. 본 발명에 따른 전류 모드 PWM 부스트 변환기(100)는 스위칭 전원 공급 장치는 디스플레이 장치, 휴대폰, 카메라, PDA (Personal Digital Assistant), 계산기, 노트북 컴퓨터 및 유사한 전자 제품들에 전원을 공급하기 위하여 사용될 것이다.

도 3을 참조하면, 전류 모드 PWM 부스트 변환기(100)는 부스트 회로(110), 전압 분배부(120), 에러 증폭기(130), 비교기(140), 의사 랜덤 클록 발생부(pseudo random clock generating unit)(150), 인덕터 전류 발생부(160), 기울기 보상 램프 발생부(170), 가산기(180), SR 플립플롭(SR), 그리고 버퍼(BUF)를 포함할 것이다.

부스트 회로(110)는 입력 전압(VIN)을 증가시켜 높은 DC 출력 전압을 발생할 것이다. 부스트 회로(110)는 부스트 인덕터(L), MOS 트랜지스터(SW1), 정류 다이오드(D), 그리고 출력 커패시터(C)를 포함할 것이다. MOS 트랜지스터(SW1)가 턴 온될 때, 정류 다이오드(D)는 역 바이어스될 것이다. 이때, 부스트 인덕터(L)의 전압이 증가하도록 전류가 부스트 인덕터(L) 및 MOS 트랜지스터(SW1)를 통해 흐를 것이다. 하지만, 전류는 부스트 인덕터(L)를 통해 즉시 흐르는 것이 아니라 선형적으로 증가하고 전자기장을 형성할 것이다. MOS 트랜지스터(SW1)가 턴 온될 때, 출력 전류는 출력 커패시터(C)에 의해서 제공될 것이다. MOS 트랜지스터(SW1)가 턴 오프될 때, 부스트 인덕터(L)는 에너지를 저장할 수 없으며, 그 결과 부스트 인덕터(L)에 저장된 전자기장이 방출될 것이다. 부스트 인덕터(L)가 저장된 에너지를 출력 커패시터(C)로 방출하도록 부스트 인덕터(L)의 전압 극성이 반전되고, 부스트 인덕터(L)에 연결된 정류 다이어드(D)의 단자(즉, 노드 LX)의 전압은 입력 전압(V_IN)보다 높아질 것이다. 이러한 에너지는 로드 전류를 제공하며, 그 동안 출력 커패시터(C)를 다시 충전할 것이다.

전압 분배부(120)는 출력 단자(102)와 접지 사이에 직렬 연결된 2개의 저항기들(R1, R2)을 포함할 것이다. 분배 전압(V_FB)은 전압 분배부(120)의 탭(즉, 저항기들(R1, R2)을 연결하는 노드)으로부터 출력되며, 에러 증폭기(130)의 반전 입력 단자(-)로 전달된다. 에러 증폭기(130)는 분배 전압(V_FB)을 비반전 입력 단자(+)에 제공되는 기준 전압(Vref)과 비교할 것이다.

에러 증폭기(130)는 분배 전압(V_FB)과 기준 전압(Vref) 사이의 전압차를 증폭함으로써 얻어지는 에러 신호(V_ERR)를 출력할 것이다. 예를 들면, 에러 신호(V_ERR)는 반전 입력 단자(-)에 입력된 분배 전압(V_FB)이 비반전 입력 단자(+)에 입력된 기준 전압(Vref)보다 낮으면 전압차에 따라 증가할 것이다. 에러 신호(V_ERR)는 반전 입력 단자(-)에 입력된 분배 전압(V_FB)이 비반전 입력 단자(+)에 입력된 기준 전압(Vref)보다 높으면 전압차에 따라 감소할 것이다.

