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KR100450539B1 - Ｃｄｍａ 변조 방법 및 그 장치 - Google Patents

Ｃｄｍａ 변조 방법 및 그 장치 Download PDF

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KR100450539B1
KR100450539B1 KR10-2002-7006184A KR20027006184A KR100450539B1 KR 100450539 B1 KR100450539 B1 KR 100450539B1 KR 20027006184 A KR20027006184 A KR 20027006184A KR 100450539 B1 KR100450539 B1 KR 100450539B1
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complex
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슈사꾸 후꾸모또
다까시 나까이
아라끼순스께
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샤프 가부시키가이샤
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Abstract

게이트 규모의 삭감과 함께, 저소비 전력화를 도모한 CDMA 복소 QPSK 확산 변조를 행할 수 있도록 한다. 디지털 데이터 신호 Di, Dq는 확산 부호 생성기(31, 32)로부터 생성된 제1 확산 부호 Ci, Cq와의 사이에서, 승산기(11, 12)에 의해 확산 변조되어, 확산 변조 신호 (Di·Ci)(41) 및 (Dq·Cq)(42)로 된다. 신호(41, 42)는 복소 QPSK 연산부(13)에 입력되고, 확산 부호 생성기(33, 34)로부터 생성된 제2 확산 부호 Si, Sq와의 사이에서 복소 QPSK 연산이 실행되고, LPF(18∼21)에 의해 필터링된다. DAC(22∼25)에 의해 아날로그값(51∼54)으로 변환되고, ICH 데이터 신호 Dq를 포함하는 신호(44, 45)에, 게인 팩터 제어기(35)로부터의 게인 팩터 G의 가중을 승산기(26, 27)로 행한다.

Description

ＣＤＭＡ 변조 방법 및 그 장치{CDMA MODULATION METHOD AND DEVICE THEREFOR}
스펙트럼 확산 통신 및 스펙트럼 확산 통신 기술을 이용한 CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템은 멀티패스 페이딩에 강하고, 데이터의 고속화가 가능하고, 통신 품질이 양호하고, 주파수 이용 효율이 양호한 특징을 갖고 있기 때문에, 차세대 이동 통신 및 멀티미디어 이동 통신에 유망한 통신 방식이다.
스펙트럼 확산 통신은 송신측에서 전송할 신호의 대역 폭보다 훨씬 넓은 대역으로 확산하여 송신한다. 한편, 수신측에서는 스펙트럼 확산된 신호를 원래의 신호 대역 폭으로 복원함으로써, 상기 특징이 발휘된다.
도 7은 종래의 스펙트럼 확산 통신 시스템에 있어서의 송신부의 블록도이다. 전송할 정보(100)는 1차 변조기(101)에 의해, BPSK(Binary Phase Shift Keying: 2상 위상 시프트 키잉)나 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying: 4상 위상 시프트 키잉) 등의 변조를 받은 데이터 신호 D(t)가 된다. 확산 부호 발생기(103)에 의해 생성된 스펙트럼 확산 부호 C(t)에 의해, 데이터 신호 D(t)는 2차 변조기(102)에 의해 2차 변조된다. 확산 부호 C(t)로서는 M 계열, 골드 부호, 아다마르 부호(Hadamard code) 등의 부호가 사용된다. CDMA 시스템은 확산 부호 발생기(103)에 의해 생성된 확산 부호 C(t)에 기초하여 사용자, 셀, 정보 채널 등의 구별을 행한다. 그 후, 승산기(104)에 의해, 무선 반송파 발생기(105)에 의해 발생시킨 반송파를 2차 변조파에 승산하여 무선 주파수로 변환한다. 이 변환된 반송파(기저 대역 송신 신호)를 증폭기(106)에 의해 증폭한 후, 안테나(107)로부터 송신한다.
그런데, 2차 변조(확산 변조)의 방법으로서 1차 변조와 마찬가지로 BPSK, QPSK 등이 있다. 도 8은 종래의 2차 변조기의 일례를 나타내는 블록도이다. 이 2차 변조기는 도 8에 도시한 바와 같이 동상 채널(ICH)과 직교 채널(QCH)에 독립된 데이터 Di, Dq에 대하여, 독립된 확산 부호 Ci, Cq를 이용하여 승산기(110, 111)에 의한 연산을 행한다. 이렇게 해서, Di·Ci 및 Dq·Cq인 확산 신호(112, 113)를 얻는다. 이 방법을 이중 채널 QPSK법이라고 하며, 이중 채널 QPSK는 독립된 데이터를 동시에 전송하는 경우에 유효한 방법이다. 이들 확산 변조에 대한 상세는 다음의 문헌에 기재되어 있다.
