KR100226698B1

KR100226698B1 - 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 채널 등화 장치

Info

Publication number: KR100226698B1
Application number: KR1019960075561A
Authority: KR
Inventors: 김영상
Original assignee: 전주범; 대우전자주식회사
Priority date: 1996-12-28
Filing date: 1996-12-28
Publication date: 1999-10-15
Anticipated expiration: 2016-12-28
Also published as: US5963592A; FR2758032B1; FR2758032A1; GB2320872B; KR19980056295A; GB2320872A; ITTO971128A1; DE19758013A1; JPH10209931A; GB9726689D0; CN1175638C; JP4557320B2; CN1197342A; IT1297354B1

Abstract

본 발명은 OFDM 수신시스템의 채널 등화장치에 관한 것으로서, 수신된 채널신호와 계수값을 입력받아 복소곱셈을 행한 후, 제 1 복소곱셈신호를 출력하는 수단(10)과; 기준신호를 발생하는 수단(20); 상기 제 1 복소곱셈신호와 기준신호를 입력받아 에러계산 후, 에러신호를 출력하는 수단(30); 수신된 채널신호를 입력받아 지연시킨 후, 지연신호를 출력하는 수단(40); 상기 지연신호를 입력받아 이득을 제어한 후, 이득제어신호를 출력하는 수단(50); 상기 에러신호와 이득제어신호를 입력받아 복소곱셈을 수행한 후, 제 2 복소곱셈신호를 출력하는 수단(60); 상기 제 2 복소곱셈신호와 계수값을 입력받아 가산한 후, 갱신계수값을 출력하는 수단(70); 어드레스신호를 발생하는 수단(80); 상기 어드레스신호에 따라 상기 갱신계수값을 저장하는 수단(90); 심볼동기신호에 따라 선택신호를 발생하는 선택신호 발생수단(100); 초기계수값을 발생하는 수단(110); 및 상기 선택신호에 따라 초기계수값과 갱신계수값 중에서 한 값을 선택하는 수단(120)으로 구성되며, 본 발명에 따르면 심볼내 샘플간 간섭을 효율적으로 제거하기 위해 파일롯신호를 이용하여 채널을 정확히 추정해내므로써 채널의 갑작스런 변화에도 적응적으로 등화할 수 있다.

Description

직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 채널 등화 장치 (A channel equalizer for use in OFDM receiving system)

본 발명은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multi plexing: 이하, OFDM 이라 한다.) 수신시스템의 채널 등화 장치(Channel Equalizer)에 관한 것으로서, 특히 다중 반송파(Multi-Carrier)를 이용한 디지탈 변조 방식의 OFDM 수신 시스템에서 심볼내 샘플간 간섭을 제거하기 위한 채널 등화 장치에 관한 것이다.

일반적으로 디지탈 고화질 텔레비젼(High Definition TeleVision:이하, HDTV 라 한다.)의 방송 시스템은 크게 영상 부호화부와 변조부로 나눌 수 있다. 영상 부호화부에서는 고화질의 영상 소스로부터 얻어지는 약 1Gbps 의 디지탈 데이터를 15∼18 Mbps 의 데이터로 압축시키는 기능을 하며, 변조부에서는 수십 Mbps 의 디지탈 데이터를 6∼8 MHz 의 제한된 대역 채널을 통하여 수신측으로 전송하는 기능을 한다.

현재 디지탈 방식의 HDTV 방송은 기존의 TV 방송용으로 할당된 VHF/ UHF 대의 채널을 이용하는 지상 동시 방송 방식을 채택하고 있다. 그러므로, HDTV 시스템에 사용되는 변조기법은 지상 동시 방송의 환경으로 인하여 다음의 조건들을 만족하여야 한다. 첫째, 수십 Mbps 의 디지탈 데이터를 6∼8MHz 의 제한된 대역 채널을 통하여 수신측으로 전송하여야 하므로 대역 효율(spectrum efficiency)이 높아야 한다. 둘째, 지상 방송에서는 주변 건축물이나 구조물 등에 의하여 다중 경로 페이딩(multipath fading)이 발생하므로, 페이딩에 강인한 특성을 가져야 한다. 셋째, 지상 동시 방송 방식에서는 기존의 아날로그 TV 신호에 의한 동일 채널 간섭이 필연적으로 발생하므로 동일 채널 간섭에도 강인한 특성을 가져야 한다. 또한 이와 동시에 HDTV 시스템의 디지탈 변조 신호는 기존의 아날로그 TV 수신기에 간섭을 최소화 할 수 있어야 한다.

상기와 같은 조건을 충족시키는 변조 기법으로는 직교 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation: 이하, QAM 이라 한다.)와 잔류 측파대 변조(Vestigial Side Band: 이하, VSB 라 한다.) 등이 있는데, 지상 방송에서는 QAM 과 VSB 의 다치화가 이미 한계에 와 있다. 여기서 전송 속도는 거의 결정되어 버리며, 같은 다치수에서도 심볼 전송 속도를 올리면 그 대역폭의 전송 속도는 향상된다. 그렇다고 해서 16 치/32 치 QAM 과 4 치 VSB 의 심볼 전송 속도를 현재 이상으로 끌어 올리면 제 2 영상과 다중 경로의 간섭에 의한 방해가 심하게 된다. 특히, 고층 빌딩이 난립하는 시가지에서 더욱 심각하다.

따라서, 유럽에서는 이러한 문제를 해결하기 위해 대역폭당의 전송 속도 향상과 간섭 방지의 이중효과를 얻을 수 있는 디지탈 변조 방식의 OFDM 방식을 차세대 HDTV 지상 방송에 채택하였다.

OFDM 방식은 직렬 형태로 입력되는 심볼열을 N 블록 단위의 병렬 데이터로 변환한 후 병렬화된 심볼들을 각기 상이한 부반송파 주파수로 멀티플렉싱하는 방식인데, 이러한 OFDM 방식은 다중 반송파를 이용한 방식으로서, 기존의 단일 반송파에 의한 방식과는 상당한 차이를 가지고 있다. 다중 반송파는 반송파 상호간에 서로 직교성을 가지는데, 여기서 직교성이라는 것은 두 반송파의 곱이 0 이 되는 성질을 의미하며, 이는 다중 반송파를 사용할 수 있는 필요조건이 된다. OFDM 방식의 구현은 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform: 이하, FFT 라 한다.) 및 역 고속 퓨리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform: 이하, IFFT 라 한다.)에 의하여 이루어지는데, 이는 반송파 간의 직교성과 FFT 의 정의에 의해 간단히 구해진다.

이어서, OFDM 방식의 장점을 살펴보면 다음과 같다.

텔레비젼 지상 전송 방식은 반사파 및 동일 채널 간섭, 인접 채널 간섭등이 전송 품질을 좌우하는 채널 특성을 가지며 이에 따라 전송 시스템의 설계 조건이 매우 까다롭다. 그러나, OFDM 은 다중 경로에 강한 특성을 갖는다. 즉, 여러 반송파를 사용하므로써 심볼 전송 시간을 늘릴 수 있고 이는 다중 경로에 의한 간섭 신호에 상대적으로 둔감하게 되어 긴 시간의 에코 신호(echo)에 대해서도 성능의 저하가 적다. 또한 기존에 존재하는 신호에 대해서도 강한 성질을 가지므로 동일 채널 간섭에 대한 영향이 적다. 이러한 특성 때문에 단일 주파수 망(Single Frequency Network: 이하, SFN 이라 한다.)을 구성할 수 있다. 여기서, SFN 이란 하나의 방송이 전국을 하나의 주파수로 방송하는 것을 의미한다. 이로 인해 동일 채널 간섭이 매우 심해지게 되는데 OFDM 이 이러한 환경에 강하기 때문에 이를 이용할 수 있는 것이다. 이와 같이 SFN 을 이용하면 한정된 주파수 자원을 효율적으로 사용할 수 있게 된다.

