JP2885612B2 - 干渉波除去装置 - Google Patents
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- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 12
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims description 8
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 3
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 21
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 12
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 10
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 9
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 5
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 5
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 239000003607 modifier Substances 0.000 description 3
- 239000002243 precursor Substances 0.000 description 3
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 239000012141 concentrate Substances 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 238000011156 evaluation Methods 0.000 description 1
- 230000001747 exhibiting effect Effects 0.000 description 1
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 1
- 238000010079 rubber tapping Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 238000002945 steepest descent method Methods 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- 230000017105 transposition Effects 0.000 description 1
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
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- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0848—Joint weighting
- H04B7/0854—Joint weighting using error minimizing algorithms, e.g. minimum mean squared error [MMSE], "cross-correlation" or matrix inversion
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は干渉除去装置に関わり，
ダイバーシティ方式を必要とするマルチパスフェージン
グ回線において広帯域干渉波が存在する場合，干渉波除
去およびマルチパス歪の適応等化を行なう干渉波除去装
置に関する。
ダイバーシティ方式を必要とするマルチパスフェージン
グ回線において広帯域干渉波が存在する場合，干渉波除
去およびマルチパス歪の適応等化を行なう干渉波除去装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】判定帰還形等化器（ＤＦＥ：Decision F
eedback Equalizer ）を用いて，マルチパス歪と広帯域
干渉波を除去する従来技術の２重ダイバーシティ受信へ
の適用例を図３に示す。
eedback Equalizer ）を用いて，マルチパス歪と広帯域
干渉波を除去する従来技術の２重ダイバーシティ受信へ
の適用例を図３に示す。
【０００３】図３において，３０１と３０２はトランス
バーサルフィルタで構成される第１及び第２の前方フィ
ルタ，３０３と３０４は第１及び第２のタップ修正器，
３０５はトランスバーサルフィルタで構成される後方フ
ィルタ，３０６は第３のタップ修正器，３０７は判定
器，３０８は加算器，３０９と３１０は減算器である。
バーサルフィルタで構成される第１及び第２の前方フィ
ルタ，３０３と３０４は第１及び第２のタップ修正器，
３０５はトランスバーサルフィルタで構成される後方フ
ィルタ，３０６は第３のタップ修正器，３０７は判定
器，３０８は加算器，３０９と３１０は減算器である。
【０００４】図３に示す方式はピーター・モンセンが提
案したもので，アイ・イー・イー・イー，トランズアク
ション・オン・コミュニケーションズ・ヴォル−コム−
３２，ナンバー１，１９８４年１月において「エムエム
エスイー イコライゼーション オブ インターフィア
ランス オン フェーディング ダイバーシティ チャ
ネルズ」として論文発表している。
案したもので，アイ・イー・イー・イー，トランズアク
ション・オン・コミュニケーションズ・ヴォル−コム−
３２，ナンバー１，１９８４年１月において「エムエム
エスイー イコライゼーション オブ インターフィア
ランス オン フェーディング ダイバーシティ チャ
ネルズ」として論文発表している。
【０００５】図３を用いて動作を説明する。通常の判定
帰還形等化器では１個の前方フィルタ３０１により，イ
ンパルス応答の前縁による歪（プリカーサー歪）を除去
し，１個の後方フィルタ３０５によりインパルス応答の
後縁による歪（ポストカーサー歪）を除去する。図３に