문헌 1: 요꼬야마 미쯔오(橫山光雄) 저(著) "스펙트럼 확산 통신 시스템" 과학 기술 출판사, P. 471∼478
다음으로, 복잡한 복소 QPSK 확산 변조법에 대하여 설명한다. 도 9는 이 복소 QPSK 확산 변조법을 행하는 2차 변조기의 다른 예를 나타내는 블록도이다. 이것은 복소 데이터 (Di, Dq)가 복소 QPSK 연산부(121)에서 복소 확산 부호 (Si, Sq)에 의해 복소 확산되어, ICH 확산 신호 Ai 및 QCH 확산 신호 Aq가 생성된다. 이 복소 QPSK 변조는 다음의 수학식 1과 같이 표현된다.
j: 허수 단위
복소 QPSK 연산부(121)는 수학식 1의 우변 각 항을 생성하기 위해서, 복소 데이터 (Di, Dq)와 복소 확산 부호 (Si, Sq)의 연산을 승산기(122, 123, 124, 125)에 의해 실행한다. 이렇게 해서, 연산 결과, 수학식 1에 있어서의 각 항 (Di·Si), (Dq·Sq), (Di·Sq), (Dq·Si)가 구해진다. 그리고, 수학식 1의 부호를 고려하여, 가산기(126, 127)에 의해 가산(감산)이 행해진다.
차세대 이동 통신 방식인 W-CDMA(Wideband-CDMA)에서는 2 종류의 확산 부호를 이용한 확산 변조가 행해진다. 즉, 부호 주기가 매우 긴 롱 코드와 부호 주기가 짧은 쇼트 코드를 조합하여, 확산 및 스크램블의 역할을 수행하고 있다. W-CDMA의 확산 변조 및 확산 부호의 역할에 대해서는 다음의 문헌에 상세가 소개되어 있다.
문헌 2: 사와하시(佐和橋), 아다찌(安達), "멀티미디어에 적합한 이동 무선 액세스: W-CDMA", 신학기법, SST-98-41, 1998-12
문헌 3: 오노(大野), 사와하시(佐和橋), 도이(土肥), 히가시(東), "광대역 코히어런트 DS-CDMA를 이용하는 이동 무선 액세스", NTT DoCoMo 테크니컬 저널, Vol. 4 No.3
다음으로, 도 8의 (Ci, Cq)에 의한 이중 확산과 도 9의 (Si, Sq)에 의한 복소 QPSK 변조를 조합한 2 종류의 확산 부호를 사용한 확산 변조법을 설명한다. 즉, 데이터 신호 (Di, Dq)를 확산 부호 (Ci, Cq)를 사용하여 이중 확산한 후, 확산 부호 (Si, Sq)에 의한 복소 QPSK 변조를 행한다. 이 복소 QPSK 변조는 수학식 2와 같이 표현된다.
도 10은 이 복소 QPSK 확산 변조법을 행하는 2차 변조기의 다른 예를 나타내는 블록도이다. 이 복소 QPSK 변조를 행하는 2차 변조기는 도 10에서, 데이터 신호 (Di, Dq)와 확산 부호 (Ci, Cq)는 승산기(110, 111)에 의해 이중 확산된다. 이 이중 확산된 신호(112, 113)는 복소 QPSK 연산부(121)에서, 다른 쪽의 확산 부호 (Si, Sq)와의 사이에서 복소 QPSK 확산 변조가 실행되고, 가산·감산기(126, 127)에 의해 가산(감산)이 행해진다.
즉, 복소 QPSK 연산부(121)는 수학식 2의 우변 각 항을 생성하기 위해서, 복소 데이터 (Di·Ci, Dq·Cq)와 복소 확산 부호 (Si, Sq)의 연산을 승산기(122,123, 124, 125)에 의해 실행한다. 이렇게 해서, 연산 결과, 수학식 2에 있어서의 각 항 (Di·Ci·Si), (Dq·Cq·Sq), (Di·Ci·Sq), (Dq·Cq·Si)가 구해진다.
여기서, 한쪽의 확산 부호(Ci, Cq)의 확산 속도(칩 레이트)와 다른 쪽의 확산 부호 (Si, Sq)의 확산 속도(칩 레이트)가 같은 경우에는 확산 부호 (Si, Sq)가 스크램블의 역할이 되기 때문에, 확산 부호 (Si, Sq)를 스크램블 코드라고도 한다.
도 10에서의 데이터 신호 (Di, Dq)는 상술한 바와 같이 독립된 데이터이다. 예를 들면, Di를 전송할 정보 데이터로 하고, Dq를 제어 신호로서 할당할 수 있다. 정보 데이터 Di와 제어 신호 Dq는 중요도 등에 따라 그 진폭비를 가변하기 위한 게인 팩터(Gain factor) G에 의해 조정되는 경우가 있다. 도 11은 제어 신호 Dq를 게인 팩터 G에 의해 조정하는 2차 변조기를 나타내는 블록도이다.
이 2차 변조기는 도 11에 도시한 바와 같이 직교 CH 데이터 신호 Dq는 게인 팩터 제어기(136)로부터 생성된 게인 팩터 G의 신호를 이용하여, 승산기(131)에 의해 가중치가 부여된다. 게인 팩터 G가 가중된 데이터 신호 (Di, G·Dq)는, 도 10과 마찬가지로, 확산 부호(Ci, Cq)는 승산기(110, 111)에 의해 이중 확산된 후, 복소 QPSK 연산부(121) 및 가산기(126, 127)에 의해 다른 쪽의 확산 부호 (Si, Sq)와의 사이에서 복소 QPSK 확산 변조가 실행된다.