한편, OFDM 신호는 다중 반송파로 구성되어 있고 각각의 반송파는 매우 작은 대역을 가진다. 따라서, 전체적인 스펙트럼 모양은 거의 사각형을 가지기 때문에 단일 반송파보다 상대적으로 주파수 효율이 좋아지게 된다.

또 다른 장점을 살펴보면, OFDM 신호의 파형이 백색 가우시안 잡음(White Gaussian Noise)과 같기 때문에 OFDM 신호에서 다른 서비스(PAL 또는 SECAM 방식)로의 간섭이 적으며, OFDM 방식에서는 각 반송파마다 변조 방식을 다르게 할 수 있어서 계층적 전송이 가능하다.

최근 유럽에서는 상기와 같은 장점을 지닌 디지탈 변조 방식의 OFDM 방식을 HDTV 의 지상 방송에 채택하여 사양을 정하고 있는 단계이며, 이러한 단계에서 고려되어야 할 것은 전송 채널상에서 신호가 채널 상황에 따라 여러 가지 왜곡이 발생된다는 사실과 여러가지 왜곡중 다중 경로에 의한 왜곡이 신호에 영향을 많이 미치고 특히, 디지탈 방송에는 치명적이라는 사실이다.

즉, 디지탈 전송 및 저장 시스템에서는 송신된 신호가 채널을 통과함에 따라 한 심볼의 전력이 다른 심볼에 영향을 미치게 된다. HDTV 와 같은 무선 전송로를 사용하는 경우 송신측과 수신측의 전송 경로가 다양하여 수신측에서 심볼간의 간섭(InterSymbol Interference: ISI)이 발생한다. 수신기에서 심볼간의 간섭에 의한 성능 저하는 일반적인 백색 가우시안 잡음에 의한 영향보다 더욱 심각한 것으로 알려져 있다. 다중 경로 페이딩에 의해 발생하는 인접 심볼간의 간섭은 보호구간(Guard Interval)이라는 약간의 시간 간격을 전송 심볼사이에 삽입함으로써 제거할 수 있으나, 다중 경로 페이딩 채널상에서 발생하는 심볼내 간섭(intrasymbol interference)은 OFDM 변조기법 자체만으로는 제거할 수 없다. 결국, 다중 경로 페이딩 채널상에서 발생하는 심볼내 간섭은 파일롯 신호를 이용하여 채널을 정확히 추정함으로써 제거할 수 있다. 따라서, 심볼내 샘플간 간섭은 각 샘플이 반송파를 가지고 있기 때문에 채널 상황에 따른 위상의 영향을 알아내 이를 제거하는 채널 추정(channel estimation) 블록 즉, 채널 등화 장치(channel equalizer)를 OFDM 수신 시스템에 구비할 필요성이 제기된다.

이처럼 채널 상황에 적응하며 등화할 수 있는 채널 등화 장치는 일종의 필터로서, 실제 통신 시스템에 적용될 때는 채널 임펄스 응답이 시간에 따라 변하므로 적응 필터(adaptive filter)로 구현된다. 이때 효과적인 채널 등화를 위해 송신측과 수신측 간에 미리 약속된 훈련 신호(training sequence)를 반복적으로 전송하여 채널 등화 장치 각각의 탭(tap)을 갱신시키게 된다.

디지탈 통신 시스템에서는 채널 등화를 위하여 대부분 복소 유한 충격 응답(Finite Impulse Response: 이하, FIR 이라 한다.)필터링을 적용한다. 예를 들어, 변조 기법으로 QAM 을 사용하는 Digicipher HDTV 시스템의 경우. 256 탭을 갖는 필터를 네 개 병렬로 사용하여 적응 채널 등화 장치를 구성하고 있다. 또한, 변조 기법으로 VSB 를 사용하는 GA(Grand Alliance) HDTV 시스템의 경우, 적응 채널 등화 장치는 78 탭의 FIR 필터와 178 탭의 결정 궤환(decision feedback) 필터를 사용한다.

그러나, 상기와 같이 QAM, VSB 변조 기법을 위한 종래 적응 등화 장치의 경우, 단위 시간당 처리해야 할 심볼 수가 백만개 이상으로 매우 빠른 연산이 수행되어야 하므로 구현상에 어려움이 있으며, 많은 수의 곱셈기를 사용하여 필터를 구성하므로 하드웨어의 복잡도가 매우 크다.

한편, 유럽에서 채택된 OFDM 변조 기법을 적용하는 경우에는 보호구간의 삽입으로 심볼간 간섭을 제거할 수 있기 때문에, 단지 심볼내 샘플간 간섭만을 제거하면 되므로, 저렴한 고성능의 수신기 개발을 위하여 복잡도를 줄인 적응 채널 등화 장치의 개발이 요구된다.

따라서, 본 발명은 상기와 같은 요구를 충족시키기 위해 안출된 것으로서, OFDM 변조 기법을 적용한 경우에, 수신측에서 파일롯 신호를 이용하여 전송된 신호를 채널의 변화에 따라 적응적으로 등화시키므로써 심볼내 샘플간 간섭을 제거하도록 되어진 OFDM 수신 시스템의 채널 등화 장치를 제공하는데 그 목적이 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 OFDM 수신 시스템의 채널 등화 장치는, 수신된 동위상 채널신호 및 직각위상 채널신호를 입력받고, 동위상 채널신호 및 직각위상 채널신호의 계수값을 입력받아 복소곱셈을 수행한 후, 제 1 동위상 복소 곱셈신호와 제 1 직각위상 복소 곱셈신호를 출력하는 제 1 복소 곱셈수단과; 기준신호를 발생시키는 기준신호 발생수단; 상기 제 1 동위상 복소 곱셈신호와 제 1 직각위상 복소 곱셈신호 및 상기 기준신호를 입력받아 에러를 계산한 후, 동위상 에러신호와 직각위상 에러신호를 출력하는 에러계산수단; 수신된 동위상 채널신호 및 직각위상 채널신호를 입력받아 지연시킨 후, 동위상 지연신호와 직각위상 지연신호를 출력하는 지연수단; 상기 동위상 지연신호와 직각위상 지연신호를 입력받아 이득을 제어한 후, 동위상 이득제어신호와 직각위상 이득제어신호를 출력하는 이득제어수단; 상기 동위상 에러 신호와 직각위상 에러신호 및 상기 동위상 이득제어신호와 직각위상 이득제어신호를 입력받아 복소곱셈을 수행한 후, 제 2 동위상 복소 곱셈신호와 제 2 직각위상 복소 곱셈신호를 출력하는 제 2 복소곱셈수단; 상기 제 2 동위상 복소 곱셈신호와 제 2 직각위상 복소 곱셈신호 및 동위상 계수값과 직각위상 계수값을 입력받아 각각 가산한 후, 갱신된 동위상 계수값과 갱신된 직각위상 계수값을 출력하는 가산수단; 쓰기 어드레스 신호와 읽기 어드레스 신호를 출력하는 어드레스 발생수단; 상기 쓰기 어드레스 신호에 따라 상기 갱신된 계수값을 저장하고, 상기 읽기 어드레스 신호에 따라 저장되어 있던 상기 갱신된 계수값을 출력하는 저장수단; 초기 계수값을 발생하는 초기 계수값 발생수단; 심볼동기 신호에 따라 선택신호를 발생하기 위한 선택신호 발생수단; 및 상기 선택신호에 따라 상기 초기 계수값 발생수단으로부터의 초기 계수값과 상기 저장수단으로부터의 갱신된 계수값 중에서 한 값을 선택하기 위한 다중화수단으로 구성된 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따르면 다중 반송파를 이용한 OFDM 수신시스템에서 심볼내 샘플간 간섭을 효율적으로 제거하기 위해 파일롯 신호를 이용하여 채널을 정확히 추정하므로써 채널의 갑작스런 변화에도 적응적으로 등화할 수 있다.