示すモンセン方式において，各ダイバシティルートに対
応した第１の前方フィルタ３０１および第２の前方フィ
ルタ３０２の前方フィルタ出力信号Ｓf1，Ｓf2は，合成
器３０８によりダイバーシティ合成され，合成信号Ｓｐ
となる。ここで，各ダイバーシティでのプリカーサー歪
は該当する前方フィルタにより除去される。判定器３０
７からの判定信号Ｓｄを入力とする後方フィルタ３０５
は，ダイバーシティ合成後のポストカーサー歪を推定
し，減算器３１０にてダイバーシティ合成信号Ｓｐから
減じて，合成信号減算信号Ｓｒを出力する。時間変化す
るインパルス応答に対してマルチパスによる符号間干渉
が除去される動作は適応等化と呼ばれる。一方，判定器
３０７の入出力間の差である判定器誤差信号（以下，第
１誤差信号と呼ぶ）ε１と前方フィルタ３０１，３０４
および後方フィルタ３０５の各タップに分布する信号を
用いて，第１及び第２の前方フィルタタップ修正器３０
３，３０４，及び後方フィルタタップ修正器３０６は，
適応アルゴリズムによりタップ係数を修正する。この判
定帰還形等化器を備えた受信機が対象としているのは対
流圏散乱伝搬に代表されるマルチパスフェージング回線
での高速ディジタル伝送（１０Ｍｂｐｓ）であり，伝送
速度に対してフェージング変化が非常に遅くなる。この
ような伝搬環境に対しては，タップ係数の修正には通常
ＬＭＳアルゴリズムが用いられる。これは，あるサンプ
リング時刻ｎにおけるタップ係数をＣn とした場合，時
刻ｎ＋１におけるタップは下記数１式のように修正され
る。
帰還形等化器では１個の前方フィルタ３０１により，イ
ンパルス応答の前縁による歪（プリカーサー歪）を除去
し，１個の後方フィルタ３０５によりインパルス応答の
後縁による歪（ポストカーサー歪）を除去する。図３に
示すモンセン方式において，各ダイバシティルートに対
応した第１の前方フィルタ３０１および第２の前方フィ
ルタ３０２の前方フィルタ出力信号Ｓf1，Ｓf2は，合成
器３０８によりダイバーシティ合成され，合成信号Ｓｐ
となる。ここで，各ダイバーシティでのプリカーサー歪
は該当する前方フィルタにより除去される。判定器３０
７からの判定信号Ｓｄを入力とする後方フィルタ３０５
は，ダイバーシティ合成後のポストカーサー歪を推定
し，減算器３１０にてダイバーシティ合成信号Ｓｐから
減じて，合成信号減算信号Ｓｒを出力する。時間変化す
るインパルス応答に対してマルチパスによる符号間干渉
が除去される動作は適応等化と呼ばれる。一方，判定器
３０７の入出力間の差である判定器誤差信号（以下，第
１誤差信号と呼ぶ）ε１と前方フィルタ３０１，３０４
および後方フィルタ３０５の各タップに分布する信号を
用いて，第１及び第２の前方フィルタタップ修正器３０
３，３０４，及び後方フィルタタップ修正器３０６は，
適応アルゴリズムによりタップ係数を修正する。この判
定帰還形等化器を備えた受信機が対象としているのは対
流圏散乱伝搬に代表されるマルチパスフェージング回線
での高速ディジタル伝送（１０Ｍｂｐｓ）であり，伝送
速度に対してフェージング変化が非常に遅くなる。この
ような伝搬環境に対しては，タップ係数の修正には通常
ＬＭＳアルゴリズムが用いられる。これは，あるサンプ
リング時刻ｎにおけるタップ係数をＣn とした場合，時
刻ｎ＋１におけるタップは下記数１式のように修正され
る。
【０００６】
【数１】
【０００７】ここでμは修正係数，εn は時刻ｎにおけ
る第１誤差信号，ｕn は時刻ｎにおける該当するタップ
に分布している信号である。前記論文にて，この受信方
式ではマルチパスフェージング環境下にて希望信号波と
は独立な広帯域干渉が存在する場合，図３の判定帰還形
等化器は，干渉を除去する効果があることが述べられて
いる。これはダイバーシティが一種のパワーインバージ
ョンアダプティブアレイの動作を行い，ダイバーシティ
間での干渉波が相殺されるようにダイバーシティ合成が
行われる為である。この場合，ダイバーシティ手段が，
本来の信号強化手段としてでなく，干渉除去手段として
用いられる為，外在的ダイバーシティ効果は得られな
い。しかしながらマルチパス伝搬により遅延分散した信
号成分はトランスバーサルフィルタ構成の前方フィルタ
により，時間領域の最大比合成で集束される為，内在的
ダイバーシティ効果は保存される。すなわち前方フィル
タ・バンクと後方フィルタとを，第１誤差信号の自乗平
均が最小とするＭＭＳＥ（Minimum Means Squre Error)
制御することで，整合フィルタリング適応等化とパワー
インバージョン干渉波除去を包括した信号処理が可能と
なる。
る第１誤差信号，ｕn は時刻ｎにおける該当するタップ
に分布している信号である。前記論文にて，この受信方
式ではマルチパスフェージング環境下にて希望信号波と
は独立な広帯域干渉が存在する場合，図３の判定帰還形
等化器は，干渉を除去する効果があることが述べられて
いる。これはダイバーシティが一種のパワーインバージ
ョンアダプティブアレイの動作を行い，ダイバーシティ
間での干渉波が相殺されるようにダイバーシティ合成が
行われる為である。この場合，ダイバーシティ手段が，
本来の信号強化手段としてでなく，干渉除去手段として
用いられる為，外在的ダイバーシティ効果は得られな
い。しかしながらマルチパス伝搬により遅延分散した信
号成分はトランスバーサルフィルタ構成の前方フィルタ
により，時間領域の最大比合成で集束される為，内在的
ダイバーシティ効果は保存される。すなわち前方フィル
タ・バンクと後方フィルタとを，第１誤差信号の自乗平
均が最小とするＭＭＳＥ（Minimum Means Squre Error)
制御することで，整合フィルタリング適応等化とパワー
インバージョン干渉波除去を包括した信号処理が可能と
なる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら，前述し
た従来技術では，適応アルゴリズムおよび適応速度に関
しての欠点を解決していない。実際の干渉波としては，
隣接回線からの干渉以外に，飛翔体からの妨害電波を想
定しなければならない。このような場合，干渉波の変化
速度はフェージング変化より速くなり，干渉とマルチパ
ス歪の除去をＬＭＳアルゴリズムで追随させるのは難し
くなる。特に，図３に示すモンセン方式の判定帰環形等
化器は収束速度が遅いという欠点を渡辺幸次郎により１
９８６年のアイ・シィー・シィー・シィー セッション
番号４６．２．１の「アダプティブマッチト フィルタ
アンド イッツ シグニフィカンス トゥ アンティ