비교기(140)는 에러 신호(V_ERR)를 피드백 신호(V_SEN)와 비교할 것이다. 비교기(170)의 출력과 유사 랜덤 클록 발생부(180)로부터 출력되는 클록 신호(CLK)는 SR 플립플롭(SR)의 리세트 및 세트 단자들(R, S)에 각각 제공될 것이다. SR 플립플롭(SR)에 의해서 생성된 구동 신호(PWM)는 MOS 트랜지스터(SW1)의 도전 시간을 조정하도록 (즉, 구동 신호(PWM)의 펄스 유지 구간(pulse duration)을 조정하도록) 그리고 DC 출력 전압(_VOUT)을 조정하도록 버퍼(BUF)를 통해 MOS 트랜지스터(SW1)의 게이트에 제공될 것이다. 구동 신호(PWM)는 세트 단자(S)에 제공되는 클록 신호(CLK)의 로우-하이 천이에 동기되어 로우-하이 천이를 가지며, 리세트 단자(R)에 제공되는 비교기 출력의 로우-하이 천이에 동기되어 하이-로우 천이를 갖는다. 즉, 구동 신호(PWM)의 듀티비(또는, 온-타임/하이-레벨 구간)는 클록 신호(CLK)가 로우 레벨에서 하이 레벨로 천이하는 시간과 피드백 신호(V_SEN)가 에러 신호(V_ERR)에 도달하는 시간에 의해서 결정될 것이다.

유사 랜덤 클록 발생부(150)는 SR 플립플롭(SR)의 세트 단자(S)에 제공되는 클록 신호(CLK)를 발생할 것이다. 클록 신호(CLK)의 주기(또는, 주파수)는 랜덤하게 변화할 것이다. 유사 랜덤 클록 발생부(150)는 랜덤 코드(D[x:0])를 발생하는 유사 랜덤 코드 발생기(도면에는 RRCG로 표기됨)(151)와 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 변화하는 주기(또는, 주파수)를 갖는 클록 신호(CLK)를 발생하는 클록 발생기(도면에는 CG로 표기됨)(152)를 포함할 것이다. 클록 신호(CLK)의 주기는 유사 랜덤 코드 발생기(151)에 의해서 생성되는 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 가변될 것이다. 즉, MOS 트랜지스터(SW1)의 스위칭 주파수가 가변될 것이다. 이는, 앞서 설명된 바와 같이, 매 순간 스위칭 주파수를 랜덤하게 바꾸어 주어 노이즈 파워를 분산시켜 전체적인 피크 노이즈 레벨을 낮추기 위함이다.

인덕터 전류 발생부(160)는 부스트 회로(110)의 노드(LX)에 연결되며, 인덕터 전류(I_L)를 감지하여 감지 전류(I_SEN)를 발생할 것이다. 예를 들면, 인덕터 전류 발생부(160)는 구동 신호(PWM)의 온-타임 구간 동안 부스트 인덕터(L)를 통해 흐르는 인덕터 전류(I_L)를 감지하고, 감지 결과에 따라 감지 전류(I_SEN)를 출력할 것이다. 기울기 보상 램프 발생부(170)는 유사 랜덤 클록 발생부(150)로부터 클록 신호(CLK)와 랜덤 코드(D[x:0])를 입력받아 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)를 발생할 것이다. 예시적인 실시예에 있어서, 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)의 기울기는 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 변화될 것이다. 랜덤 코드(D[x:0])가 스위칭 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로의 변화를 나타낼 때, 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)의 기울기는 감소할 것이다. 랜덤 코드(D[x:0])가 스위칭 주파수가 낮은 주파수에서 높은 주파수로의 변화를 나타낼 때, 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)의 기울기는 증가할 것이다. 울기 보상 램프 신호(I_SLP)와 감지 전류(I_SEN)는 피드백 신호(V_SEN)를 발생하도록 가산기(180)에 의해서 가산될 것이다.