도 1 은 직교 주파수 분할 다중화 전송 시스템(Orthogonal Frequency Division Multiplexing: OFDM)의 변조 원리를 설명하기 위한 개념도,

도 2 는 OFDM 변조기의 블록선도,

도 3 은 OFDM 이 적용된 신호의 시간 영역 변화를 나타낸 도면,

도 4 는 OFDM 이 적용된 신호의 주파수 영역 변화를 나타낸 도면,

도 5 는 OFDM 시스템의 전송 단위 심볼에 대한 포맷도,

도 6 은 여러 에코 신호와 수신 신호에 대한 파형도,

도 7 은 보호 구간을 삽입하여 심볼간 간섭이 제거되는 것을 설명하기 위한 도면,

도 8 은 본 발명에서 기준 신호로 사용되는 분산 파일롯 셀을 나타낸 도면,

도 9 은 본 발명에 따른 OFDM 수신 시스템의 채널 등화 장치에 대한 구성 블 록도,

도 10 은 도 9 에 도시된 제 1 복소 곱셈수단의 세부 구성도,

도 11 은 본 발명에 사용되는 신호의 파형도이다.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

10 : 제 1 복소 곱셈수단 11 : 제 1 유한충격응답 필터부

12 : 제 2 유한충격응답 필터부 13 : 제 3 유한충격응답 필터부

14 : 제 4 유한충격응답 필터부 15 : 가산부

16 : 감산부 20 : 기준신호 발생수단

30 : 에러계산수단 40 : 지연수단

50 : 이득제어수단 60 : 제 2 복소 곱셈수단

70 : 가산수단 80 : 어드레스 발생수단

90 : 저장수단 100 : 선택신호 발생수단

110 : 초기계수값 발생수단 120 : 다중화수단

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 대하여 상세히 설명하기로 한다.

본 발명의 이해를 돕기 위해 OFDM 방식에 대해 살펴보면 다음과 같다.

도 1 은 OFDM 의 변조 원리를 설명하기 위한 개념도로서, 직병렬 변환부(1), 역 고속 퓨리에 변환부(2: 이하, IFFT 라 한다.) 및 보호구간 설정부(3)로 나눌 수 있다. 도 1 에 도시된 N 은 반송파 수를 나타낸다.

송신 데이터가 직렬로 입력되면 직병렬 변환부(1)에서는 병렬 데이터로 변환되며, 상기 병렬 데이터는 IFFT(2) 로 입력되어 역 퓨리에 변환이 수행되고, 상기 역 퓨리에 변환 신호는 보호구간 설정부(3)에 입력되어 보호 구간(Guard interval)이 설정된다. OFDM 시스템에서는 연속되는 심볼들 사이에 보호 구간을 삽입하여 전송하므로써 이 보호 구간보다 짧은 다중 경로에 의한 심볼간 간섭(intersymbol interference)을 제거할 수 있다. 이처럼 보호 구간을 삽입하여 사용할 수 있는 이유는 OFDM 방식에서 사용되는 여러개의 반송파로 인해 심볼의 전송 시간이 길어지기 때문이다. 상기 보호 구간 설정부(3)에서 보호 구간이 설정된 후, OFDM 변조 신호는 출력하게 된다.

도 2 는 OFDM 변조기의 블록선도로서, OFDM 변조의 기본 이론은 서로 직교하는 협대역의 신호를 합해서 보내는 것으로 시간 영역에서 살펴보면 하나의 신호와 같이 보인다. 각 단일 반송파에 복소 QAM 신호를 주기 위해 T_S길이의 직렬 데이터를 N 개의 신호로 시간 영역에서 나눈다. 각각의 신호는 하나의 복소 신호를 형성하여 각 반송파에 의하여 변조된다.

도 2 를 참조하면, QAM 변조시 직렬로 입력된 각 복소 심볼 a_i가 N 단으로 병렬화되어 서로 수직인 신호에 곱해져서 다음 수학식 1 과 같은 합산 신호가 된다.

[수학식 1]

여기서, T_A는 복소 반송파의 샘플링 주기이다. 만일 반송파 신호가 서로 직교성을 갖는다면 다음 수학식 2 가 만족된다.

[수학식 2]

따라서, 이를 고려하면 합산 신호는 다음 수학식 3 과 같다.

[수학식 3]

합산된 심볼 길이 T_S와 샘플링 주기 T_A가 다음 수학식 4 의 조건을 만족하도록 선택한다.

[수학식 4]

따라서, 최종적으로 다음 수학식 5 의 합산 신호를 얻는다.

[수학식 5]

상기 수학식 5 를 살펴보면 N 포인트 IFFT 와 같은 수식임을 알 수 있다. 따라서, OFDM 변조는 IFFT 에 의해 간단히 구현될 수 있다.

도 3 은 OFDM 이 적용된 신호의 시간 영역 변화를 나타낸 도면으로서, OFDM 신호를 시간 영역에서 살펴보면 단일 반송파로 보내는 N 개의 신호를 N 개의 반송파에 실어서 한꺼번에 보내기 때문에 각 심볼의 전송 시간은 부반송파(Subcarrier)의 총 수(N)만큼 늘어나게 된다. 이처럼 심볼 시간의 증가는 다중 경로에 강하게 되는 성질을 가지나 N 개의 반송파를 사용해야 하므로 하드웨어 구현이 어렵게 된다. 그러나, 앞에서도 살펴 보았듯이 이런 다중 반송파의 구현을 FFT 를 사용하여 간단히 구현할 수 있기 때문에 많이 사용하게 된다.

도 4 는 OFDM 이 적용된 신호의 주파수 영역 변화를 나타낸 도면으로서, OFDM 신호를 주파수 영역에서 살펴보면 각각의 반송파 성분들이 합해져서 평활한 주파수 특성을 보이며, 측대역에서는 매우 날카로운 특성을 나타낸다. 이를 살펴보면 주어진 대역을 전송에 효율적으로 이용하고 있음을 알 수 있다.

이어서, 유럽의 디지탈 지상 텔레비젼 방송을 위한 드래프트 스펙(1996년 1 월, TM 1545 rev.2, DRAFT SPECIFICATION for DIGITAL TERRESTRIAL TELEVISION)을 참조하여 OFDM 프레임 구조에 대해서 살펴보면, 전송된 신호는 프레임(Frame)들로 구성되어 있는데, 이때 각각의 프레임은 68 개의 OFDM 심볼(Symbol: S₀∼S₆₇)들로 이루어져 있다. 또한, 상기 프레임이 네 개로 형성되어 있는 것을 슈퍼 프레임(Superframe)이라고 부른다. 그리고, 각각의 심볼은 8 K 모드인 경우에는 K=6817(K: 반송파 수) 또는 2 K 모드인 경우에는 K=1705 로 이루어져 있다. 상기 각 모드에 따른 OFDM 파라메타 값은 다음 표 1 에 나타낸 바와 같다.