ーマルチパス フェージング」において指摘している。
これは第１誤差信号を用いたＬＭＳアルゴリズムをダイ
バーシティを含めた前方フィルタおよび後方フィルタの
全タップに適用する為であり，その相関行列のサイズが
大となる為である。
た従来技術では，適応アルゴリズムおよび適応速度に関
しての欠点を解決していない。実際の干渉波としては，
隣接回線からの干渉以外に，飛翔体からの妨害電波を想
定しなければならない。このような場合，干渉波の変化
速度はフェージング変化より速くなり，干渉とマルチパ
ス歪の除去をＬＭＳアルゴリズムで追随させるのは難し
くなる。特に，図３に示すモンセン方式の判定帰環形等
化器は収束速度が遅いという欠点を渡辺幸次郎により１
９８６年のアイ・シィー・シィー・シィー セッション
番号４６．２．１の「アダプティブマッチト フィルタ
アンド イッツ シグニフィカンス トゥ アンティ
ーマルチパス フェージング」において指摘している。
これは第１誤差信号を用いたＬＭＳアルゴリズムをダイ
バーシティを含めた前方フィルタおよび後方フィルタの
全タップに適用する為であり，その相関行列のサイズが
大となる為である。
【０００９】ところで，マルチパス歪に対して収束速度
が遅い上に，時間変動する干渉波が加わった場合，相関
行列の固有値のバラツキがさらに大となり，適応収束速
度はより深刻な問題となる。モンセンは，前述の論文に
おいて，適応アルゴリズムとしてカルマン・アルゴリズ
ムの適用についてふれているが，これは複雑な処理を行
う為，演算時間の上で問題があり，高速伝送に対しては
その適用は現在のところ難しい。
が遅い上に，時間変動する干渉波が加わった場合，相関
行列の固有値のバラツキがさらに大となり，適応収束速
度はより深刻な問題となる。モンセンは，前述の論文に
おいて，適応アルゴリズムとしてカルマン・アルゴリズ
ムの適用についてふれているが，これは複雑な処理を行
う為，演算時間の上で問題があり，高速伝送に対しては
その適用は現在のところ難しい。
【００１０】そこで，本発明の技術的課題は，干渉波に
よる固有値のバラツキを抑えた干渉波除去装置とそれを
用いた適応収束速度を改善した適応ダイバーシティ受信
機を提供することにある。
よる固有値のバラツキを抑えた干渉波除去装置とそれを
用いた適応収束速度を改善した適応ダイバーシティ受信
機を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の干渉波除去装置
は、トランスバーサルフィルタで構成され，複数のダイ
バーシティ受信信号をそれぞれ入力され，かつ前方フィ
ルタ出力信号をそれぞれ生成する複数の前方フィルタ
と，前記前方フィルタ出力信号をダイバーシティ合成し
合成信号を生成する合成手段と，トランスバーサルフィ
ルタで構成され，後方フィルタ入力信号に応じて後方フ
ィルタ出力信号を生成する後方フィルタと，前記合成信
号から前記後方フィルタ出力信号を減じ減算結果信号を
生じる合成信号減算手段と，前記減算結果信号に応じて
判定信号を生成し該判定信号を前記後方フィルタ入力信
号として前記後方フィルタに供給する判定手段と，前記
減算結果信号と前記判定信号との差を取り第１誤差信号
を生成する第１誤差減算手段と，前記第１誤差信号に応
じ前記前方フィルタ出力信号のタップ係数を修正する前
方フィルタタップ修正手段と，前記第１誤差信号に応じ
前記後方フィルタ出力信号のタップ係数を修正する後方
フィルタタップ修正手段とを備えた干渉波除去装置にお
いて，前記合成手段は，前記前方フィルタ出力信号をダ
イバーシティルート毎に入力し，複素乗算を実行して該
複素乗算出力信号を生成する複素乗算手段と，前記合成
信号と前記判定信号との差を取り第２誤差信号を生成す
る第２誤差減算手段と，ダイバーシティルート毎に前記
第２誤差信号と前記前方フィルタ出力信号との相関を取
り相関値を生成し，前記相関値を前記ダイバーシティル
ート毎に前記複素乗算手段に乗じる相関手段とを備えて
いることを特徴とする干渉波除去装置が得られる。
は、トランスバーサルフィルタで構成され，複数のダイ
バーシティ受信信号をそれぞれ入力され，かつ前方フィ
ルタ出力信号をそれぞれ生成する複数の前方フィルタ
と，前記前方フィルタ出力信号をダイバーシティ合成し
合成信号を生成する合成手段と，トランスバーサルフィ
ルタで構成され，後方フィルタ入力信号に応じて後方フ
ィルタ出力信号を生成する後方フィルタと，前記合成信
号から前記後方フィルタ出力信号を減じ減算結果信号を
生じる合成信号減算手段と，前記減算結果信号に応じて
判定信号を生成し該判定信号を前記後方フィルタ入力信
号として前記後方フィルタに供給する判定手段と，前記
減算結果信号と前記判定信号との差を取り第１誤差信号
を生成する第１誤差減算手段と，前記第１誤差信号に応
じ前記前方フィルタ出力信号のタップ係数を修正する前
方フィルタタップ修正手段と，前記第１誤差信号に応じ
前記後方フィルタ出力信号のタップ係数を修正する後方
フィルタタップ修正手段とを備えた干渉波除去装置にお
いて，前記合成手段は，前記前方フィルタ出力信号をダ
イバーシティルート毎に入力し，複素乗算を実行して該
複素乗算出力信号を生成する複素乗算手段と，前記合成
信号と前記判定信号との差を取り第２誤差信号を生成す
る第２誤差減算手段と，ダイバーシティルート毎に前記
第２誤差信号と前記前方フィルタ出力信号との相関を取
り相関値を生成し，前記相関値を前記ダイバーシティル
ート毎に前記複素乗算手段に乗じる相関手段とを備えて
いることを特徴とする干渉波除去装置が得られる。
【００１２】また，本発明によれば，トランスバーサル
フィルタで構成された複数の前方フィルタからの出力信
号を合成し合成信号を生成する合成手段と，前記合成信
号と後方フィルタの出力信号との差を現す減算結果信号
を入力として判定信号を生成する判定手段と，前記減算
結果信号と前記判定信号との差を表す第１誤差信号を生
成し，この第１誤差信号に基づいて，前記前方フィルタ
及び後方フィルタのタップ修正を行う第１制御系と，前
記合成信号と前記判定信号との差に基づいて，前記前方
フィルタの出力信号の制御を行う第２制御系とを備えた
ことを特徴とする干渉波除去装置が得られる。
フィルタで構成された複数の前方フィルタからの出力信
号を合成し合成信号を生成する合成手段と，前記合成信
号と後方フィルタの出力信号との差を現す減算結果信号
を入力として判定信号を生成する判定手段と，前記減算
結果信号と前記判定信号との差を表す第１誤差信号を生