이와 같이 복소 QPSK 변조된 신호 Ai, Aq는 CDMA 송신 신호의 대역 제한을 위해서 LPF(저역 통과 필터: 132, 133)(또는 인접 채널로의 누설 전력을 억압하기 위해서 루트 나이키스트 필터)를 통해 DAC(디지털-아날로그 변환기: 134, 135)에 의해 아날로그 신호 (Ri, Rq)로 변환된다. 이 후 아날로그 기저 대역 신호 (Ri,Rq)는 무선 주파수로 변환되고, 증폭된 후, 안테나로부터 CDMA 신호로서 송신된다.
도 11에 도시한 CDMA의 복소 QPSK 확산 변조 회로(2차 변조기)에 있어서, 디지털 데이터에 대한 가중치를 부여하기 위해서, 정밀하게 게인 팩터 G를 조정하기 위해서는 게인 팩터 G의 비트 수를 증대할 필요가 있다. 게인 팩터 G를 고려한 경우, 도 11에서의 ICH 확산 신호 Ai 및 QCH 확산 신호 Aq는, 이하에 나타내는 수학식 3이 된다.
수학식 3에 있어서, G를 포함하는 항은 다비트 연산이 된다. 수학식 3을 실행하기 위해서는 도 11의 복소 QPSK 연산부(121)는 다비트 연산이 되고, 그 결과, 확산 신호 Ai, Aq도 다비트 값이 된다. 따라서, LPF(또는 루트 나이키스트 필터)(132, 133)는 다비트 입력, 다비트 출력의 다비트 가중 디지털 필터가 된다. LPF(또는 루트 나이키스트 필터)(132, 133)는 인접 채널로의 누설 전력을 억압하기 위해서 CDMA 시스템에서는 엄격히 규정되어 있다. 예를 들면, 다음의 문헌 4에 상세가 설명되어 있다.
문헌 4: 히가시(東), 다까끼(高木), 유노끼(柚木), 다까미(鷹見), "W-CDMA 시스템 실험 특집(1) 이동국 장치 개요", NTT DoCoMo 테크니컬 저널, Vol. 6 No. 3
다비트의 가중 및 많은 탭(taps)을 갖은 디지털 필터에 의해 LPF(또는 루트나이키스트 필터)(132, 133)의 엄격한 특성이 실현된다. 이와 같이 LPF(또는 루트 나이키스트 필터)(132, 133)는 다비트 입력, 다비트 출력, 다비트 가중, 많은 탭이 필요해지기 때문에, 게이트 규모 및 소비 전력이 증대한다고 하는 과제가 있다.
본 발명의 목적은 게이트 규모를 삭감함과 함께, 저소비 전력화를 도모한 CDMA 복소 QPSK 확산 변조를 실현하기 위한 CDMA 변조 방법 및 그 장치를 제공하는 것이다.
〈발명의 개시〉
본 발명은 상기 과제를 해결하기 위해서 다음과 같은 구성을 갖는다.
제1 발명은 송신할 동상 채널 신호와 직교 채널 신호 중 적어도 하나의 신호에 게인 팩터에 의해 가중치를 인가하고, 복소 확산 부호에 의해 복소 QPSK 확산 변조하여 얻어진 신호를 저역 필터링한 후, 디지털-아날로그 변환하여, 기저 대역 송신 신호로 하는 CDMA 변조 방법이다. 그리고, 게인 팩터의 가중치를 저역 필터링 후 또는 디지털-아날로그 변환 후의 어느 시점에서 인가하는 것을 특징으로 한다.
제2 발명은 적어도 하나의 복소 확산 부호 발생 장치와, 송신할 동상 채널 신호와 직교 채널 신호를 상기 복소 확산 부호 발생 장치로부터 생성된 복소 확산 부호에 의해 복소 QPSK 확산 변조하는 복소 QPSK 연산부와, 복소 QPSK 연산부로부터의 출력 신호의 각각에 접속된 저역 통과 필터와, 해당 저역 통과 필터를 통과한 신호를 디지털-아날로그 변환하는 디지털-아날로그 변환기와, 송신할 동상 채널 신호 또는 직교 채널 신호에 대응한 항에 게인 팩터의 가중치를 인가하기 위한 게인팩터 승산기와, 가중치를 부여한 신호를 가산하여 복소 QPSK 확산 변조 신호를 생성하는 가산 장치를 포함하는 CDMA 변조 장치이다. 그리고, 상기 게인 팩터 승산기는 상기 저역 통과 필터 또는 디지털-아날로그 변환기의 후단에 배치되는 것을 특징으로 한다.
제3 발명은 상기 저역 통과 필터는, 루트 나이키스트 특성의 디지털 필터이며, 25 내지 40개의 탭 수 및 5 내지 8 비트의 가중 계수의 양자화 비트 수를 갖는 것을 특징으로 한다.
제4 발명은 디지털-아날로그 변환된 송신 신호에 대하여 게인 팩터를 인가하는 경우, 게인 팩터를 디지털 제어하여, 디지털-아날로그 변환기를 통해 가중치를 인가하는 것을 특징으로 한다.