모드에 따른 OFDM 파라메타 값

파라메타	8 K 모드	2 K 모드
반송파수 K	6817	1705
K_min반송파 값	0	0
K_max반송파 값	6816	1704
반송파 간격의 역수(T_U)	896μs	224μs
반송파 간격(1/T_U)	1116Hz	4464Hz
반송파 K_min와 K_max의 간격 {(K-1)/T_U}	7.61MHz	7.61MHz

각 심볼( T_S= ΔT + T_U)은 반송파 간격의 역수에 해당하는 주기(T_U)를 갖는 한 부분과 보호 구간에 해당하는 주기(ΔT)를 갖는 다른 한 부분으로 구성된다.

즉, 도 5 는 OFDM 시스템의 전송 단위 심볼에 대한 포맷도로서, OFDM 시스템의 단위 심볼은 도 5 에 도시된 바와 같이 유효 데이터(Useful data)와 보호구간(Guard Interval)으로 구성되어 있다. 유럽 디지탈 지상 방송 시스템의 기본 스펙에 따르면 상기 유효 데이터의 크기(2K 모드 또는 8K 모드)와 상기 보호구간의 크기(FFT 사이즈의 1/4, 1/8, 1/16 또는 1/32)는 선택사항에 해당하지만, 편의상 본 발명에서는 예시적으로 2K FFT(FFT 사이즈: 2048)를 기준으로 정하여 설명한다. 즉, 유효 데이터의 크기는 2K 모드를 기준으로 할 경우, 2048 이 되고, 보호구간의 크기는 2 K FFT 사이즈(2048)의 1/4 정도를 기준으로 할 경우, 512 가 된다. 여기서, 유효 데이터의 크기가 2048 이라는 것은 1705 개의 유효 반송파와 343 개의 널(NULL) 반송파를 합한 것을 의미하는데, 이때 정보 손실을 감수하고 343 개의 널(NULL) 반송파를 삽입하는 이유는 기존의 텔레비젼 방송 방식 예를 들어, PAL 방송 방식에 의한 간섭을 받지 않기 위해서이다. 그리고, 보호구간은 유효 데이터의 마지막 부분인 1536 번째 데이터부터 2047 번째 데이터(즉, 512 사이즈)를 복사한 것이며, 이러한 보호구간은 유효 데이터의 앞부분에 삽입된다. 결국, 전송 단위의 심볼 사이즈(2560)는 유효 데이터의 크기(2048)와 보호구간의 크기(512)의 합이 된다.

도 6 은 여러 에코 신호와 수신 신호에 대한 파형도로서, ΔT 는 보호구간의 길이를 나타내며, T_S는 심볼의 전송시간을 나타낸다. 도 6 를 살펴보면 보호구간의 길이보다 작은 에코 1 과 에코 2 는 물론 단일 주파수 망(SFN)에 의한 에코까지 제거됨을 알 수 있다.

도 7 은 보호구간의 삽입으로 인해 심볼간 간섭이 제거되는 것을 나타내기 위한 도면으로서, 연속되는 유효 데이터들 사이에 보호구간이 삽입되어 있기 때문에 수신된 신호가 에코 신호에 의해 영향받지 않는다는 것을 알 수 있다. 이처럼 보호구간을 삽입하여 사용할 수 있는 이유는 다수 반송파의 사용으로 인해 그에 비례해서 심볼의 전송시간이 길어지기 때문이다. 반송파를 많이 사용하면 할수록 다중 경로 환경에 강해질 수는 있으나, 반송파 수의 증가는 FFT 크기의 증가를 가져와 하드웨어 구현시 어려움이 따르게 된다.

도 7 에 도시된 바와 같이, 연속적으로 전송되는 유효 데이터들 사이에 보호구간을 삽입하므로써 다중 경로 전송에 의한 심볼간의 간섭을 제거할 수 있게 되므로, 심볼내 샘플간의 간섭을 제거하기 위한 본 발명에서는 채널 등화 장치의 구조를 단순화할 수 있다. 즉, OFDM 수신시스템내에 있는 채널 등화 장치의 탭(TAP) 수는 QAM 또는 VSB 변조 기법을 적용한 수신시스템에 있는 채널 등화 장치의 탭 수보다 현저하게 감소된다.

한편, 본 발명의 채널 등화시 기준신호로 이용되는 파일롯 신호에 대해서 살펴보면, 상기 파일롯 신호에는 분산 파일롯 셀(SPC: Scattered pilot cells), 연속 파일롯 반송파(CPC: Continual pilot carriers), 전송 파라메타 신호 파일롯(TPS: Transmission Parameter Signalling pilots) 등이 있으며, 이러한 파일롯 신호들은 프레임 동기(frame synchronization), 주파수 동기(frequency syn -chronization), 시간 동기(time synchronization), 채널 추정(channel estimation), 전송 모드 식별(transmission mode identification)에 사용되며, 위상 잡음(phase noise)을 추적할 때에도 사용된다. 상기 파일롯 신호들은 전송되는 데이터와 함께 OFDM 프레임내에 포함되는데, 이때 수신측으로 전송된 기준정보 값은 알려진 값으로서, 상기 기준 정보가 포함된 셀들은 부스티드(boosted) 파워 레벨 즉, 전송 데이터 레벨의 약 1.4 배 정도의 레벨로 전송된다. 본 발명에서는 여러 파일롯 신호들중 분산 파일롯 셀(SPC)을 기준 신호로 정하여 사용한다.

도 8 은 본 발명에서 기준 신호로 사용되는 분산 파일롯 셀을 나타낸 도면으로서, K_min=0 ∼ K_max=1704 는 2K 모드의 반송파 수를 나타내고, S₀, S₁, S₂, S₃,… S₆₇은 각각 심볼을 나타낸다. 그리고, DATA 는 전송된 데이터를 나타내며, SPC 는 부스티드(boosted) 파일롯인 분산 파일롯 셀을 나타내는데, 한 심볼내의 분산 파일롯 셀은 12 샘플마다 반복되고, 한 심볼내의 분산 파일롯 셀과 인접한 다른 심볼내의 분산 파일롯 셀은 3 샘플씩 차이가 나는 것을 알 수 있다.

한편, 등화 장치의 가장 기본적인 원리는 전송 채널의 전달 함수를 구하여 , 이 전달 함수의 역함수 특성을 갖도록 회로를 구성하는 것이다. 그러나, 채널의 특성이 항상 일정한 것이 아니라 시간과 장소에 따라 수시로 변하기 때문에 그때 그때마다 채널 특성을 따라 갈 수 있도록 등화 장치를 구성해야 하는데 이와 같은 등화 장치를 적응 등화 장치(Adaptive Equalizer)라 하며 본 발명에서는 다음 도 9 와 같이 구성한다.