成し，この第１誤差信号に基づいて，前記前方フィルタ
及び後方フィルタのタップ修正を行う第１制御系と，前
記合成信号と前記判定信号との差に基づいて，前記前方
フィルタの出力信号の制御を行う第２制御系とを備えた
ことを特徴とする干渉波除去装置が得られる。
【００１３】更に，本発明によれば，前記いずれかの干
渉波除去装置を備えたことを特徴とするダイバーシティ
受信機が得られる。
渉波除去装置を備えたことを特徴とするダイバーシティ
受信機が得られる。
【００１４】
【実施例】次に，本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。図１は本発明の実施例に係る干渉波除去装
置を示すブロック図で，２重ダイバーシティ方式におけ
る構成を示している。 図１において，１０１と１０２
はトランスバーサルフィルタで構成される第１及び第２
の前方フィルタ，１０３と１０４は第１及び第２のタッ
プ修正器，１０５はトランスバーサルフィルタで構成さ
れる後方フィルタ，１０６は第３のタップ修正器，１０
７は判定器，１０９と１１０は減算器，１５８は合成手
段を夫々示している。ここで，合成手段１５８は，加算
器１０８，第１及び第２の複素乗算器１１２と１１３，
第１及び第２の相関器１１４と１１５，減算器１１１を
夫々備えている。
て説明する。図１は本発明の実施例に係る干渉波除去装
置を示すブロック図で，２重ダイバーシティ方式におけ
る構成を示している。 図１において，１０１と１０２
はトランスバーサルフィルタで構成される第１及び第２
の前方フィルタ，１０３と１０４は第１及び第２のタッ
プ修正器，１０５はトランスバーサルフィルタで構成さ
れる後方フィルタ，１０６は第３のタップ修正器，１０
７は判定器，１０９と１１０は減算器，１５８は合成手
段を夫々示している。ここで，合成手段１５８は，加算
器１０８，第１及び第２の複素乗算器１１２と１１３，
第１及び第２の相関器１１４と１１５，減算器１１１を
夫々備えている。
【００１５】第１及び第２の前方フィルタ１０１，１０
２は，ダイバーシティ受信信号１，２をそれぞれ入力さ
れ，プリカーサ歪みの除去された前方フィルタ出力信号
Ｓf1，Ｓf2をそれぞれ生成する。
２は，ダイバーシティ受信信号１，２をそれぞれ入力さ
れ，プリカーサ歪みの除去された前方フィルタ出力信号
Ｓf1，Ｓf2をそれぞれ生成する。
【００１６】合成手段１５８は，第１及び第２の前方フ
ィルタ１０１，１０２の前方フィルタ出力信号Ｓf1，Ｓ
f2をダイバーシティ合成し合成信号Ｓｐを生成する。
ィルタ１０１，１０２の前方フィルタ出力信号Ｓf1，Ｓ
f2をダイバーシティ合成し合成信号Ｓｐを生成する。
【００１７】後方フィルタ１０５は，判定器１０７から
の判定信号Ｓｄに応じて，ポストカーサ歪みを除去した
後方フィルタ出力信号Ｓｂを生成する。
の判定信号Ｓｄに応じて，ポストカーサ歪みを除去した
後方フィルタ出力信号Ｓｂを生成する。
【００１８】 減算器１１０は，合成信号Ｓｐから，後
方フィルタ出力信号Ｓｂを減じ減算結果信号Ｓｒを生じ
る。
方フィルタ出力信号Ｓｂを減じ減算結果信号Ｓｒを生じ
る。
【００１９】判定器１０７は，減算器１１０の減算結果
信号Ｓｒに応じて，判定信号Ｓｄを生成し，この判定信
号Ｓｄを後方フィルタ入力信号として後方フィルタ１０
５に供給する。
信号Ｓｒに応じて，判定信号Ｓｄを生成し，この判定信
号Ｓｄを後方フィルタ入力信号として後方フィルタ１０
５に供給する。
【００２０】第１誤差減算器１０９は，判定器１０７の
入出力信号の差，即ち，減算結果信号Ｓｒと判定信号Ｓ
ｄとの差を取り第１誤差信号ε１を生成する。前方フィ
ルタタップ修正手段１０３，１０４は，第１誤差信号ε
１に応じ，前方フィルタ出力信号Ｓf1，Ｓf2のタップ係
数を修正する。
入出力信号の差，即ち，減算結果信号Ｓｒと判定信号Ｓ
ｄとの差を取り第１誤差信号ε１を生成する。前方フィ
ルタタップ修正手段１０３，１０４は，第１誤差信号ε
１に応じ，前方フィルタ出力信号Ｓf1，Ｓf2のタップ係
数を修正する。
【００２１】後方フィルタタップ修正手段は，第１誤差
信号ε１に応じ，後方フィルタ出力信号Ｓｂのタップ係
数を修正する。
信号ε１に応じ，後方フィルタ出力信号Ｓｂのタップ係
数を修正する。
【００２２】複素乗算器１１２，１１３は，前方フィル
タ出力信号Ｓf1，Ｓf2をダイバーシティルート毎に入力
し，複素乗算を実行して，この複素乗算出力信号Ｓc1，
Ｓc2を生成する。第２誤差減算器１１１は，合成信号Ｓ
ｐと判定信号Ｓｄとの差を取り，第２誤差信号ε２を生
成する。相関器１１４，１１５は，ダイバーシティ毎に
第２誤差信号ε２と前方フィルタ出力信号Ｓf1，Ｓf2と
の相関を取り相関値α，βを生成し，この相関値α，β
を示す信号を前記ダイバーシティ毎に複素乗算器１１
２，１１３に入力する。複素乗算器は，前方フィルタ出
力信号Ｓf1，Ｓf2に相関値α，βを複素乗算を実行し
て，複素乗算出力信号Ｓc1，Ｓc2を生成する。
タ出力信号Ｓf1，Ｓf2をダイバーシティルート毎に入力
し，複素乗算を実行して，この複素乗算出力信号Ｓc1，
Ｓc2を生成する。第２誤差減算器１１１は，合成信号Ｓ
ｐと判定信号Ｓｄとの差を取り，第２誤差信号ε２を生
成する。相関器１１４，１１５は，ダイバーシティ毎に
第２誤差信号ε２と前方フィルタ出力信号Ｓf1，Ｓf2と
の相関を取り相関値α，βを生成し，この相関値α，β
を示す信号を前記ダイバーシティ毎に複素乗算器１１
２，１１３に入力する。複素乗算器は，前方フィルタ出
力信号Ｓf1，Ｓf2に相関値α，βを複素乗算を実行し
て，複素乗算出力信号Ｓc1，Ｓc2を生成する。
【００２３】図２は図１の干渉波除去装置の干渉除去動
作を説用する為の図である。
作を説用する為の図である。
【００２４】図２において，２０１はサンプル値をＳn
とする希望信号波源，２０２はサンプル値をＪn とする
干渉波源，２０３はＳn の受信機入力１に対する伝送系
インパルス応答ｈ1 ，２０４はＳn の受信機入力２に対
する伝送系インパルス応答ｈ2 ，２０５はＪn の受信機
入力１に対する伝送系インパルス応答ｇ1，２０６はＪn
の受信機入力２に対する伝送系インパルス応答ｇ2 ，
２１１および２１２はＴ／２（Ｔ：シンボル周期）間隔
の３段シフトレジスタ，２１３および２１４はそれぞれ
３個の乗算器，２１５はＴ間隔の２段シフトレジスタ，
２１６は２個の乗算器，１０８および２１８は加算器，
１０７は判定器，１１０と１０９と１１１は減算器であ