제5 발명은 송신할 동상 채널 신호, 직교 채널 신호 각각에 가중치를 인가하는 경우, 한쪽의 채널 신호에 대한 게인 팩터를 이용하여, 다른 쪽의 채널 신호에 대한 게인 팩터를 정규화함으로써, 하나의 채널 신호에 대해서만 게인 조정을 행하는 것을 특징으로 한다.
제6 발명은 적어도 하나의 복소 확산 부호 발생 장치와, 송신할 동상 채널 신호 또는 직교 채널 신호에 대응한 항에 게인 팩터의 가중치를 인가하기 위한 게인 팩터 승산기와, 상기 게인 팩터 승산기를 통과한 채널 신호와 다른 쪽의 채널 신호를 상기 복소 확산 부호 발생 장치로부터 생성된 복소 확산 부호에 의해 복소 QPSK 확산 변조하는 복소 QPSK 연산부와, 상기 복소 QPSK 연산부로부터의 출력을 가산하여 복소 QPSK 확산 변조 신호를 생성하는 가산 장치와, 생성된 복소 QPSK 확산 변조 신호에 접속된 저역 통과 필터와, 해당 저역 통과 필터를 통과한 신호를 디지털-아날로그 변환하는 디지털-아날로그 변환기를 포함한 CDMA 변조 장치이다. 그리고, 상기 게인 팩터가 4 비트 이상인 것을 특징으로 한다.
제7 발명은 상기 저역 통과 필터는 25 내지 40개의 탭 수 및 5 내지 8 비트의 가중 계수의 양자화 비트 수를 갖는 루트 나이키스트 특성의 디지털 필터이고, 상기 디지털-아날로그 변환기는 소요 비트 수가 8 내지 10 비트인 것을 특징으로 한다.
본 발명의 CDMA 복소 QPSK 확산 변조 장치는 2 종류의 확산 부호를 사용하여 확산 및 스크램블 동작을 행한다. QCH의 정보 데이터는 확산 부호에 의해 이중 채널 QPSK 확산 변조되고, 그리고 그 신호와 다른 한쪽의 확산 부호(스크램블 부호)에 의해 복소 QPSK 연산된다. 그 연산 출력은 1 비트 입력의 루트 나이키스트 필터에 입력되어, DAC에 의해 아날로그량으로 변환된다. 게인 팩터는 DAC 출력 신호와 아날로그 연산되고, 그리고 DAC 출력 신호의 가산에 의해 목적의 ICH 및 QCH 송신 기저 대역 신호를 생성할 수 있다.
따라서, 2 종류의 확산 부호를 사용한 CDMA 복소 QPSK 확산을 행하여 수학식 3에 기초하여, 게인 팩터의 연산, 복소 QPSK 연산 방법 및 루트 나이키스트 필터, DAC에서의 연산 방법 및 구성법을 최적화함으로써, 복잡한 루트 나이키스트 필터(디지털 필터) 입력 신호를 다비트를 사용하지 않고, 최소의 1 비트 입력으로 가능하게 하였다. 따라서, 소요 게이트 수의 감소화 및 저소비 전력화가 가능해진다.
본 발명은 스펙트럼 확산 통신 시스템 및 CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템에 있어서의 확산 변조 방법 및 그 장치에 관한 것으로, 특히 복소 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 확산 변조를 행하는 CDMA 확산 변조 방법 및 그 장치에 관한 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 CDMA 변조 회로의 일 실시 형태를 나타내는 블록도.
도 2는 파라미터로서 오버샘플링한 경우의 소요 탭 수와 인접 채널 누설 전력과의 관계를 나타내는 그래프.
도 3은 루트 나이키스트 필터의 가중 계수의 양자화 비트 수와 제곱 오차의 관계를 나타내는 그래프.
도 4는 디지털-아날로그 변환기의 소요 비트 수와 인접 채널 누설 전력과의 관계를 나타내는 그래프.
도 5는 루트 나이키스트 필터의 게이트 수와 입력 비트 수를 나타내는 그래프.
도 6은 본 발명에 따른 CDMA 변조 회로의 다른 실시 형태를 나타내는 블록도.
도 7은 종래의 스펙트럼 확산 통신 시스템에 있어서의 송신부의 블록도.
도 8은 종래의 2차 변조기의 일례를 나타내는 블록도.
도 9는 종래의 2차 변조기의 다른 예를 나타내는 블록도.
도 10은 종래의 2차 변조기의 또 다른 예를 나타내는 블록도.
도 11은 종래의 2차 변조기의 또 다른 예를 나타내는 블록도.
〈발명을 실시하기 위한 최량의 형태〉
이하, 본 발명의 실시 형태를 도면을 참조하여 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 CDMA 변조 회로의 일 실시 형태를 나타내는 블록도이다. 이 CDMA 변조 회로(도 7에서의 2차 변조기)에의 입력 신호는 디지털 데이터신호 (Di, Dq)이고, 승산기(11, 12), 제1 확산 부호 생성기(31, 32), 제2 확산 부호 생성기(33, 34), 복소 QPSK 연산부(13), LPF(또는 루트 나이키스트 필터)(18, 19, 20, 21), DAC(디지털-아날로그 변환기: 22, 23, 24, 25), 게인 팩터 제어기(35), 가중 승산기(26, 27) 및 가산기(28, 29)로 구성된다. 복소 QPSK 연산부(13)는 승산기(14, 15, 16, 17)로 구성되어 있다.