즉, 도 9 는 본 발명에 따른 OFDM 수신 시스템의 채널 등화 장치에 대한 구성 블럭도이다. 전송 채널에 의해 왜곡된 신호를 보상하는 채널 등화 기법은 Widrow 와 Hopf 가 최소 평균 자승(LMS: Least Mean Square) 적응 필터 기법을 제안한 이후로 현재까지 꾸준히 연구되어 왔다. 초기에는 주로 선형등화 기법이 연구되어 왔으나 그 후 확률적 추정기법을 이용하는 방법이 연구에 있고, 수렴특성을 향상시킨 순환 최소 자승(RLS: Recursive Least Squares) 알고리즘을 이용한 등화기법, 결정궤환 등화기법과 같은 비선형 등화기법들이 연구되었고, 최근에는 훈련신호(training sequence)가 필요없는 자력(Blind) 등화기법, RLS 알고리즘의 계산량을 감소시키기 위한 고속 RLS 알고리즘등이 연구되고 있다. 일반적으로 적응 등화 기법에서 수렴속도는 느리지만 알고리즘 자체가 간단하여 하드웨어 구현이 용이한 최소 평균 자승(LMS: B. Widrow S. D. Stearns, Adaptive Signal Processing. Chs. 2-6, Prentice-Hall Inc., 1985.) 알고리즘이 널리 사용되고 있다. 본 발명에서도 최소 평균 자승(LMS) 알고리즘을 사용하여 도 9 와 같이 채널 등화 장치를 구현하였다.

도 9 를 참조하면, 본 발명의 채널 등화 장치는 제 1 복소 곱셈수단(10)과; 기준신호 발생수단(20); 에러계산수단(30); 지연수단(40); 이득제어수단(50); 제 2 복소곱셈수단(60); 가산수단(70); 어드레스 발생수단(80); 저장수단(90); 선택신호 발생수단(100); 초기 계수값 발생수단(110); 및 다중화수단(120)으로 구성되어 있다.

상기 제 1 복소 곱셈수단(10)은 수신된 동위상 채널신호(XI) 및 직각위상 채널신호(XQ)를 입력받고, 피드백된 동위상 채널신호의 계수값(WI) 및 피드백된 직각위상 채널신호의 계수값(WQ)을 입력받아 복소곱셈을 수행한 후, 제 1 동위상 복소 곱셈신호(C₁XI = XIWI + XQWQ)와 제 1 직각위상 복소 곱셈신호(C₁XQ = XQWI - XIWQ)를 출력한다. 상기 제 1 복소 곱셈수단(10)으로부터 출력된 신호는 동기 수단(도시하지 않음)과 후단의 에러계산 수단(30)으로 입력된다.

상기 기준신호 발생수단(20)은 기준신호(RI)인 파일롯 신호(Pilot)를 발생시키는데, 본 발명에서 상기 기준신호 발생수단(20)으로부터 발생되는 파일롯 신호는 분산 파일롯 셀(SPC) 신호를 사용한다.

상기 에러계산수단(30)은 상기 제 1 복소 곱셈수단(10)으로부터의 제 1 동위상 복소 곱셈신호(C₁XI = XIWI + XQWQ)와 제 1 직각위상 복소 곱셈신호(C₁XQ = XQWI - XIWQ)를 입력받고, 또한 상기 기준신호 발생수단(20)으로부터의 기준신호(RI)를 입력받아 에러를 계산한 후, 동위상 에러신호(EI = CRI-RI)와 직각위상 에러신호(EQ = CRQ)를 출력한다. 여기서, 기준신호로 이용되는 파일롯 값은 송신측에서 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조 기법으로 변조된 신호로서, ± 1(실수) 과 0(허수) 값으로 표현되는데, 즉 동위상의 에러신호(EI)는 채널을 통과한 기준신호(CRI)에서 상기 기준신호 발생수단(20)으로부터의 기준신호(RI)를 감산한 결과이며, 직각위상의 에러신호(EQ)는 허수(Imaginary)값이 0 이기 때문에 채널을 통과한 값(CRI) 자체가 된다.

상기 지연수단(40)은 수신된 동위상 채널신호(XI) 및 직각위상 채널신호(XQ)를 입력받아 지연시킨 후, 동위상 지연신호(DXI)와 직각위상 지연신호(DXQ)를 출력한다.

상기 이득제어수단(50)은 상기 동위상 지연신호(DXI)와 직각위상 지연신호(DXQ)를 입력받아 동위상 이득제어신호(μDXI)와 직각위상 이득제어신호(μDXQ)를 출력하는데, 여기서 이득에 해당하는 등화장치의 수렴상수(μ)는 등화장치의 안정적인 수렴을 위해 필요하며, 일반적으로 수렴상수(μ)가 크면 등화장치의 빠른 수렴을 보장하지만 발산할 가능성이 많고, 수렴상수(μ)가 작으면 수렴의 정도가 늦어지게 된다. 따라서, 수렴상수(μ)의 적당한 선택은 중요한 문제이며, 본 발명에서는 하드웨어를 쉽게 구현하기 위해 2ⁿ의 근사값으로 표현할 수 있다.

상기 제 2 복소곱셈수단(60)은 상기 동위상과 직각위상의 에러 신호(EI = CRI-RI, EQ = CRQ) 및 상기 동위상과 직각위상의 이득제어신호(μDXI, μDXQ)를 입력받아 복소곱셈을 수행한 후, 제 2 동위상 복소 곱셈신호(C₂EI =μ[EI·DXI + EQ·DXQ])와 제 2 직각위상 복소 곱셈신호(C₂EQ=μ[EQ·DXI - EI·DXQ])를 출력한다.

상기 가산수단(70)은 상기 복소 곱셈수단(60)으로부터의 제 2 동위상 복소 곱셈신호(C₂EI =μ[EI·DXI + EQ·DXQ])와 제 2 직각위상 복소 곱셈신호(C₂EQ =μ[EQ·DXI - EI·DXQ]) 및 후단의 다중화수단(110)으로부터의 동위상과 직각위상의 계수값(WI(n), WQ(n)) 또는 초기의 경우 1 과 0 을 입력받아 가산한 후, 갱신된 동위상 계수값(WI(n+1)= WI(n) + C₂EI = WI(n)+μ[EI·DXI + EQ·DXQ])과 갱신된 직각위상 계수값(WQ(n+1)= WQ(n) + C₂EQ = WQ(n)+μ[EQ·DXI - EI·DXQ])을 출력한다.

상기 어드레스 발생수단(80)은 쓰기 어드레스 신호(write)와 읽기 어드레스 신호(read)를 출력한다.

상기 저장 수단(90)은 상기 쓰기 어드레스 신호(write)에 따라 상기 갱신된 계수값(WI(n+1), (WQ(n+1))들을 저장하고, 상기 읽기 어드레스 신호(read)에 따라 저장되어 있던 상기 갱신된 계수값(WI(n+1), (WQ(n+1))들을 출력한다.

상기 선택신호 발생수단(100)은 심볼동기 신호(Symbol Sync)에 따라 선택신호를 발생하는데, 즉 등화장치를 초기에 동작시키면 계수값이 존재하지 않으므로, 최초 4 개의 심볼이 통과하기 전까지는 초기 계수값(1 과 0)을 선택할 수 있도록 선택신호를 로우(0) 로 출력하며, 최초 4 개의 심볼이 모두 통과되면 상기 갱신된 계수값을 선택할 수 있도록 선택신호를 하이(1) 로 출력한다.

상기 초기 계수값 발생수단(110)은 초기 계수값 1(실수) 과 0(허수)을 발생한다.