스위칭 주파수의 변화를 즉각적으로 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)에 반영하는 적응적인 피드-포워드 기울기 보상 기술에 따르면, 천이 특성을 개선하는 것이 가능하다. 예를 들면, 주파수 변화량을 온-듀티 변화량에 즉각적으로 반영시킴으로써 주파수 변화로 인한 평균 인덕터 전류의 변화를 상쇄하는 것이 가능하다. 결과적으로, 출력 전압의 단속 특성이 열화되는 것을 개선하는 것이 가능하다. 다시 말해서, 시스템 차단 주파수의 제약을 받는 낮은 피드백 루프 밴드폭에 기인한 긴 안정화 시간의 필요 없이 주파수 변화량을 즉각적으로 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)에 반영함으로써 정상 상태의 듀티비를 유지시킬 수 있다. 따라서, 주파수 변화시 단속 특성의 안정화를 바로 가져올 수 있다.

예시적인 실시예에 있어서, 에러 증폭기(130), 비교기(140), 인덕터 전류 발생부(160), 기울기 보상 램프 발생부(170), 그리고 가산기(180)는 분배 전압(V_FB) 그리고 부스트 인덕터(L)를 통해 흐르는 전류에 의거하여 SR 플립플롭(SR)의 리세트 단자(R)에 가해지는 리세트 신호를 발생하는 리세트 신호 발생 회로를 구성할 것이다. SR 플립플롭(SR)과 버퍼(BUF)는 유사 랜덤 클록 신호(CLK)와 리세트 신호에 응답하여 스위치(SW1)를 구동하기 위한 구동 신호(PWM)를 발생하는 구동 신호 발생 회로를 구성하며, 구동 신호(PWM)의 온-타임 구간은 유사 랜덤 클록 신호(CLK)의 활성화(예를 들면, 로우-하이 천이) 및 리세트 신호의 활성화(예를 들면, 로우-하이 천이)에 의해서 결정될 것이다. 인덕터 전류 발생기(160), 기울기 보상 램프 발생기(170), 가산기(180)는 부스트 인덕터(L)를 통해 흐르는 인덕터 전류를 감지하여 얻어진 감지 신호(I_SEN)와 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)를 가산하여 피드백 신호(V_SEN)를 발생하는 피드백 신호 발생 회로를 구성할 것이다.

도 4는 도 3의 전류 모드 PWM 부스트 변환기의 동작을 설명하기 위한 도면이다.

도 4에 도시된 바와 같이, tn 시점 이전 즉, 스위칭 주파수(또는, 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 클록 발생부(152)에 의해서 생성되는 클록 신호(CLK)의 주파수)가 변화되기 이전에 구동 신호(PWM)의 듀티비는 Ts(n-1)ㆍD일 것이다. 정상 상태의 경우, 인덕터 전류(I_L)는 구동 신호(PWM)에 의해서 제어되는 MOS 트랜지스터(SW1)의 턴-온 및 턴-오프 상태들에 따라 반복적으로 증가 및 감소할 것이다. 이러한 경우, 출력 전압(V_OUT)은 안정적으로 유지될 것이다.

tn 시점을 기준으로 스위칭 주파수(즉, 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 클록 발생부(152)에 의해서 생성되는 클록 신호(CLK)의 주파수)가 fs(n-1)에서 fs(n) (fs(n-1)>fs(n))으로 변화되면, 기울기 보상 램프 발생부(170)는 변화된 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)의 기울기를 변화시킬 것이다. 예를 들면, 스위칭 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로 변화될 때, 기울기 보상 램프 발생부(170)는 변화된 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)의 기울기를 감소시킬 것이다. 이는 피드백 신호(V_SEN)의 피크 레벨이 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨에 도달하는 시간이 길어짐을 의미한다. 즉, SR 플립플롭(SR)의 리세트 시점이 스위칭 주파수의 변화에 따라 느려지며, 그 결과 구동 신호(PWM)의 듀티비가 증가할 것이다.