독립된 디지털 데이터 신호 Di, Dq는 확산 부호 생성기(31, 32)로부터 생성된 제1 확산 부호 Ci, Cq와의 사이에서, 승산기(11, 12)에 의해 확산 변조되어, 확산 변조 신호 (Di·Ci)(41) 및 (Dq·Cq)(42)로 된다. 확산 변조 신호(41, 42)는 복소 QPSK 연산부(13)에 입력되고, 다른 한쪽의 확산 부호 생성기(33, 34)로부터 생성된 제2 확산 부호 Si, Sq와의 사이에서 복소 QPSK 연산이 실행된다. 복소 QPSK 연산부(13)에의 입력 신호 (Di·Ci, Dq·Cq: 41, 42)는 제2 확산 부호 (Si, Sq)와의 복소 QPSK 연산의 결과, 출력(43, 44, 45, 46)으로 된다. 이들 복소 QPSK 연산의 출력(43, 44, 45, 46)은 수학식 2의 연산에 의해 생긴 4개의 항에 대응하고 있다. 즉, 복소 QPSK 연산 기능은, 수학식 2로 나타낸 바와 같이 입력의 ICH 및 QCH 신호와 확산 부호(스크램블 코드)의 ICH 및 QCH 신호와의 승산을 실행하고, 그 결과 4항 (Di·Ci·Si), (Dq·Cq·Sq), (Di·Ci·Sq), (Dq·Cq·Si)가 구해진다.
복소 QPSK 연산으로부터 생긴 상기 4항에 해당하는 신호(43∼46)는 인접 채널로의 누설 전력을 억압하기 위해서 루트 나이키스트 특성을 갖는 LPF(18∼21)에 의해 필터링되어, 디지털 신호(47, 48, 49, 50)가 얻어진다. 이 디지털 신호(47∼50)는 DAC(22∼25)에 의해 아날로그값(51, 52, 53, 54)으로 변환된다.수학식 3에 따른 게인 팩터 G의 가중을 실행하기 위해서, ICH 데이터 신호 Dq를 포함하는 항에 대응하는 신호(44, 45)에, 게인 팩터 제어기(35)로부터의 게인 팩터 G의 가중을 승산기(26, 27)로 행한다.
그리고, 게인 팩터 G가 가중된 데이터 신호 Dq에 대응한 항을 포함하는 신호(55, 56)와 데이터 신호 Di에 대응한 항을 포함하는 신호(51, 54)를, 수학식 3의 부호를 고려하여 가산기(28, 29)에 의해 가산(감산)한다. 그 결과, 확산 변조된 송신 아날로그 기저 대역 ICH 신호 Yi 및 QCH 신호 Yq가 얻어진다.
도 11 중의 LPF(또는 루트 나이키스트 필터)(132, 133) 및 DAC(134, 135)와 LPF(루트 나이키스트 필터: 18∼21) 및 DAC(22∼25)가 동등한 특성이라고 하면, 분명히 아날로그 기저 대역 신호 Yi와 Ri는 동등하고, Yq와 Rq는 동등하므로, 본 발명에 따른 도 1에 도시한 방식으로 게인 팩터 G를 포함한 CDMA 복소 QPSK 확산 변조를 실현할 수 있다.
도 1에서의 복소 QPSK 연산부(13)는, 입력 신호 Di, Dq, 제1 확산 부호 Ci, Cq 및 제2 확산 부호 Si, Sq가 전부 1 비트의 디지털 신호이기 때문에, 승산기(11, 12, 14, 15, 16, 17)를 통과한 출력 신호(43, 44, 45, 46)는 1 비트 디지털 신호가 된다. 따라서, 다음 단의 LPF(18∼21)의 입력은 1 비트 디지털 신호가 된다. 즉, 도 11의 종래예에서 도시한 다비트 입력의 LPF(132, 133)와는 달리, LPF(18∼21)는 1 비트 입력이 된다. 이 때문에, 대폭적인 게이트 규모의 삭감 및 저소비 전력화를 기대할 수 있다.
다음으로, 본 발명이 종래와 비교하여, 상기 효과를 실제로 얻을 수 있는지를 확인하여 본다.
도 1과 도 11의 CDMA 변조 회로의 LPF의 게이트 수의 비교를 행하기 위해서, 기준이 되는 LPF 및 DAC의 특성을 평가한다. 즉, 인접 채널 누설 전력 특성을 만족시키기 위해 LPF(루트 나이키스트 필터)에 필요한 탭 수, 가중 계수의 양자화 비트 수 및 DAC의 소요 비트 수를 구한다. 인접 채널 누설 전력 특성에 대해서는 문헌 4를 참고로 하여, -45㏈/4.096㎒(5㎒ 이조(離調)(detuning))로 한다. 이 인접 채널 누설 전력 특성에 관한 조건을 충족시키는 LPF의 파라미터인 소요 탭 수, 양자화 비트 수 및 DAC의 소요 비트 수에 대한 계산 결과를 도 2, 도 3 및 도 4에 각각 도시한다.