る。但し，図１における第１及び第２の前方フィルタタ
ップ修正器１０３と１０４と後方フィルタタップ修正器
１０６に関しては，図２における図示を省略している。
ここで，図１における相関器１１４と１１５からの相関
値であるタップ係数をα，βとする。また第１及び第２
の前方フィルタタップ修正器１０３と１０４が出力する
タップ係数ベクトルをＣ′，Ｗ′とする。この場合，図
１の入力１をｒ1 とすれば，ｒ1 は第１の前方フィルタ
１０１において畳込み演算によりタップ係数ベクトル
Ｃ′が乗じられ，第１の前方フィルタ１０１の前方フィ
ルタ出力信号は，ｒ1 ＊Ｃ′を表すものとなる。さら
に，これに図１の複素乗算器１１２にてタップ係数αが
乗じられる為，複素乗算器１１２の複素乗算出力信号Ｓ
ｃは，ｒ1 ＊αＣ′を表すものとなる。すなわち第１及
び第２のタップ修正器１０３と１０４が出力するタップ
係数ベクトルＣ′，Ｗ′に，相関器１１４と１１５が出
力するタップ係数αとβとをそれぞれ乗じて，図１の複
素乗算器１１２と１１３を省略しても等価である。この
場合，図２において，下式数２式及び数３式が成り立
つ。
とする希望信号波源，２０２はサンプル値をＪn とする
干渉波源，２０３はＳn の受信機入力１に対する伝送系
インパルス応答ｈ1 ，２０４はＳn の受信機入力２に対
する伝送系インパルス応答ｈ2 ，２０５はＪn の受信機
入力１に対する伝送系インパルス応答ｇ1，２０６はＪn
の受信機入力２に対する伝送系インパルス応答ｇ2 ，
２１１および２１２はＴ／２（Ｔ：シンボル周期）間隔
の３段シフトレジスタ，２１３および２１４はそれぞれ
３個の乗算器，２１５はＴ間隔の２段シフトレジスタ，
２１６は２個の乗算器，１０８および２１８は加算器，
１０７は判定器，１１０と１０９と１１１は減算器であ
る。但し，図１における第１及び第２の前方フィルタタ
ップ修正器１０３と１０４と後方フィルタタップ修正器
１０６に関しては，図２における図示を省略している。
ここで，図１における相関器１１４と１１５からの相関
値であるタップ係数をα，βとする。また第１及び第２
の前方フィルタタップ修正器１０３と１０４が出力する
タップ係数ベクトルをＣ′，Ｗ′とする。この場合，図
１の入力１をｒ1 とすれば，ｒ1 は第１の前方フィルタ
１０１において畳込み演算によりタップ係数ベクトル
Ｃ′が乗じられ，第１の前方フィルタ１０１の前方フィ
ルタ出力信号は，ｒ1 ＊Ｃ′を表すものとなる。さら
に，これに図１の複素乗算器１１２にてタップ係数αが
乗じられる為，複素乗算器１１２の複素乗算出力信号Ｓ
ｃは，ｒ1 ＊αＣ′を表すものとなる。すなわち第１及
び第２のタップ修正器１０３と１０４が出力するタップ
係数ベクトルＣ′，Ｗ′に，相関器１１４と１１５が出
力するタップ係数αとβとをそれぞれ乗じて，図１の複
素乗算器１１２と１１３を省略しても等価である。この
場合，図２において，下式数２式及び数３式が成り立
つ。
【００２５】
【数２】 ＣT＝[Ｃ0Ｃ1Ｃ2]＊αＣ’＝α[Ｃ0’Ｃ1’Ｃ2’]
【００２６】
【数３】 ＷT＝[Ｗ0Ｗ1Ｗ2]＊βＷ’＝β[Ｗ0’Ｗ1’Ｗ2’]
【００２７】上記数２式及び数３式で示されるＣT 及び
ＷT を第１及び第２のタップ修正器１と２が出力する新
たなタップ係数ベクトルＣ，Ｗとすれば良い。従って図
２では，図１の複素乗算器１１２と１１３および相関器
１１４と１１５を省略している。
ＷT を第１及び第２のタップ修正器１と２が出力する新
たなタップ係数ベクトルＣ，Ｗとすれば良い。従って図
２では，図１の複素乗算器１１２と１１３および相関器
１１４と１１５を省略している。
【００２８】図２において，希望波Ｓn およびＪn は互
いに独立な広帯域変調信号であるとし，１シンボル以上
離れた相互相関はゼロであると仮定する。またインパル
ス応答２０３，２０４，２０５および２０６には互いに
独立なレーリーフェージングが付加されているものとす
る。
いに独立な広帯域変調信号であるとし，１シンボル以上
離れた相互相関はゼロであると仮定する。またインパル
ス応答２０３，２０４，２０５および２０６には互いに
独立なレーリーフェージングが付加されているものとす
る。
【００２９】従来技術のモンセン方式では，図２に示す
判定帰還形等化器の全タップ係数を第１誤差信号ε１に
よる自乗平均誤差が最小となる制御を行っている。この
時，タップ係数を未知数とした正規（ウィナー・ホッ
プ）方程式は下記の数４，数５，数６，数７，及び数８
式のように示せる。
判定帰還形等化器の全タップ係数を第１誤差信号ε１に
よる自乗平均誤差が最小となる制御を行っている。この
時，タップ係数を未知数とした正規（ウィナー・ホッ
プ）方程式は下記の数４，数５，数６，数７，及び数８
式のように示せる。
【００３０】
【数４】
【００３１】ここで，Ｔは転置を，＊は複素共役を示
す。また，Ｉは２行２列の単位行列である。
す。また，Ｉは２行２列の単位行列である。
【００３２】
【数５】
【００３３】
【数６】
【００３４】
【数７】
【００３５】
【数８】
【００３６】数４式において，Ｃ，Ｗ，Ｄはれぞれダイ
バーシティルート１および２の前方フィルタ，後方フィ
ルタのタップ係数ベクトルで下記数９式及び数１０式の
ように示せる。また，ｈ1 およびｈ2 はインパルス応答
ｈ1 およびｈ2 のサンプル値ベクトルで，それぞれ下記
の数９式及び数１０式のように示される。
バーシティルート１および２の前方フィルタ，後方フィ
ルタのタップ係数ベクトルで下記数９式及び数１０式の
ように示せる。また，ｈ1 およびｈ2 はインパルス応答
ｈ1 およびｈ2 のサンプル値ベクトルで，それぞれ下記
の数９式及び数１０式のように示される。
【００３７】
【数９】
【００３８】
【数１０】
【００３９】数４式に示す正規方程式において左辺行列
はモンセン方式判定帰還形等化器の相関行列であり，そ
のサイズは図２に示す構成では，８×８となる。従って
最急降下法あるいはＬＭＳアルゴリズムにてタップ修正
を行った場合，第１誤差信号の自乗平均値による時刻ｎ
における評価関数ξは次の数１１式で示される。
はモンセン方式判定帰還形等化器の相関行列であり，そ
のサイズは図２に示す構成では，８×８となる。従って
最急降下法あるいはＬＭＳアルゴリズムにてタップ修正
を行った場合，第１誤差信号の自乗平均値による時刻ｎ
における評価関数ξは次の数１１式で示される。
【００４０】
【数１１】
【００４１】ここで，ξmin は評価関数の限界最小値，