스위칭 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로 변화될 때 구동 신호(PWM)의 듀티비를 증가시킴으로써, 인덕터 전류(I_L)가 급격히 감소하는 것을 방지할 수 있다. 따라서, 스위칭 주파수의 변화에 따라 즉각적으로 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)의 기울기를 변화시킴으로써 스위칭 주파수의 변화 이전과 동일하게 정상 상태의 듀티비를 유지시킬 수 있다. 이는 스위칭 주파수의 변화로 인한 전압 리플의 생성이 방지됨을 의미한다.

요약하면, K(n)과 K(n-1) (K는 기울기 변화량을 나타냄) 모두 서브-하모닉 발진을 피하는 0.5 이상을 유지한다는 가정하에 주파수에 비례하게 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)의 기울기가 변화될 것이다. 즉, 주파수가 느려지면 느려지는 만큼 K값을 줄여주면 에러 신호(V_ERR)가 피드백 루프에 의해 바뀌기 전에 피드백 신호(V_SEN)가 에러 신호(V_ERR)에 도달하는 시점이 느려지게 된다. 결과적으로, 주파수 변화 전후의 듀티비를 동일하게 유지하는 것이 가능하다. 이는 K(n)=((fs(n)/fs(n-1))ㆍK(n-1)와 같이 표현될 수 있다.

스위칭 주파수의 변화시 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)의 기울기가 그대로 유지되는 경우(예를 들면, 앞서 설명된 피드-포워드 기울기 보상 기법이 전류 모드 PWM 변환기에 적용되지 않은 경우), 도 4의 점선으로 도시된 바와 같이, 피드백 신호(V_SEN)의 피크 레벨이 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨에 도달하는 시간은 스위칭 주파수의 변화 이전과 동일하게 유지될 것이다. 이러한 경우, 스위칭 주파수의 변화 이전의 구동 신호(PWM)의 듀티비와 비교하여 볼 때, 스위칭 주파수의 변화 이후의 구동 신호(PWM)의 듀티비는 피드백 루프들을 통해 점진적으로 증가할 것이다. 이는 인덕터 전류(I_L)의 감소를 초래하며, 그 결과 출력 전압(V_OUT)이 낮아질 것이다. 이에 반해서, 스위칭 주파수의 변화에 따라 즉각적으로 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)의 기울기를 변화시킴으로써 스위칭 주파수의 변화 이전과 동일하게 정상 상태의 듀티비를 유지시킬 수 있다.

비록 도면에는 도시되지 않았지만, 임의 시점을 기준으로 스위칭 주파수(즉, 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 클록 발생부(152)에 의해서 생성되는 클록 신호(CLK)의 주파수)가 fs(n-1)에서 fs(n) (fs(n-1)<fs(n))으로 변화되면, 기울기 보상 램프 발생부(170)는 변화된 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)의 기울기를 변화시킬 것이다. 예를 들면, 스위칭 주파수가 낮은 주파수에서 높은 주파수로 변화될 때, 기울기 보상 램프 발생부(170)는 변화된 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)의 기울기를 증가시킬 것이다. 이는 피드백 신호(V_SEN)의 피크 레벨이 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨에 도달하는 시간이 짧아짐을 의미한다. 즉, SR 플립플롭(SR)의 리세트 시점이 스위칭 주파수의 변화에 따라 빨라지며, 그 결과 구동 신호(PWM)의 듀티비는 감소할 것이다.

도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 전류 모드 PWM 부스트 변환기를 보여주는 블록도이다. 도 5를 참조하면, 전류 모드 PWM 부스트 변환기(200)는 부스트 회로(210), 전압 분배부(220), 에러 증폭기(230), 보상 회로 (또는, 에러 신호 보상 회로) (240), 비교기(250), 의사 랜덤 클록 발생부(pseudo random clock generating unit)(260), 기울기 보상 램프 발생부(270), 인덕터 전류 발생부(280), 가산기(290), SR 플립플롭(SR), 그리고 버퍼(BUF)를 포함할 것이다. 도 5에 있어서, 부스트 회로(210), 전압 분배부(220), 에러 증폭기(230), 비교기(250), 의사 랜덤 클록 발생부(260), 인덕터 전류 발생부(280), 가산기(290), SR 플립플롭(SR), 그리고 버퍼(BUF)는 도 3에 도시된 것과 실질적으로 동일하며, 그것에 대한 설명은 그러므로 생략될 것이다.