상기 다중화수단(120)은 상기 선택신호 발생수단(100)으로부터의 선택신호에 따라 상기 초기 계수값 발생수단(110)으로부터의 초기 계수값(1 과 0)과 상기 저장수단(90)으로부터의 갱신된 계수값중 하나의 계수값을 선택하여 앞서 설명한 제 1 복소 곱셈수단(10)과 가산수단(70)으로 피드백시킨다. 이때, 처음 4 개의 심볼값은 채널을 통해 전송된 신호를 그대로 통과시킨 것이 된다.

도 10 은 도 9 에 도시된 제 1 복소 곱셈수단(10)의 세부 구성도로서, 제 1 복소 곱셈수단(10)은 제 1 유한충격응답(FIR: Finite Impulse Response) 필터부(11)와; 제 2 유한충격응답 필터부(12); 제 3 유한충격응답 필터부(13); 제 4 유한충격응답 필터부(14); 가산부(15); 및 감산부(16)로 구성되어 있다.

상기 제 1 유한충격응답 필터부(11)는 수신된 동위상 채널의 신호(XI)와 동위상 채널의 계수값(WI)을 입력받아 필터링을 수행한 후, 제 1 필터링신호(XI·WI)를 출력한다.

상기 제 2 유한충격응답 필터부(12)는 수신된 동위상 채널의 신호(XI)와 직각위상 채널의 계수값(WQ)을 입력받아 필터링을 수행한 후, 제 2 필터링신호(XI·WQ)를 출력한다.

상기 제 3 유한충격응답 필터부(13)는 수신된 직각위상 채널의 신호(XQ)와 직각위상 채널의 계수값(WQ)을 입력받아 필터링을 수행한 후, 제 3 필터링신호(XQ·WQ)를 출력한다.

상기 제 4 유한충격응답 필터부(14)는 수신된 직각위상 채널의 신호(XQ)와 동위상 채널의 계수값(WI)을 입력받아 필터링을 수행한 후, 제 4 필터링신호(XQ·WI)를 출력한다.

상기 가산부(15)는 상기 제 1 유한충격응답 필터부(11)로부터의 제 1 필터링신호(XI·WI)와 상기 제 3 유한충격응답 필터부(13)로부터의 제 3 필터링신호(XQ·WQ)를 입력받아 가산한 후, 그 가산신호(C₁XI = XIWI+XQWQ)를 출력한다.

상기 감산부(16)는 상기 제 2 유한충격응답 필터부(12)로부터의 제 2 필터링신호(XI·WQ)와 상기 제 4 유한충격응답 필터부(14)로부터의 제 4 필터링신호(XQ·WI)를 입력받아 감산한 후, 그 감산신호(C₁XQ = XQWI-XIWQ)를 출력한다.

도 7 에서 이미 살펴본 바와 같이, OFDM 시스템에서는 보호구간을 삽입하므로써 다중 경로 전송에 의한 심볼간의 간섭을 제거하게 되므로, 심볼내 샘플간의 간섭을 제거하기 위한 본 발명에서는 채널 등화 장치를 구성하는 제 1 복소 곱셈 수단(10)의 탭(TAP)이 1 탭이면 된다. 좀 더 자세하게는 도 10 에 도시된 제 1 복소 곱셈수단(10)을 구성하는 제 1 유한충격응답 필터부(11), 제 2 유한충격응답 필터부(12), 제 3 유한충격응답 필터부(13) 및 제 4 유한충격응답 필터부(14) 각각의 계수가 1 탭이면 충분하다.

도 11 은 본 발명에서 사용되는 신호의 파형도로서, a)는 프레임 동기신호를 나타내며, 이때 한 프레임은 68 개의 심볼(S₀∼S₆₇)로 이루어져 있고, b) 는 심볼 동기신호(symbol sync)를 나타내는 것으로 선택신호 발생수단(100: 도 9 참조)으로 입력되는 신호에 해당하며, 이때 한 심볼은 2560 즉, 유효데이터(2048)과 보호구간(512)으로 이루어져 있고, c) 는 첫 번째 심볼(S₀)의 분산 파일롯 셀(SPC) 신호를 나타내며, d) 는 두 번째 심볼(S₁)의 분산 파일롯 셀(SPC) 신호를 나타내고, e) 는 세 번째 심볼(S₂)의 분산 파일롯 셀(SPC) 신호를 나타내며, f) 는 네 번째 심볼(S₃)의 분산 파일롯 셀(SPC) 신호를 나타내고, g) 는 다중화수단(120: 도 9 참조)으로 입력되는 선택신호를 나타낸다. 여기서, 도 8 를 참조하여 도 11 에 도시된 c) 내지 f) 를 살펴보면, 한 심볼내에서 연속되는 분산 파일롯 셀 신호 간의 차이는 12 샘플이고, 인접한 심볼사이의 분산 파일롯 셀 신호간의 차이는 3 샘플이다.

이어서, 도면을 참조하여 본 발명에 따른 채널 등화 장치의 동작을 살펴보면 다음과 같다.

도 9 를 참조하면, 초기에 OFDM 수신시스템의 전원을 온 시키면, 심볼 동기신호(도 11 b 참조)와 리셋신호가 선택신호 발생수단(100)으로 입력되고, 그 입력된 심볼 동기신호를 선택 신호 발생수단(100)에서 카운팅하기 시작한다. 네 개의 심볼(S₀, S₁, S₂, S₃)이 모두 입력될 때까지 상기 선택신호 발생수단(100)으로부터의 선택신호는 로우 로 출력된다. 상기 선택신호 발생수단(100)으로부터의 선택신호가 로우 상태로 다중화수단(120)에 입력되면, 상기 다중화수단(120)은 초기 계수값 발생수단(110)으로부터의 초기 계수값 1(실수) 과 0(허수)을 선택하게 된다. 이처럼 갱신된 계수값이 선택되지 않고 초기 계수값이 선택되는 이유는 등화 장치를 작동시킨 초기에는 갱신된 계수값이 존재하지 않기 때문이다. 상기 다중화수단(120)에서 선택된 초기 계수값 1 은 동위상의 계수값(WI) 대신 제 1 복소 곱셈수단(10)으로 입력되고, 상기 다중화수단(120)에서 선택된 또 다른 초기 계수값 0 은 직각위상의 계수값(WQ) 대신 제 1 복소 곱셈수단(10)으로 입력되며, 또한 수신된 동위상 채널신호(XI)와 직각위상 채널신호(XQ)가 제 1 복소 곱셈수단(10)으로 입력된다.

상기 제 1 복소 곱셈 수단(10)으로 입력된 동위상 채널신호(XI)와 초기 계수값 1 이 제 1 유한충격응답 필터부(11: 도 10 참조)로 입력되면 동위상 채널신호(XI)만이 출력되며, 상기 제 1 복소 곱셈 수단(10)으로 입력된 직각위상 채널신호(XQ)와 초기 계수값 0 이 제 3 유한충격응답 필터부(13: 도 10 참조)로 입력되면 0 이 출력되고, 상기 제 1 복소 곱셈 수단(10)으로 입력된 동위상 채널신호(XI)와 초기 계수값 0 이 도 10 에 도시된 제 2 유한충격응답 필터부(12: 도 10 참조)로 입력되면 0 이 출력되며, 상기 제 1 복소 곱셈수단(10)으로 입력된 직각위상 채널신호(XQ)와 초기 계수값 1 이 제 4 유한충격응답 필터부(14: 도 10 참조)로 입력되면 직각위상 채널신호(XQ)만이 출력된다. 가산부(15: 도 10 참조)에서는 상기 제 1 유한충격응답 필터부(11)로부터의 출력신호(XI)와 상기 제 3 유한충격응답 필터부(13)로부터의 출력신호(0)를 입력받아 가산을 수행하는데, 그 가산 결과(C₁XI)는 수신된 동위상 채널신호(XI)와 같게 된다. 그리고, 감산부(16: 도 10 참조)에서는 상기 제 2 유한충격응답 필터부(12)로부터의 출력신호(0)와 상기 제 4 유한충격응답 필터부(14)로부터의 출력신호(XQ)를 입력받아 감산을 수행하는데, 그 감산결과(C₁XQ)는 수신된 직각위상 채널신호(XQ)와 같게 된다. 따라서, 제 1 복소 곱셈수단(10)에서 출력되는 신호는 동위상 채널신호(XI)와 직각위상 채널신호(XQ)가 된다.