도 2는 파라미터로서 오버 샘플링한 경우의 소요 탭 수와 인접 채널 누설 전력과의 관계를 나타내는 것으로, 오버 샘플링은 4배, 5배 및 6배의 결과를 나타낸다. 도 2로부터, 탭 수에 의해 누설 전력 특성은 크게 영향받고, 탭 수의 증대에 비례하여 게이트 수가 증대하는 것을 고려하면, 인접 채널 누설 전력 특성에 관한 상기 조건을 충족시키기 위해서는 25∼40개의 탭으로 할 필요가 있다. 특히, 마진을 고려하면 28개의 탭이 바람직한 탭 수이다.
도 3은 루트 나이키스트 필터의 가중 계수의 양자화 비트 수와 제곱 오차의 관계를 나타내고 있다. 게이트 수를 삭감하기 위해서는, 될 수 있는 한, 적은 비트 수로 실현할 필요가 있지만, 도 3으로부터 5 내지 8 비트의 양자화 비트가 요구된다. 7 내지 8 비트 이상에서는 제곱 오차 특성이 포화하기 시작하기 때문에, 최대 8 비트로 충분하고, 특히 6 비트가 바람직한 양자화 비트이다.
도 4는 다음 단의 DAC(22∼25)의 소요 비트 수와 인접 채널 누설 전력과의 관계를 나타내고 있으며, 7 내지 10 비트가 필요하다. 8 비트 이하에서의 누설 전력 특성은 크게 비트 수의 영향을 받아, 9 또는 10 비트 이상에서는 특성이 포화하는 것을 고려하면, 8 비트 또는 10 비트가 바람직하다.
LPF(루트나이키스트 필터)는 디지털 필터로 실현되기 때문에, 상기 파라미터를 규정하고, 또한 LPF(루트 나이키스트 필터)에의 입력 비트 수를 규정함으로써, 필터부의 소비 전력을 결정하는 게이트 수를 추정할 수 있다. LPF(루트 나이키스트 필터)에의 입력 비트 수는 도 11 및 도 1의 구성에 의해 다르며, 도 11의 구성에서는 게인 팩터 G에 의해 입력 비트 수가 규정되지만, 도 1의 구성에서는 1 비트 입력이다.
일반적으로, 디지털 회로에서는 반도체 프로세스를 일정하게 한 경우, 소비 전력은 동작 주파수와 게이트 수에 비례한다. 특히, 차세대 이동 통신에서는 음성만이 아니라 고속 멀티미디어 데이터를 처리하기 때문에, 동작 주파수가 높아진다. 따라서, 디지털부의 게이트 수를 조금이라도 삭감시키는 것이 매우 중요하다.
LPF(루트 나이키스트 필터)의 탭 수를 상기한 바와 같이 28개로 한 경우, 가중 계수의 양자화 비트 수 및 LPF(루트 나이키스트 필터)에의 입력 비트 수와 모든 LPF(루트 나이키스트 필터)의 게이트 수와의 관계를 도 5에 도시한다.
도 5에서, 입력 비트 수가 1 비트인 경우는 도 1의 구성에 기초하는 LPF의 특성이다. 4계통의 LPF(루트 나이키스트 필터: 18∼21)에의 입력은 1 비트이고, 가중 계수의 양자화 비트 수(4, 6 및 8 비트)의 각각에 대한 게이트 수를 나타내고있다. 도 5에서, 입력 비트 수가 3, 5, 8 및 10 비트인 경우는 도 11의 구성에 기초하는 LPF의 특성이다. 2계통 모두의 루트 나이키스트 필터의 게이트 수를, 가중 계수의 양자화 비트 수(4, 6 및 8 비트)를 파라미터로서 나타내고 있다.
도 1의 LPF(루트 나이키스트 필터)가 도 11보다 게이트 수가 적어지는 것은 다음의 경우이다. 즉, 도 11의 구성의 변조 회로에서는 LPF(루트 나이키스트 필터)에의 입력 비트 수가 게인 팩터 G에 의해 규정된다. 이 때문에, 도 5로부터 LPF(루트 나이키스트 필터)의 가중 비트 수가 4 비트인 경우에는 도 11의 LPF의 입력 비트 수 또는 게인 팩터 G는 4 비트 이상일 때, 도 1의 LPF(입력 비트 수가 1)쪽이 게이트 수가 적다. 또한, 가중 비트 수가 6 비트 및 8 비트인 경우에는 도 11의 LPF의 입력 비트 수 또는 게인 팩터 G는 6 비트 이상일 때, 도 1의 LPF(입력 비트 수가 1)쪽이 게이트 수가 적다. 단, 도 5에서, 게이트 수의 추정치는 회로 구성법에 의해 다소 변동될 가능성이 있는 것에 주의하여야 한다.