Δ0 は全タップに関しての，初期値と理想解との誤差ベ
クトル，ｑi はｉ番目タップに対する固有ベクトル，λ
i は８×８の相関行列に対する固有値，μはＬＭＳアル
ゴリズムにおけるタップ修正係数である。数１０式から
明らかなようにダイバーシティ次数が増加あるいはフィ
ルタタップ数が増加するにつれ，相関行列のサイズが大
となり，自乗平均誤差が最小となるまでの収束時間が長
くなることが分かる。特に固有値λi がバラツクとその
収束速度は劣化する。
Δ0 は全タップに関しての，初期値と理想解との誤差ベ
クトル，ｑi はｉ番目タップに対する固有ベクトル，λ
i は８×８の相関行列に対する固有値，μはＬＭＳアル
ゴリズムにおけるタップ修正係数である。数１０式から
明らかなようにダイバーシティ次数が増加あるいはフィ
ルタタップ数が増加するにつれ，相関行列のサイズが大
となり，自乗平均誤差が最小となるまでの収束時間が長
くなることが分かる。特に固有値λi がバラツクとその
収束速度は劣化する。
【００４２】ところで，本発明の実施例では，図１に示
すように第２減算器１１１が出力する第２誤差信号ε２
を導入し，相関器１１４と１１５，及び複素乗算器１１
２と１１３から成る第２のＭＭＳＥ相関ループを導入し
ている。具体的には，第２誤差信号ε２の自乗平均が最
小となるように複素乗算器１１２と１１３に乗じるタッ
プ係数α，βを逐次更新している。これはアダプティブ
アレイでよく用いられているＬＭＳ相関ループと等価な
ものであり，不要な干渉妨害に対してアンテナパターン
のナリングと同様の動作を行う。すなわちダイバーシテ
ィルート間の干渉波どうしが逆相キャンセル条件となる
ようにタップ係数αとβを制御しながらダイバーシティ
合成を行い合成信号Ｓｐを出力する。特にこのＬＭＳア
レイはＤ／Ｕ（希望信号レベル対干渉波レベル）がマイ
ナスとなるような厳しい環境に対して早い収束特性を示
す。さらにマルチパス歪が存在し，かつ干渉妨害も存在
する場合，第２のＭＭＳＥループはマルチパス歪よりも
干渉波の方に敏感に反応する。その理由は乗算器１１２
と１１３はトランスバーサルフィルタでは無い為，その
動作が振幅位相制御のみに制限されている為である。言
い替えれば，複素乗算器１１２と１１３ではトランスバ
ーサルフィルタリング適応等化が不可能であり，干渉波
の逆相合成のみに専念する。
すように第２減算器１１１が出力する第２誤差信号ε２
を導入し，相関器１１４と１１５，及び複素乗算器１１
２と１１３から成る第２のＭＭＳＥ相関ループを導入し
ている。具体的には，第２誤差信号ε２の自乗平均が最
小となるように複素乗算器１１２と１１３に乗じるタッ
プ係数α，βを逐次更新している。これはアダプティブ
アレイでよく用いられているＬＭＳ相関ループと等価な
ものであり，不要な干渉妨害に対してアンテナパターン
のナリングと同様の動作を行う。すなわちダイバーシテ
ィルート間の干渉波どうしが逆相キャンセル条件となる
ようにタップ係数αとβを制御しながらダイバーシティ
合成を行い合成信号Ｓｐを出力する。特にこのＬＭＳア
レイはＤ／Ｕ（希望信号レベル対干渉波レベル）がマイ
ナスとなるような厳しい環境に対して早い収束特性を示
す。さらにマルチパス歪が存在し，かつ干渉妨害も存在
する場合，第２のＭＭＳＥループはマルチパス歪よりも
干渉波の方に敏感に反応する。その理由は乗算器１１２
と１１３はトランスバーサルフィルタでは無い為，その
動作が振幅位相制御のみに制限されている為である。言
い替えれば，複素乗算器１１２と１１３ではトランスバ
ーサルフィルタリング適応等化が不可能であり，干渉波
の逆相合成のみに専念する。
【００４３】従って，第１誤差信号ε1 による第１の制
御系（第１のＭＭＳＥ制御系）は２０３と２０６の伝搬
路変動要素によるマルチパス歪を除去するように前方フ
ィルタと後方フィルタのタップ係数修正を行う。他方，
第２の制御系（第２のＭＭＳＥ制御系）は，２０４と２
０６の伝搬路変動要素を受けた受信干渉波の逆相キャン
セル動作を行う。このように第１のＭＭＳＥ制御系によ
る制御は適応等化に，第２のＭＭＳＥ制御は干渉波除去
に役割分担を行わせることにより，従来１つのＭＭＳＥ
制御のみに適応等化と干渉波除去とを負担させていたこ
とと比較すると，第１及び第２の２つのＭＭＳＥ制御系
による並列処理の方が処理速度が改善されると考えられ
る。
御系（第１のＭＭＳＥ制御系）は２０３と２０６の伝搬
路変動要素によるマルチパス歪を除去するように前方フ
ィルタと後方フィルタのタップ係数修正を行う。他方，
第２の制御系（第２のＭＭＳＥ制御系）は，２０４と２
０６の伝搬路変動要素を受けた受信干渉波の逆相キャン
セル動作を行う。このように第１のＭＭＳＥ制御系によ
る制御は適応等化に，第２のＭＭＳＥ制御は干渉波除去
に役割分担を行わせることにより，従来１つのＭＭＳＥ
制御のみに適応等化と干渉波除去とを負担させていたこ
とと比較すると，第１及び第２の２つのＭＭＳＥ制御系
による並列処理の方が処理速度が改善されると考えられ
る。
【００４４】このことを下記においてもう少し詳しく述
べる。
べる。
【００４５】一般に複数の制御ループが存在すると，制
御ループ間で競合現象が発生し問題となることがある。
これを回避する手段は制御ループ間の時定数（応答速
度）に差を持たせることである。ここでは干渉波の方が
マルチパス波よりも早く変動しているモデルを対象とし
ているので，第２の制御系の方を第１の制御系よりも早
い応答速度に設定する。具体的にはＬＭＳアルゴリズム
などの修正係数について，第１の制御系の方を第２の制
御系よりも小さくする。これにより干渉波除去の方を適
応等化よりも早く確立させ，適応等化は干渉除去の後，
適応収束させるようにする。干渉波の方がマルチパス歪
の除去動作よりも前に除去される為，図１の第１及び第
２の前方フィルタ１０１と１０２に夫々供給されるタッ
プ係数Ｃ′，Ｗ′はマルチパス歪除去の解に収束するだ
けで良い。すなわち数５式および数６式の相関行列から
干渉波による相関係数ｇl n ｇm* n-k を削除することが
出来る。これは相関行列Ｒlmの電力から干渉波電力を削
除し，相関行列の電力に対応する固有値を小さくでき
る。
御ループ間で競合現象が発生し問題となることがある。
これを回避する手段は制御ループ間の時定数（応答速
度）に差を持たせることである。ここでは干渉波の方が
マルチパス波よりも早く変動しているモデルを対象とし
ているので，第２の制御系の方を第１の制御系よりも早
い応答速度に設定する。具体的にはＬＭＳアルゴリズム