한편, 도 9 를 참조하면 심볼 동기신호(도 11 의 b 참조)를 선택 신호 발생수단(100)에서 계속 카운팅하다가 네 개의 심볼(S₀, S₁, S₂, S₃)이 모두 입력된 후, 다섯 번째 심볼동기신호가 발생되면 상기 선택신호 발생수단(100)으로부터의 선택신호(도 11 의 g 참조)는 하이 로 출력된다. 상기 선택신호 발생수단(100)으로부터의 선택신호가 하이 상태로 다중화수단(120)에 입력되면, 상기 다중화수단(120)은 저장 수단(90)으로부터 동위상의 계수값(WI)과 직각위상의 계수값(WQ)을 선택하게 된다. 상기 선택된 동위상의 계수값(WI)과 직각위상의 계수값(WQ)은 제 1 복소 곱셈수단(10)과 가산수단(70)으로 입력된다.

상기 제 1 복소 곱셈수단(10)에서는 수신된 동위상 채널신호(XI)와 직각위상 채널신호 및 상기 선택된 동위상의 계수값(WI)과 직각위상의 계수값(WQ)을 입력받는다. 즉, 동위상 채널신호(XI)와 동위상의 계수값(WI)이 제 1 유한충격응답 필터부(11: 도 10 참조)로 입력되면 필터링이 수행된 후, 제 1 필터링 신호(XI·WI)가 출력되고, 동위상 채널신호(XI)와 직각위상의 계수값(WQ)이 제 2 유한충격응답 필터부(12: 도 10 참조)로 입력되면 필터링이 수행된 후, 제 2 필터링 신호(XI·WQ)가 출력되며, 직각위상 채널신호(XQ)와 직각위상의 계수값(WQ)이 제 3 유한충격응답 필터부(13: 도 10 참조)로 입력되면 필터링이 수행된 후, 제 3 필터링 신호(XQ·WQ)가 출력되고, 직각위상 채널신호(XQ)와 동위상의 계수값(WI)이 제 4 유한충격응답 필터부(14: 도 10 참조)로 입력되면 필터링이 수행된 후, 제 4 필터링 신호(XQ·WI)가 출력된다. 상기 제 1 유한충격응답 필터부(11)로부터의 제 1 필터링 신호(XI·WI)와 상기 제 3 유한충격응답 필터부(13)로부터의 제 3 필터링 신호(XQ·WQ)가 가산부(15: 도 10 참조)로 입력되면, 가산이 수행된 후, 그 가산신호 즉, 제 1 동위상 복소 곱셈신호(C₁XI= XIWI + XQWQ)가 출력된다. 그리고, 상기 제 2 유한충격응답 필터부(12)로부터의 제 2 필터링 신호(XI·WQ)와 상기 제 4 유한충격응답 필터부(14)로부터의 제 4 필터링 신호(XQ·WI)가 감산부(16: 도 10 참조)로 입력되면, 감산이 수행된 후, 그 감산신호 즉, 제 1 직각위상 복소 곱셈신호(C₁XQ= XQWI - XIWQ)가 출력된다. 따라서, 상기 제 1 복소 곱셈수단(10)에서 출력된 제 1 동위상 복소 곱셈 신호(C₁XI= XIWI + XQWQ)와 제 1 직각위상 복소 곱셈신호(C₁XQ= XQWI - XIWQ)는 동기수단(도시하지 않음)과 후단의 에러 계산수단(30)으로 입력된다.

기준신호 발생수단(20)에서 기준신호(RI)에 해당하는 분산 파일롯 셀 신호(SPC)가 출력되면 그 기준신호는 도 9 에 도시된 에러 계산수단(30)으로 입력된다. 상기 제 1 복소 곱셈수단(10)으로부터의 제 1 동위상 복소 곱셈신호(C₁XI= XIWI + XQWQ)와 제 1 직각위상 복소 곱셈신호(C₁XQ= XQWI - XIWQ) 및 상기 기준신호 발생수단(20)으로부터의 기준신호(RI)가 에러 계산수단(30)으로 입력되면, 에러가 계산된 후, 동위상의 에러신호(EI=CRI-RI)와 직각위상의 에러신호(EQ=CRQ)가 출력된다.

또한, 수신된 동위상 채널 신호(XI)와 직각위상 채널 신호(XQ)가 지연수단(40)에 입력되어 지연된 후, 동위상 지연신호(DXI)와 직각위상 지연신호(DXQ)가 출력된다. 상기 동위상 지연신호(DXI)와 직각위상 지연신호(DXQ)가 이득 제어수단(50)으로 입력되면 수렴상수(μ) 즉, 이득이 제어된 동위상 이득 제어신호(μDXI)와 직각위상 이득 제어신호(μDXQ)가 출력된다.

상기 에러 계산수단(30)으로부터의 동위상의 에러신호(EI=CRI-RI)와 직각위상의 에러신호(EQ=CRQ) 및 상기 이득 제어수단(50)으로부터의 동위상 이득 제어신호(μDXI)와 직각위상 이득 제어신호(μDXQ)가 제 2 복소 곱셈수단(60)으로 입력되면, 복소곱셈이 수행된 후, 제 2 동위상 복소 곱셈신호(C₂EI = μ[EI·DXI + EQ·DXQ])와 제 2 직각위상 복소 곱셈신호(C₂EQ = μ[EQ·DXI - EI·DXQ])가 출력된다.

상기 제 2 복소 곱셈수단(60)으로부터의 제 2 동위상 복소 곱셈신호(C₂EI = μ[EI·DXI + EQ·DXQ])와 제 2 직각위상 복소 곱셈신호(C₂EQ = μ[EQ·DXI - EI·DXQ]) 및 상기 다중화수단(120)에서 선택된 동위상의 계수값(WI(n))과 직각위상의 계수값(WQ(n))이 가산수단(70)으로 입력되면, 가산이 수행된 후, 동위상의 갱신 계수값(WI(n+1)=WI(n)+μ[EI·DXI + EQ·DXQ])과 직각위상의 갱신 계수값(WQ(n+1)=WQ(n)+μ[EQ·DXI - EI·DXQ])이 출력된다.