도 11의 LPF가 입력 비트 수 또는 게인 팩터 G가 4 비트 정도 이하에서, 도 1의 LPF가 탭 수 25 내지 40탭, 가중 계수 5 내지 8 비트 및 DAC 비트 수(필터 출력) 8 내지 10 비트로 구성되는 경우에는, 반대로 도 11의 종래의 것이 게이트 수가 적어진다.
도 6에 본 발명의 다른 실시 형태를 도시한다. 도 6에서, CDMA의 복소 QPSK 확산 변조 회로에의 입력 신호는 디지털 데이터 신호(Di, Dq)이고, 제1 확산 부호 생성기(31, 32), 제2 확산 부호 생성기(33, 34), 복소 QPSK 연산부(13), LPF(또는 루트 나이키스트 필터)(18∼21), 게인 팩터 제어기(35), 가중 승산기(61, 62), 가산기(63, 64), DAC(65, 66)로 구성된다.
독립된 디지털 데이터 신호 Di, Dq는 확산 부호 생성기(31, 32)로부터 생성된 제1 확산 부호 Ci, Cq와의 사이에서, 승산기(11, 12)에 의해 확산 변조되어, 확산 변조 신호 (Di·Ci)(41) 및 (Dq·Cq)(42)로 된다. 확산 변조 신호(41, 42)는 복소 QPSK 연산부(13)에 입력되고, 다른 한쪽의 확산 부호 생성기(33, 34)로부터 생성된 제2 확산 부호 Si, Sq와의 사이에서 복소 QPSK 연산을 실행한다. 복소 QPSK 연산부(13)에의 입력 신호(Di·Ci, Dq·Cq: 41, 42)는 제2 확산 부호(Si, Sq)와의 복소 QPSK 연산의 결과, 출력(43∼46)이 얻어진다. 이들 복소 QPSK 연산의 출력(43∼46)은 수학식 2의 연산에 의해 생긴 4개의 항에 대응하고 있다. 즉, 복소 QPSK 연산 기능은, 수학식 2로 나타낸 바와 같이 입력의 ICH 및 QCH 신호와 확산 부호(스크램블 코드)의 ICH 및 QCH 신호와의 승산을 실행하고, 그 결과, 상기 4항이 구해진다.
상기 4항에 해당하는 신호(43∼46)는 인접 채널로의 누설 전력을 억압하기 위해서, 루트 나이키스트 특성을 갖는 LPF(18∼21)에 의해 필터링되고, 디지털 신호(47∼50)가 얻어진다. 수학식 3에 따른 게인 팩터 G의 가중을 실행하기 위해서, ICH 데이터 신호 Dq를 포함하는 항에 대응하는 신호(48, 50)에, 게인 팩터 제어기(35)로부터의 게인 팩터 G의 가중을 승산기(61, 62)로 행한다. 그리고, 게인 팩터 G가 가중된 데이터 신호 Dq에 대응한 항을 포함하는 신호(70, 71)와 데이터 신호 Di에 대응한 항을 포함하는 신호(47, 49)를 수학식 3의 부호를 고려하여 가산기(63, 64)에 의해 가산(감산)한 결과, 확산 변조된 송신 기저 대역 ICH 디지털 신호(72) 및 QCH 디지털 신호(73)가 얻어진다.
확산 변조된 송신 기저 대역 ICH 디지털 신호(72) 및 QCH 디지털 신호(73)는 DAC(65, 66)에 의해 확산 변조된 송신 기저 대역 아날로그 신호가 얻어진다.
도 6에 설명한 방식은 상술한 도 1의 발명의 효과 외에 도 1의 구성보다 필요한 DAC 수가 적어도 되는 특징이 있다.
본 발명의 도 1 및 도 6에서의 CDMA 복소 QPSK 확산 변조 장치는 2 종류의 확산 부호를 사용하여 확산 및 스크램블을 행하고 있지만, 1 종류의 확산 코드를 이용하여도 동일한 효과를 얻을 수 있는 것은 분명하다. 즉, 복소 QPSK 연산부(13)에의 입력 신호는 반드시 확산 변조되어 있을 필요는 없고, 데이터 신호 (Di, Dq) 또는 게인 팩터 G를 고려한 데이터 신호 (Di, G·Dq)라도 본 발명은 유효하게 기능한다.
상기 설명에서는 게인 팩터 G는 직교 채널 신호에 인가하였지만, 동상 채널 신호에 인가해도, 또는 동상 채널 신호, 직교 채널 신호 각각에 게인 팩터를 인가하는 경우라도, 동상 채널에 인가되는 게인 팩터에 기초하여 정규화하면, 효과는 동일한 것이 분명하다.
이상과 같이, 본 발명은 인접 채널 누설 전력 특성 및 게인 팩터를 고려한 루트 나이키스트 필터 구성 및 복소 QPSK 확산 변조 구성으로 하기 때문에, 게이트 규모의 삭감과 함께, 저소비 전력화를 도모할 수 있어, CDMA 시스템에 의한 이동 통신 등에 이용하는 데 적합하다.