에러 신호 보상 회로(240)는 유사 랜덤 코드 발생기(261)로부터 생성된 랜덤 코드(D[x:0])에 응답하여 에러 증폭기(230)로부터 출력되는 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨을 가변시킨다. 에러 신호 보상 회로(240)에 제공되는 랜덤 코드(D[x:0])는 스위칭 주파수의 변화를 나타내는 정보로서 사용될 것이다. 에러 신호 보상 회로(240)는 주파수 변화에 반비례하도록 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨을 가변시킨다. 예를 들면, 스위칭 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로 변화할 때, 에러 신호 보상 회로(240)는 변화된 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨을 증가시킨다. 스위칭 주파수가 낮은 주파수에서 높은 주파수로 변화할 때, 에러 신호 보상 회로(240)는 변화된 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨을 감소시킨다.

스위칭 주파수의 변화를 즉각적으로 에러 신호(V_ERR)에 반영하는 적응적인 피드-포워드 전압 보상 기술에 따르면, 천이 특성을 개선하는 것이 가능하다. 예를 들면, 주파수 변화량을 온-듀티 변화량에 즉각적으로 반영시킴으로써 주파수 변화로 인한 평균 인덕터 전류의 변화를 상쇄하는 것이 가능하다. 결과적으로, 출력 전압의 단속 특성이 열화되는 것을 개선하는 것이 가능하다. 다시 말해서, 시스템 차단 주파수의 제약을 받는 낮은 피드백 루프 밴드폭에 기인한 긴 안정화 시간의 필요 없이 주파수 변화량을 즉각적으로 에러 신호(V_ERR)에 반영함으로써 정상 상태의 듀티비를 유지시킬 수 있다. 따라서, 주파수 변화시 단속 특성의 안정화를 바로 가져올 수 있다.

예시적인 실시예에 있어서, 에러 증폭기(230), 보상 회로(240), 비교기(250), 인덕터 전류 발생부(280), 기울기 보상 램프 발생부(270), 그리고 가산기(290)는 분배 전압(V_FB) 그리고 부스트 인덕터(L)를 통해 흐르는 전류에 의거하여 SR 플립플롭(SR)의 리세트 단자(R)에 가해지는 리세트 신호를 발생하는 리세트 신호 발생 회로를 구성할 것이다. SR 플립플롭(SR)과 버퍼(BUF)는 유사 랜덤 클록 신호(CLK)와 리세트 신호에 응답하여 스위치(SW1)를 구동하기 위한 구동 신호(PWM)를 발생하는 구동 신호 발생 회로를 구성하며, 구동 신호(PWM)의 온-타임 구간은 유사 랜덤 클록 신호(CLK)의 활성화(예를 들면, 로우-하이 천이) 및 리세트 신호의 활성화(예를 들면, 로우-하이 천이)에 의해서 결정될 것이다. 인덕터 전류 발생기(280), 기울기 보상 램프 발생기(270), 가산기(290)는 부스트 인덕터(L)를 통해 흐르는 인덕터 전류를 감지하여 얻어진 감지 신호(I_SEN)와 기울기 보상 램프 신호(I_SLP)를 가산하여 피드백 신호(V_SEN)를 발생하는 피드백 신호 발생 회로를 구성할 것이다.

도 6은 도 5의 전류 모드 PWM 부스트 변환기의 동작을 설명하기 위한 도면이다.