상기 갱신된 계수값들을 저장시키기 위해 어드레스 발생수단(80)에서 쓰기 어드레스(write) 신호를 발생시켜 저장수단(90)으로 보내면, 저장수단(90)에서는 상기 가산수단(70)으로부터 입력된 동위상의 갱신 계수값(WI(n+1)=WI(n)+μ[EI·DXI + EQ·DXQ])과 직각위상의 갱신 계수값(WQ(n+1)=WQ(n)+μ[EQ·DXI - EI·DXQ])을 저장시킨다. 그리고, 저장수단(90)으로부터 상기 갱신된 계수값들을 출력해내기 위해 어드레스 발생수단(80)에서 읽기 어드레스(read) 신호를 발생시켜 저장수단(90)으로 보내면, 상기 저장수단(90)에 저장되어 있던 동위상의 갱신 계수값(WI(n+1)=WI(n)+μ[EI·DXI+EQ·DXQ])과 직각위상의 갱신 계수값(WQ(n+1) = WQ(n)+μ[EQ·DXI - EI·DXQ])이 다중화수단(120)으로 출력된다. 결국, 다중화수단(120)에 입력된 갱신된 계수값은 선택신호 발생수단(100)의 선택신호에 의해 선택되어 다시 제 1 복소 곱셈수단(10)과 가산수단(70)으로 피드백되어 상술한 과정을 반복하게 되는 것이다.

상기에서 서술된 실시예는 모든 점에서 예시에 불과한 것이고, 이를 한정적으로 해석해서는 안되며, 단지 본 발명의 진정한 정신 및 범위내에 존재하는 변형예는 모두 본 발명의 청구 범위에 속하는 것이다.

이상에서 서술한 바와 같이 본 발명에 따르면 다중 반송파를 이용한 OFDM 수신시스템에서 심볼내 샘플간 간섭을 효율적으로 제거하기 위해 파일롯 신호를 이용하여 채널을 정확히 추정해내므로써 채널의 갑작스런 변화에도 적응적으로 등화할 수 있다는 데 그 효과가 있다.

Claims

전송된 직교 주파수 분할 다중화 신호를 채널의 변화에 따라 적응적으로 등화시키는 수단을 포함하는 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템에 있어서,

수신된 동위상 채널신호(XI) 및 직각위상 채널신호(XQ)를 입력받고, 동위상 채널신호 및 직각위상 채널신호의 계수값(WI, WQ)을 입력받아 복소곱셈을 수행한 후, 제 1 동위상 복소 곱셈신호(C₁XI)와 제 1 직각위상 복소 곱셈신호(C₁XQ)를 출력하는 제 1 복소 곱셈수단(10)과;

기준신호(RI)를 발생시키는 기준신호 발생수단(20);

상기 제 1 동위상 복소 곱셈신호(C₁XI)와 제 1 직각위상 복소 곱셈신호(C₁XQ) 및 상기 기준신호(RI)를 입력받아 에러를 계산한 후, 동위상 에러신호(EI)와 직각위상 에러신호(EQ)를 출력하는 에러계산수단(30);

수신된 동위상 채널신호(XI) 및 직각위상 채널신호(XQ)를 입력받아 지연시킨 후, 동위상 지연신호(DXI)와 직각위상 지연신호(DXQ)를 출력하는 지연수단(40);

상기 동위상 지연신호(DXI)와 직각위상 지연신호(DXQ)를 입력받아 이득(μ)을 제어한 후, 동위상 이득제어신호(μDXI)와 직각위상 이득제어신호(μDXQ)를 출력하는 이득제어수단(50);

상기 동위상 에러 신호(EI)와 직각위상 에러신호(EQ) 및 상기 동위상 이득제어신호(μDXI)와 직각위상 이득제어신호(μDXQ)를 입력받아 복소곱셈을 수행한 후, 제 2 동위상 복소 곱셈신호(C₂EI)와 제 2 직각위상 복소 곱셈신호(C₂EQ)를 출력하는 제 2 복소곱셈수단(60);

상기 제 2 동위상 복소 곱셈신호(C₂EI)와 제 2 직각위상 복소 곱셈신호(C₂EQ) 및 동위상 계수값(WI(n))과 직각위상 계수값(WQ(n))을 입력받아 각각 가산한 후, 갱신된 동위상 계수값(WI(n+1))과 갱신된 직각위상 계수값(WQ(n+1))을 출력하는 가산수단(70);

쓰기 어드레스 신호와 읽기 어드레스 신호를 출력하는 어드레스 발생수단(80);

상기 쓰기 어드레스 신호에 따라 상기 갱신된 계수값을 저장하고, 상기 읽기 어드레스 신호에 따라 저장되어 있던 상기 갱신된 계수값을 출력하는 저장수단(90);

심볼동기 신호에 따라 선택신호(S)를 발생하기 위한 선택신호 발생수단(100);

초기 계수값을 발생하기 위한 초기 계수값 발생수단(110); 및

상기 선택신호에 따라 상기 초기 계수값 발생수단(110)으로부터의 초기 계수값과 상기 저장수단(90)으로부터의 갱신된 계수값 중에서 한 값을 선택하기 위한 다중화수단(120)으로 구성된 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 채널 등화 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 제 1 복소 곱셈수단(10)이, 수신된 동위상 채널의 신호(XI)와 동위상 채널의 계수값(WI)을 입력받아 필터링을 수행한 후, 제 1 필터링신호(XI·WI)를 출력하는 제 1 유한충격응답 필터부(11)와;

수신된 동위상 채널의 신호(XI)와 직각위상 채널의 계수값(WQ)을 입력받아 필터링을 수행한 후, 제 2 필터링신호(XI·WQ)를 출력하는 제 2 유한충격응답 필터부(12);

수신된 직각위상 채널의 신호(XQ)와 직각위상 채널의 계수값(WQ)을 입력받아 필터링을 수행한 후, 제 3 필터링신호(XQ·WQ)를 출력하는 제 3 유한충격응답 필터부(13);

수신된 직각위상 채널의 신호(XQ)와 동위상 채널의 계수값(WI)을 입력받아 필터링을 수행한 후, 제 4 필터링신호(XQ·WI)를 출력하는 제 4 유한충격응답 필터부(14);

상기 제 1 유한충격응답 필터부(11)로부터의 제 1 필터링신호(XI·WI)와 상기 제 3 유한충격응답 필터부(13)로부터의 제 3 필터링신호(XQ·WQ)를 입력받아 가산한 후, 그 가산신호(C₁XI = XIWI+XQWQ)를 출력하는 가산부(15); 및

상기 제 2 유한충격응답 필터부(12)로부터의 제 2 필터링신호(XI·WQ)와 상기 제 4 유한충격응답 필터부(14)로부터의 제 4 필터링신호(XQ·WI)를 입력받아 감산한 후, 그 감산신호(C₁XQ = XQWI-XIWQ)를 출력하는 감산부(16)로 구성된 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 채널 등화 장치.
제 2 항에 있어서, 상기 제 1 유한충격응답 필터부(11), 제 2 유한충격응답 필터부(12), 제 3 유한충격응답 필터부(13) 및 제 4 유한충격응답 필터부(14) 각각의 계수가 1 탭인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 채널 등화 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 기준신호 발생수단(20)에서 발생되는 기준신호가 분산 파일롯 셀 신호인 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 수신시스템의 채널 등화 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 선택신호 발생수단(100)이, 외부로부터 심볼 동기 신호와 리셋신호를 입력받으며, 그 심볼 동기 신호와 리셋신호에 따라 심볼을 카운팅하여 네 번째 심볼이 카운팅될 때까지는 상기 다중화 수단(120)에서 초기 계수값을 선택하도록 제어하는 선택신호를 출력하고, 다섯 번째 심볼이 카운팅될 때부터는 갱신된 계수값을 선택하도록 제어하는 선택신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 직교 주파수 분할 다중화 수신 시스템의 채널 등화 장치.