などの修正係数について，第１の制御系の方を第２の制
御系よりも小さくする。これにより干渉波除去の方を適
応等化よりも早く確立させ，適応等化は干渉除去の後，
適応収束させるようにする。干渉波の方がマルチパス歪
の除去動作よりも前に除去される為，図１の第１及び第
２の前方フィルタ１０１と１０２に夫々供給されるタッ
プ係数Ｃ′，Ｗ′はマルチパス歪除去の解に収束するだ
けで良い。すなわち数５式および数６式の相関行列から
干渉波による相関係数ｇl n ｇm* n-k を削除することが
出来る。これは相関行列Ｒlmの電力から干渉波電力を削
除し，相関行列の電力に対応する固有値を小さくでき
る。
【００４６】一般に，相関行列の電力を示すものはトレ
ースと呼ばれ，次の数１２式でで定義される。
ースと呼ばれ，次の数１２式でで定義される。
【００４７】
【数１２】
【００４８】上記数１２式より明らかなように固有値が
小さくなることは受信入力電力の低下を意味する。他
方，ＬＭＳによるＭＭＳＥ制御系が収束するための条件
は，下記の数１３式によって示される。
小さくなることは受信入力電力の低下を意味する。他
方，ＬＭＳによるＭＭＳＥ制御系が収束するための条件
は，下記の数１３式によって示される。
【００４９】
【数１３】
【００５０】修正係数が上記数１３式の右辺を越える値
を取ると収束せず制御は発散する。これを物理的に解釈
すると，干渉波電力が大きく相関行列の固有値が大きく
なると，数１３式の右辺が小さくなる。これに応じて収
束条件を満足するには，修正係数μを小さくせざるを得
ない。μを小さくするということは適応追随速度を遅く
することであり，収束性が劣化する。ところで上記で述
べたように図１の第２のＭＭＳＥ制御ループで干渉波を
キャンセルさせるので，上記固有値を干渉波電力の分だ
け小さくでき，数１３式の右辺を大きくできる。従っ
て，第１のＭＭＳＥ制御系に該当する修正係数μを必要
以上に小さくしなくても良い為，収束速度の劣化は生じ
ない。以上の動作により従来方式の収束速度劣化という
問題を解決する。
を取ると収束せず制御は発散する。これを物理的に解釈
すると，干渉波電力が大きく相関行列の固有値が大きく
なると，数１３式の右辺が小さくなる。これに応じて収
束条件を満足するには，修正係数μを小さくせざるを得
ない。μを小さくするということは適応追随速度を遅く
することであり，収束性が劣化する。ところで上記で述
べたように図１の第２のＭＭＳＥ制御ループで干渉波を
キャンセルさせるので，上記固有値を干渉波電力の分だ
け小さくでき，数１３式の右辺を大きくできる。従っ
て，第１のＭＭＳＥ制御系に該当する修正係数μを必要
以上に小さくしなくても良い為，収束速度の劣化は生じ
ない。以上の動作により従来方式の収束速度劣化という
問題を解決する。
【００５１】
【発明の効果】以上説明したように，本発明は，ダイバ
ーシティ合成とマルチパスフェージングによる符号間干
渉を除去する受信機において，判定帰還形等化器の前方
フィルタ及び後方フィルタのタップ係数を補正する第１
の制御系（第１のＭＭＳＥ系）とは，独立にＬＳＭアレ
イ系を干渉波除去装置内部のダイバーシティ合成に適用
することで，適応等化と干渉除去を，判定手段に入力す
るダイバーシティ合成信号から後方フィルタ出力信号を
減算した信号と，判定手段の出力信号である判定信号と
の差を示す第１誤差信号により前方及び後方フィルタの
タップ修正を行い，合成信号から判定信号の差を表す第
２誤差信号によって相関係数を前方フィルタ出力信号に
複素乗算する第１及び第２の制御系という２つのＭＭＳ
Ｅ制御系により並列処理できる為，適応収束速度を高速
化が可能となり，従って，マルチパスフェージングより
も高速に変動する干渉波および希望信号妨害比（Ｄ／
Ｕ）がマイナスとなるような干渉波に対しても，良好な
追随特性を発揮する効果がある。
ーシティ合成とマルチパスフェージングによる符号間干
渉を除去する受信機において，判定帰還形等化器の前方
フィルタ及び後方フィルタのタップ係数を補正する第１
の制御系（第１のＭＭＳＥ系）とは，独立にＬＳＭアレ
イ系を干渉波除去装置内部のダイバーシティ合成に適用
することで，適応等化と干渉除去を，判定手段に入力す
るダイバーシティ合成信号から後方フィルタ出力信号を
減算した信号と，判定手段の出力信号である判定信号と
の差を示す第１誤差信号により前方及び後方フィルタの
タップ修正を行い，合成信号から判定信号の差を表す第
２誤差信号によって相関係数を前方フィルタ出力信号に
複素乗算する第１及び第２の制御系という２つのＭＭＳ
Ｅ制御系により並列処理できる為，適応収束速度を高速
化が可能となり，従って，マルチパスフェージングより
も高速に変動する干渉波および希望信号妨害比（Ｄ／
Ｕ）がマイナスとなるような干渉波に対しても，良好な
追随特性を発揮する効果がある。
【図１】本発明の一実施例における干渉波除去装置の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】図１の干渉波除去装置の動作説用する為の，３
タップの前方フィルタおよび２タップの後方フィルタを
用いた２重ダイバーシティでの説明図である。
タップの前方フィルタおよび２タップの後方フィルタを
用いた２重ダイバーシティでの説明図である。
【図３】従来例に係る干渉波除去装置の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
１０１，１０２ 第１及び第２の前方フィルタ １０３，１０４ 第１及び第２の前方フィルタタップ
修正器 １０５ 後方フィルタ １０６ 後方フィルタタップ修正器 １０７ 判定器 １０８ 加算器 １０９，１１０，１１１ 減算器 １１２，１１３ 複素乗算器 １１４，１１５ 相関器 ２０１ サンプル値をＳn とする希望信号波源 ２０２ サンプル値をＪn とする干渉波源 ２０３ Ｓn の受信機入力１に対する伝送系インパル
ス応答ｈ1 ２０４ Ｓn の受信機入力２に対する伝送系インパル
ス応答ｈ2 ２０５ Ｊn の受信機入力１に対する伝送系インパル
ス応答ｇ1 ２０６ Ｊn の受信機入力２に対する伝送系インパル
ス応答ｇ2 ２１１，２１２ Ｔ／２（Ｔ：シンボル周期）間隔の
３段シフトレジスタ ２１３，２１４ それぞれ３個の乗算器 ２１５ Ｔ間隔の２段シフトレジスタ ２１６ ２個の乗算器 ２１８ 加算器