도 6에 도시된 바와 같이, tn 시점 이전 즉, 스위칭 주파수(또는, 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 클록 발생부(262)에 의해서 생성되는 클록 신호(CLK)의 주파수)가 변화되기 이전에 구동 신호(PWM)의 듀티비는 Ts(n-1)ㆍD일 것이다. 정상 상태의 경우, 인덕터 전류(I_L)는 구동 신호(PWM)에 의해서 제어되는 MOS 트랜지스터(SW1)의 턴-온 및 턴-오프 상태들에 따라 반복적으로 증가 및 감소할 것이다. 이러한 경우, 출력 전압(V_OUT)은 안정적으로 유지될 것이다.

tn 시점을 기준으로 스위칭 주파수(즉, 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 클록 발생부(152)에 의해서 생성되는 클록 신호(CLK)의 주파수)가 fs(n-1)에서 fs(n) (fs(n-1)>fs(n))으로 변화되면, 에러 신호 보상 회로(240)는 변화된 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨을 변화시킬 것이다. 예를 들면, 스위칭 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로 변화될 때,에러 신호 보상 회로(240)는 변화된 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨을 증가시킬 것이다. 이는 피드백 신호(V_SEN)의 피크 레벨이 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨에 도달하는 시간이 길어짐을 의미한다. 즉, SR 플립플롭(SR)의 리세트 시점이 스위칭 주파수의 변화에 따라 느려지며, 그 결과 구동 신호(PWM)의 듀티비가 증가할 것이다.

스위칭 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로 변화될 때 구동 신호(PWM)의 듀티비를 증가시킴으로써, 인덕터 전류(I_L)가 감소하는 것을 방지할 수 있다. 따라서, 스위칭 주파수의 변화에 따라 즉각적으로 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨을 변화시킴으로써 스위칭 주파수의 변화 이전과 동일하게 정상 상태의 듀티비를 유지시킬 수 있다. 이는 스위칭 주파수의 변화로 인한 전압 리플의 생성이 방지됨을 의미한다.

스위칭 주파수의 변화시 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨이 그대로 유지되는 경우, 도 6의 점선으로 도시된 바와 같이, 피드백 신호(V_SEN)의 피크 레벨이 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨에 도달하는 시간은 스위칭 주파수의 변화 이전과 동일하게 유지될 것이다. 이러한 경우, 스위칭 주파수의 변화 이전의 구동 신호(PWM)의 듀티비와 비교하여 볼 때, 스위칭 주파수의 변화 이후의 구동 신호(PWM)의 듀티비는 점진적으로 증가할 것이다. 이는 인덕터 전류(I_L)의 감소를 초래하며, 그 결과 출력 전압(V_OUT)이 낮아질 것이다.

비록 도면에는 도시되지 않았지만, 임의 시점을 기준으로 스위칭 주파수(즉, 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 클록 발생부(262)에 의해서 생성되는 클록 신호(CLK)의 주파수)가 fs(n-1)에서 fs(n) (fs(n-1)<fs(n))으로 변화되면, 에러 신호 보상 회로(240)는 변화된 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨을 변화시킬 것이다. 예를 들면, 스위칭 주파수가 낮은 주파수에서 높은 주파수로 변화될 때, 에러 신호 보상 회로(240)는 변화된 랜덤 코드(D[x:0])에 따라 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨을 감소시킬 것이다. 이는 피드백 신호(V_SEN)의 피크 레벨이 에러 신호(V_ERR)의 전압 레벨에 도달하는 시간이 짧아짐을 의미한다. 즉, SR 플립플롭(SR)의 리세트 시점이 스위칭 주파수의 변화에 따라 빨라지며, 그 결과 구동 신호(PWM)의 듀티비는 감소할 것이다.

도 7a 내지 도 7c는 적응적인 피드-포워드 보상이 적용되기 전후의 시뮬레이션 결과를 보여주는 도면들이다.

도 7a에는 적응적인 피드-포워드 보상(Adaptive Feed-Forward Compensation)이 적용되지 않은 경우 주파수 변경 전후의 인덕터 전류(I_L), 구동 신호(PWM), 출력 전압(V_OUT), 피드백 신호(V_SEN), 그리고 에러 신호(V_ERR)가 도시되어 있다. 도 7a에 도시된 바와 같이, 스위칭 주파수가 변화할 때 567mV의 출력 전압 리플이 발생하였다. 이는 듀티비가 피드백 루프에 의해서 결정되기 때문에 천이 응답(transient response)이 느리며 그에 따라 인덕터 전류에 디스터번스가 많이 가해져서 출력 전압 리플이 크게 발생하게 된다.

도 7b에는 도 3 및 도 4을 참조하여 설명된 적응적인 피드-포워드 기울기 보상 기법이 적용된 경우 주파수 변경 전후의 인덕터 전류(I_L), 구동 신호(PWM), 출력 전압(V_OUT), 피드백 신호(V_SEN), 그리고 에러 신호(V_ERR)가 도시되어 있다. 도 7b를 참조하면, 적응적인 피드-포워드 기울기 보상 기법이 적용된 경우, 주파수 변경시 250mV의 출력 전압 리플이 발생하였다. 도 7a의 경우와 비교하여 볼 때, 리플이 약 55%가 줄어들었다.

도 7c에는 도 5 및 도 6를 참조하여 설명된 적응적인 피드-포워드 전압 보상 기법이 적용된 경우 주파수 변경 전후의 인덕터 전류(I_L), 구동 신호(PWM), 출력 전압(V_OUT), 피드백 신호(V_SEN), 그리고 에러 신호(V_ERR)가 도시되어 있다. 도 7c를 참조하면, 적응적인 피드-포워드 전압 보상 기법이 적용된 경우, 주파수 변경시 280mV의 출력 전압 리플이 발생하였다. 도 7a의 경우와 비교하여 볼 때, 리플이 약 50%가 줄어들었다.

이와 같은 적응적인 피드-포워드 보상 기법을 노이즈 스프레딩(Noise Spreading)을 위한 유사 랜덤 SSFD 스킴에 적용하면, 피드-포워드 루프가 매 순간 바뀌는 주파수에 대응하게 되고 전압 단속 특성에 큰 이득을 가져오게 될 것이다.

본 발명의 범위 또는 기술적 사상을 벗어나지 않고 본 발명의 구조가 다양하게 수정되거나 변경될 수 있음은 이 분야에 숙련된 자들에게 자명하다. 상술한 내용을 고려하여 볼 때, 만약 본 발명의 수정 및 변경이 아래의 청구항들 및 동등물의 범주 내에 속한다면, 본 발명이 이 발명의 변경 및 수정을 포함하는 것으로 여겨진다.

110, 210: 부스트 회로
120, 220: 전압 분배부
130, 230: 에러 증폭기
140, 250: 비교기
150, 260: 의사 랜덤 클록 발생부
160, 280: 인덕터 전류 발생부
170, 270: 기울기 보상 램프 발생부
180, 290: 가산기
240: 에러 신호 보상 회로

Claims

부스트 인덕터와 스위치를 포함하며, 입력 전압을 증가시켜 출력 전압을 발생하는 부스트 회로와;
랜덤하게 변화하는 주파수를 갖는 유사 랜덤 클록 신호를 발생하는 유사 랜덤 클록 발생부와;
상기 출력 전압으로부터 분배 전압을 발생하는 전압 분배부와;
상기 분배 전압 그리고 상기 부스트 인덕터를 통해 흐르는 전류에 의거하여 리세트 신호를 발생하는 리세트 신호 발생 회로와; 그리고
상기 유사 랜덤 클록 신호와 상기 리세트 신호에 응답하여 상기 스위치를 구동하기 위한 구동 신호를 발생하되, 상기 구동 신호의 온-타임 구간은 상기 유사 랜덤 클록 신호의 활성화 및 상기 리세트 신호의 활성화에 의해서 결정되는 구동 신호 발생 회로를 포함하며,
상기 리세트 신호의 활성화 시점은 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로 변할 때 늦춰지고, 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 낮은 주파수에서 높은 주파수로 변할 때 빨라지는 전류 모드 PWM 변환기.
삭제
제 1 항에 있어서,
상기 리세트 신호 발생 회로는
상기 분배 전압과 기준 전압을 비교하여 에러 신호를 발생하는 에러 증폭기와;
상기 부스트 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류를 감지하여 얻어진 감지 신호와 기울기 보상 램프 신호를 가산하여 피드백 신호를 발생하는 피드백 신호 발생 회로와; 그리고
상기 에러 신호와 상기 피드백 신호를 비교하여 상기 리세트 신호를 출력하는 비교기를 포함하며,
상기 기울기 보상 램프 신호의 기울기는 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화를 나타내는 정보에 따라 변화하는 전류 모드 PWM 변환기.
제 3 항에 있어서,
상기 피드백 신호 발생 회로는 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로 변화할 때 상기 기울기 보상 램프 신호의 기울기를 감소시키고, 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 낮은 주파수에서 높은 주파수로 변화할 때 상기 기울기 보상 램프 신호의 기울기를 증가시키는 전류 모드 PWM 변환기.
제 4 항에 있어서,
상기 피드백 신호 발생 회로는
상기 인덕터 전류를 감지하여 상기 감지 신호를 출력하는 인덕터 전류 발생부와;
상기 유사 랜덤 클록 신호에 응답하여 상기 기울기 보상 램프 신호를 발생하되, 상기 기울기 보상 램프 신호의 기울기는 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화에 따라 가변되는 기울기 보상 램프 발생부와; 그리고
상기 감지 신호와 상기 기울기 보상 램프 신호를 가산하여 상기 피드백 신호를 발생하는 가산기를 포함하는 전류 모드 PWM 변환기.
제 5 항에 있어서,
상기 유사 랜덤 클록 발생부는
랜덤 코드를 발생하는 유사 랜덤 코드 발생기와; 그리고
상기 랜덤 코드에 따라 변화하는 주파수를 갖는 상기 유사 랜덤 클록 신호를 발생하는 클록 발생기를 포함하는 전류 모드 PWM 변환기.
제 6 항에 있어서,
상기 기울기 보상 램프 신호의 기울기는 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화시 상기 랜덤 코드에 따라 즉각적으로 변화되는 전류 모드 PWM 변환기.
제 1 항에 있어서,
상기 리세트 신호 발생 회로는
상기 부스트 인덕터를 통해 흐르는 인덕터 전류를 감지하여 얻어진 감지 신호와 기울기 보상 램프 신호를 가산하여 피드백 신호를 발생하는 피드백 신호 발생 회로와;
상기 분배 전압과 기준 전압을 비교하여 에러 신호를 발생하는 에러 증폭기와;
상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수 변화를 나타내는 정보에 따라 상기 에러 신호의 전압 레벨을 가변시켜 보상 에러 신호를 발생하는 에러 신호 보상 회로와; 그리고
상기 보상 에러 신호와 상기 피드백 신호를 비교하여 상기 리세트 신호를 출력하는 비교기를 포함하는 전류 모드 PWM 변환기.
제 8 항에 있어서,
상기 피드백 신호 발생 회로는
상기 인덕터 전류를 감지하여 상기 감지 신호를 출력하는 인덕터 전류 발생부와;
상기 유사 랜덤 클록 신호에 응답하여 상기 기울기 보상 램프 신호를 발생하는 기울기 보상 램프 발생부와; 그리고
상기 감지 신호와 상기 기울기 보상 램프 신호를 가산하여 상기 피드백 신호를 발생하는 가산기를 포함하는 전류 모드 PWM 변환기.
제 9 항에 있어서,
상기 에러 신호 보상 회로는 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 높은 주파수에서 낮은 주파수로 변화할 때 상기 에러 신호의 전압 레벨을 증가시키고, 상기 유사 랜덤 클록 신호의 주파수가 낮은 주파수에서 높은 주파수로 변화할 때 상기 에러 신호의 전압 레벨을 감소시키는 전류 모드 PWM 변환기.