Claims (7)

  1. 송신할 동상 채널 신호와 직교 채널 신호 중 적어도 하나의 신호에 게인 팩터에 의해 가중치를 인가하고, 복소 확산 부호에 의해 복소 QPSK 확산 변조하여 얻어진 신호를 저역 필터링한 후, 디지털-아날로그 변환하여, 기저 대역 송신 신호로 하는 CDMA 변조 방법에 있어서,
    게인 팩터의 가중치를 저역 필터링 후 또는 디지털-아날로그 변환 후의 어느 시점에서 인가하는 것을 특징으로 하는 CDMA 변조 방법.
  2. 적어도 하나의 복소 확산 부호 발생 장치와,
    송신할 동상 채널 신호와 직교 채널 신호를 상기 복소 확산 부호 발생 장치로부터 생성된 복소 확산 부호에 의해 복소 QPSK 확산 변조하는 복소 QPSK 연산부와,
    복소 QPSK 연산부로부터의 출력 신호의 각각에 접속된 저역 통과 필터와,
    해당 저역 통과 필터를 통과한 신호를 디지털-아날로그 변환하는 디지털-아날로그 변환기와,
    송신할 동상 채널 신호 또는 직교 채널 신호에 대응한 항에 게인 팩터의 가중치를 인가하기 위한 게인 팩터 승산기와,
    가중치를 부여한 신호를 가산하여 복소 QPSK 확산 변조 신호를 생성하는 가산 장치
    를 포함하며,
    상기 게인 팩터 승산기는 상기 저역 통과 필터 또는 디지털-아날로그 변환기의 후단에 배치되는 것을 특징으로 하는 CDMA 변조 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 저역 통과 필터는, 루트 나이키스트 특성의 디지털 필터이며, 25 내지 40개의 탭 수 및 5 내지 8 비트의 가중 계수의 양자화 비트 수를 갖는 것을 특징으로 하는 CDMA 변조 장치.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    디지털-아날로그 변환된 송신 신호에 대하여 게인 팩터를 인가하는 경우, 게인 팩터를 디지털 제어하여, 디지털-아날로그 변환기를 통해 가중치를 인가하는 것을 특징으로 하는 CDMA 변조 장치.
  5. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    송신할 동상 채널 신호, 직교 채널 신호 각각에 가중치를 인가하는 경우, 한쪽의 채널 신호에 대한 게인 팩터를 이용하여, 다른 쪽의 채널 신호에 대한 게인 팩터를 정규화함으로써, 하나의 채널 신호에 대해서만 게인 조정을 행하는 것을 특징으로 하는 CDMA 변조 장치.
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100423724B1 (ko) 2001-06-09 2004-03-22 주식회사 팬택앤큐리텔 무선통신시스템에서 복합 직교 위상 편이 방식을 이용한데이터 처리 장치 및 그 방법
JP4057467B2 (ja) * 2002-11-12 2008-03-05 株式会社リコー 超広帯域通信用受信機および超広帯域通信用の再生データ生成方法
JP4222957B2 (ja) * 2004-03-01 2009-02-12 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 送信電力制御方法および装置
JP4362090B2 (ja) * 2004-07-05 2009-11-11 パナソニック株式会社 変調器
JP5013201B2 (ja) 2005-09-28 2012-08-29 日本電気株式会社 変調器、フィルタ、フィルタのゲイン制御方法、および符号変調方法
CN1968029A (zh) 2005-11-16 2007-05-23 弥亚微电子（上海）有限公司 一种采用特殊扩频序列的扩频调制解调方法及装置
WO2008148024A1 (en) * 2007-05-25 2008-12-04 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for communicating with root-nyquist, self-transform pulse shapes
EP2434640B1 (en) 2010-09-24 2012-12-05 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (PUBL) Correction of imbalances in a complex intermediate frequency mixer

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4730340A (en) * 1980-10-31 1988-03-08 Harris Corp. Programmable time invariant coherent spread symbol correlator
US5103459B1 (en) 1990-06-25 1999-07-06 Qualcomm Inc System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system
ZA955600B (en) 1994-07-13 1996-04-02 Qualcomm Inc System and method for simulating interference received by subscriber units in a spread spectrum communication network
KR970011690B1 (ko) * 1994-11-22 1997-07-14 삼성전자 주식회사 파일럿트 채널을 이용한 대역확산 통신시스템의 데이타 송신기 및 수신기
JP2718398B2 (ja) 1995-06-30 1998-02-25 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ基地局送信装置
KR0173101B1 (ko) * 1996-08-14 1999-03-30 양승택 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 통신용 월쉬-4상 위상변조 칩 변조 장치
KR19990016606A (ko) * 1997-08-18 1999-03-15 윤종용 씨디엠에이 이동통신시스템의 의사직교부호를 이용한 대역확산신호 발생장치 및 방법
KR100269593B1 (ko) * 1997-12-02 2000-10-16 정선종 다중 채널을 위한 직교 복소 확산 방법 및 그 장치
US6101225A (en) 1998-04-29 2000-08-08 Motorola, Inc. Method and apparatus for performing a modulation
US6337876B1 (en) * 1998-08-26 2002-01-08 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Control of power ratios for in-phase and quadrature channels in a communications system
JP3362009B2 (ja) * 1999-03-01 2003-01-07 シャープ株式会社 スペクトル拡散通信装置

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