修正器 １０５ 後方フィルタ １０６ 後方フィルタタップ修正器 １０７ 判定器 １０８ 加算器 １０９，１１０，１１１ 減算器 １１２，１１３ 複素乗算器 １１４，１１５ 相関器 ２０１ サンプル値をＳn とする希望信号波源 ２０２ サンプル値をＪn とする干渉波源 ２０３ Ｓn の受信機入力１に対する伝送系インパル
ス応答ｈ1 ２０４ Ｓn の受信機入力２に対する伝送系インパル
ス応答ｈ2 ２０５ Ｊn の受信機入力１に対する伝送系インパル
ス応答ｇ1 ２０６ Ｊn の受信機入力２に対する伝送系インパル
ス応答ｇ2 ２１１，２１２ Ｔ／２（Ｔ：シンボル周期）間隔の
３段シフトレジスタ ２１３，２１４ それぞれ３個の乗算器 ２１５ Ｔ間隔の２段シフトレジスタ ２１６ ２個の乗算器 ２１８ 加算器
Claims (3)
- 【請求項１】 トランスバーサルフィルタで構成され，
複数のダイバーシティ受信信号をそれぞれ入力され，か
つ前方フィルタ出力信号をそれぞれ生成する複数の前方
フィルタと，前記前方フィルタ出力信号をダイバーシテ
ィ合成し合成信号を生成する合成手段と，トランスバー
サルフィルタで構成され，後方フィルタ入力信号に応じ
て後方フィルタ出力信号を生成する後方フィルタと，前
記合成信号から前記後方フィルタ出力信号を減じ減算結
果信号を生じる合成信号減算手段と，前記減算結果信号
に応じて判定信号を生成し該判定信号を前記後方フィル
タ入力信号として前記後方フィルタに供給する判定手段
と，前記減算結果信号と前記判定信号との差を取り第１
誤差信号を生成する第１誤差減算手段と，前記第１誤差
信号に応じ前記前方フィルタ出力信号のタップ係数を修
正する前方フィルタタップ修正手段と，前記第１誤差信
号に応じ前記後方フィルタ出力信号のタップ係数を修正
する後方フィルタタップ修正手段とを備えた干渉波除去
装置において，前記合成手段は，前記前方フィルタ出力
信号をダイバーシティルート毎に入力し，複素乗算を実
行して該複素乗算出力信号を生成する複素乗算手段と，
前記合成信号と前記判定信号との差を取り第２誤差信号
を生成する第２誤差減算手段と，ダイバーシティルート
毎に前記第２誤差信号と前記前方フィルタ出力信号との
相関を取り相関値を生成し，前記相関値を前記ダイバー
シティルート毎に前記複素乗算手段に乗じる相関手段と
を備えていることを特徴とする干渉波除去装置。 - 【請求項２】 トランスバーサルフィルタで構成された
複数の前方フィルタからの出力信号を合成し合成信号を
生成する合成手段と，前記合成信号と後方フィルタの出
力信号との差を現す減算結果信号を入力として判定信号
を生成する判定手段と，前記減算結果信号と前記判定信
号との差を表す第１誤差信号を生成し，この第１誤差信
号に基づいて，前記前方フィルタ及び後方フィルタのタ
ップ修正を行う第１制御系と，前記合成信号と前記判定
信号との差に基づいて，前記前方フィルタの出力信号の
制御を行う第２制御系とを備えたことを特徴とする干渉
波除去装置。 - 【請求項３】 請求項１又は２記載の干渉波除去装置を
備えたことを特徴とするダイバーシティ受信機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5155439A JP2885612B2 (ja) | 1993-06-25 | 1993-06-25 | 干渉波除去装置 |
| EP94304600A EP0631399B1 (en) | 1993-06-25 | 1994-06-24 | Method and apparatus for interference cancellation and adaptive equalisation in diversity reception |
| US08/265,754 US5524125A (en) | 1993-06-25 | 1994-06-27 | Interference cancellation apparatus capable of adaptive equalization and interference cancellation at a high speed on fading diversity channels |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5155439A JP2885612B2 (ja) | 1993-06-25 | 1993-06-25 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0715381A JPH0715381A (ja) | 1995-01-17 |
| JP2885612B2 true JP2885612B2 (ja) | 1999-04-26 |
Family
ID=15606063
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5155439A Expired - Fee Related JP2885612B2 (ja) | 1993-06-25 | 1993-06-25 | 干渉波除去装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5524125A (ja) |
| EP (1) | EP0631399B1 (ja) |
| JP (1) | JP2885612B2 (ja) |
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- 1993-06-25 JP JP5155439A patent/JP2885612B2/ja not_active Expired - Fee Related
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- 1994-06-24 EP EP94304600A patent/EP0631399B1/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| US5524125A (en) | 1996-06-04 |
| EP0631399B1 (en) | 2002-03-13 |
| EP0631399A1 (en) | 1994-12-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
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|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |