JPWO2006075386A1 - 周波数分割通信システム - Google Patents

Abstract

TDD(Time Division Duplex)と同様の利点を確保しつつ、更に柔軟な上下リンク間の割り当て比率の変更を可能とする直交周波数分割通信システムは，上りリンクと下りリンクで接続される基地局と複数の移動局を有し，互いに直交する複数の周波数が周波枢軸上及び時間軸上で，前記上りリンクと下りリンク及び，前記複数の移動局に割り当てられる。

Description

本発明は，上りリンクと下りリンクを複数の周波数を用いて多重する周波数分割通信システムに関する。 特に、使用周波数を有効利用できるように、周波数の配置関係が直交する関係に配置した直交周波数分割多重（OFDM）方式に関する発明である。

従来より上りリンクと下りリンクを無線多重する通信システムには，周波数分割多重（FDD：Frequency Division Duplex）方式あるいは，時分割多重（TDD：Time Division Duplex）方式が採用されている。

さらに，第３世代携帯電話システムにおいては、広帯域符号分割多重接続（W-CDMA: Wideband Code Division Multiple Access）方式で使用されているFDD方式に比べて、TDS（Time
Division Synchronous）-CDMAなどで採用されているTDD方式では,上りと下りのチャネルを同一周波数帯で使用するために周波数を有効に使用できる。

さらに，上下リンクの割り当て時間の比率を変更することにより柔軟に通信速度を変化させて非対称レートのデータ通信サービスを効率よく提供することができるというメリットがある。

また、上下リンクで同一周波数を使うことにより、上下リンクの相関が高いことが期待されるため、基地局において下りリンクのチャネル状態を上りリンクのチャネルを用いて推定できる。あるいは移動局において上りリンクのチャネル状態を下りリンクのチャネルを用いて推定することができる。

このため、FDD方式システムにおいては，チャネル情報のフィードバックが必要となる方式（例えば適応変調や送信ダイバーシチ等）がTDD方式においてはフィードバック無しに行える可能性がある。

しかし，TDD方式においては，上下リンクの干渉を防ぐために高速に上下リンクを切り替える必要がある。これは受信機及び送信機双方の構成を複雑にする。また、TDD方式における上下リンク割り当ては時間方向のみに限られているため、周波数方向にさらに柔軟な割り当てが行える可能性がある。

かかる技術の一例として特許文献１に記載の技術が提案されている。ＣＤＭＡ／ＴＤＤ方式において，ＴＤＭＡ構造を有する信号を用い，サブフレームの最終の下りスロットのみで報知チャネルの送受信を行うことにより種々のサービスに柔軟に対応させるものである。
特開平１１−２７５０３６号公報

したがって，本発明の目的は，TDD（Time Division
Duplex）と同様の利点を確保しつつ更に柔軟な上下リンク間の割り当て比率の変更が可能となる直交周波数分割通信システムを提供することにある。

上記目的を達成する周波数分割通信システムは，第１の態様として，上りリンクと下りリンクで接続される基地局と移動局を有し，前記上りリンクと下りリンクは，二つの周波数が割り当てられていることを特徴とする。

上記目的を達成する周波数分割通信システムは，第２の態様として，上りリンクと下りリンクで接続される基地局と複数の移動局を有し，互いに直交する複数の周波数が周波枢軸上及び時間軸上で，前記上りリンクと下りリンク及び，前記複数の移動局に割り当てられていることを特徴とする。

上記目的を達成する周波数分割通信システムは，第３の態様として，第２の態様において，前記基地局は，前記上りリンクと下りリンクのトラフィック比率をモニタするトラフィックモニタ部を有し，前記トラフィックモニタ部でモニタされるトラフィック比率に応じて前記複数の周波数の周波枢軸上及び時間軸上での割り当てが決定されることを有することを特徴とする。

上記目的を達成する周波数分割通信システムは，第４の態様として，第１または第２の態様において，前記上りリンクと下りリンクに割り当てられる周波数は，周波数差分が前記上りリンクと下りリンクの相関値が大きくなるように近接していることを特徴とする。

上記目的を達成する周波数分割通信システムは，第５の態様として，第４の態様において，前記基地局は，上りリンクの前記複数の周波数のそれぞれに対して信号対雑音比（ＳＩＲ値）を測定するＳＩＲ測定部と，前記ＳＩＲ測定部の測定値に応じて，変調方式を決定する変調方式決定部と，前記複数の周波数のそれぞれに対して，前記変調方式決定部により決定された変調方式を適用する変調部を有することを特徴とする。

上記目的を達成する周波数分割通信システムは，第６の態様として，第４の態様において，前記基地局は，上りリンクの前記複数の周波数のそれぞれに対して信号対雑音比（ＳＩＲ値）を測定するＳＩＲ測定部を有し，
前記ＳＩＲ測定部は，前記複数の移動局のそれぞれ毎に割り当てられた周波数に対応する測定値の平均値を求め，更に前記平均値に対応する変調方式を決定する変調方式決定部と，前記ＳＩＲ測定部で求めた測定値の平均値に応じて，対応する移動局毎に変調方式を決定する変調方式決定部と，前記移動局毎に割り当てられた複数の周波数に対して，前記変調方式決定部により決定された変調方式を適用する変調部を有することを特徴とする。

本発明の特徴は，以下に図面に従い説明される発明の実施の形態例により更に明らかになる。

本発明により上りリンクと下りリンクは、複数の周波数を用いて多重する。例えば、直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式の各サブキャリアに対して、上りリンクと下りリンクを柔軟に割り当てる。これにより、TDD(Time
Division Duplex)と同様の利点を確保しつつ、更に柔軟な上下リンク間の割り当て比率の変更が可能となる。

図１は，本発明の適用の対象となる一般的な直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式の送受信機の概略を説明する図である。

図２は，フレーム構造を示す図である。

図３は，本発明の特徴を説明する図である。

図４は， 基地局と移動局間で上りリンク及び下りリンクを構成する場合の，時間軸及び周波数軸上における複数移動局に対する割り当て例を示す図である。

図５は，基地局と移動局＃１，＃２との間のフレーム信号の例を示し，ガードインターバル(GI)の意義を説明する図である。

図６は，基地局の同期部の動作を説明する図である。

図７は，サブキャリア割り当てを制御する基地局のベースバンド部の構成例を示す図である。

図８は，サブキャリア割り当て・制御部３３の動作を説明する図である。

図９は，図８の構成を説明する動作フローである。

図１０は，チャネル割り当てパターンを決定するテーブルの例を説明する図である。

図１１は，適応変調方式と組み合わせた本発明に従う基地局の実施例を説明する図である。

図１２は，サブキャリア毎に多値変調を行う場合の概念図を図１２に示す図である。

図１３は，複数のサブキャリアに対する多値変調回路における変調方式を共通に決定する例を説明する図である。

図１４は，W-CDMAで基地局が２本の送信アンテナを用いる場合のシステム構成を示す図である。

図１５は，空間ダイバーシティによる基地局の本発明を適用した実施例構成を示す図である。

図１６は，図１５の実施例構成の動作概念を示す図である。

図１７は，コヒーレント帯域内の上りリンクより下りの伝搬路状況を推定する方法として，周波数ダイバーシティによる場合に適用する基地局の実施例構成例を説明する図である。

図１８は，図１７の実施例の動作概念図を示す。

以下に図面に従い，本発明の実施例を説明する。なお，以下に説明する実施例は，本発明の理解のためのものであり，本発明の技術的範囲はこれに限定されるものではない。

図１は，本発明の適用の対象となる一般的な直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式の送受信機の概略を説明する図である。

図１において，送信機側に入力される送信データをビット毎に複数のサブキャリアのそれぞれに割り当てる。ついで，IFFT変換器１により，逆高速フーリエ変換処理（IFFT：Inverse Fast Fourier Transform）を行って時間領域の信号に変換する。

時間領域に変換された信号を，Ｐ／Ｓ変換器２によりシリアル信号に変換し，次いでシンボル毎にガードインターバル（GI：Guard Interval）挿入回路３により，ガードインターバル（GI）が挿入する。

ここで，ガードインターバル（GI）は，図２にフレーム構造を示すように，IFFTデータ（パイロット，有効シンボル）の最後の所定期間部分をコピーし，先頭に配置される前部ガードインターバル（GI）とIFFTデータの最初の所定期間部分をコピーし，後部に配置される後部ガードインターバル（GI）を有する。これら前部及び後部ガードインターバルとIFFTデータにより一のシンボル期間が形成される。

ガードインターバル（GI）が付加されたベースバンド信号は、Ｄ／Ａ変換器４によりアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ５でロールオフされ，変調器６に入力する。

変調器６では，アナログ信号により無線周波数の搬送波７を変調する。変調器６からの無線周波数信号は、帯域フィルタ８で帯域制限され、次いで電力増幅器９により増幅され、サーキュレータ１０を通してアンテナ１１から送出される。

アンテナ１１から出力された信号は，フェージング伝搬路を経て，相手側受信機のアンテナ１１によって受信される。便宜上図１の送受信機構成により相手側の受信動作を説明する。

受信された無線周波数信号は，バンドパスフィルタ１２，直線増幅器１３及び復調器１４によりベースバンド信号に変換される。

さらにローパスフィルタ１５によりノイズを低減され，Ａ／Ｄ変換器１６によりデジタル信号に変換される。さらに，同期が取られ，ガードインターバル除去回路１７において，ベースバンド信号からガードインターバル（GI）を除去し，シンボル毎にFFT処理対象を切り出す。ついで，切り出したFFT対象を，Ｓ／Ｐ変換器１８により並列信号に変換し，高速フーリエ変換（FFT）回路１９で高速フーリエ変換処理（FFT:Fast
Fourier Transform）を行って，周波数領域のサブキャリア信号に変換する。

上記構成の送受信機において，フレーム構造を示すに示すように，周波数軸上に並べられた互いに直交する複数のサブキャリア周波数を分割して多重使用する際に，上りリンク（ｕｐ）と下りリンク（Ｄｏｗｎ）に柔軟に割り当てることにある。

すなわち，逆高速フーリエ変換処理（IFFT：Inverse
Fast Fourier Transform）対象とする送信データに対するサブキャリアを，上りリンク（ｕｐ）と下りリンク（Ｄｏｗｎ）に柔軟に割り当てることにある。

これにより、上下リンクの高速な切り替えをする必要がなくなる。さらに，時間軸上でも上りリンク（Ｕｐ）と下りリンク（Ｄｏｗｎ）に時分割割り当てを行う。したがって，従来の時分割多重（TDD）よりも更に柔軟な上下リンク間の割り当て比率の変更が可能である。

すなわち，図１において，送信局からの送出信号は逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０により直交周波数の一部に割り当てられる。上りリンクの信号と下りリンクの信号は別々のサブキャリアに割り当てられているため、受信側で割り当てられているサブキャリアに関しては、送信側の逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）には「０」を入力する。

一方、受信側では高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１９によるＦＦＴ後に受信側で割り当てられているサブキャリアの出力のみを使用する。

アンテナ１１端にサーキュレータ１０を付けることにより、受信機に対する送信信号の漏れこみをある程度抑えている。しかし、多少の漏れ込みがあっても受信側のＦＦＴにより直交成分が除去されることとなる。

図４に例として基地局と移動局間で上りリンク及び下りリンクを構成する場合の，時間軸（ｔ）上及び周波数軸（ｆ）上における複数移動局（図４に示す例では＃１，＃２の２局）に対する割り当て例を示す。

図４中、例えば「Up#1」は移動局＃１に関する上りリンク、つまり移動局＃１から基地局への送信信号が割り当てられることを表す。移動局＃１では上下リンクの割り当てが対称であるのに対して、移動局＃２では非対称となっている。

このように、各移動局におけるトラヒックの非対称性を考慮した割り当てが可能となる。また、上下リンクの割り当て周波数の間隔は出来るだけ小さくなるように割り当てる。これにより、基地局で上り信号のチャネル推定を行い（フレームの先頭のシンボル期間内に埋め込まれたパイロットシンボルを用いる：図２参照）、必要に応じて補完などの操作を行うことにより下り信号のチャネルを高い信頼度で推定することが出来る。

これは、基地局、各移動局が相互のシグナリングなしに上下リンクのチャネル情報を共有できることを意味している。また、直交周波数分割多重（OFDM）による周波数の有効利用により、周波数使用効率は時分割多重（TDD）と同等である。

図５は，更に基地局と移動局＃１，＃２との間のフレーム信号の例を示し，ガードインターバル(GI)の意義を説明する図である。

図５Ａは，基地局における下り送信信号と移動局＃１，＃２からの上り受信信号を示す。基地局は，図６に示すような同期部を有する。図６において，同期ビット挿入回路２０により，各移動局＃１，＃２に対して同期確率信号を常に送信する。同時に移動局から送られる上り信号におけるガードインターバル(GI)を用いて各移動局＃１，＃２からの上り信号の受信タイミングを検出回路２１で検出する。検出された受信タイミングと送信タイミングをタイミング比較器２２で比較する。

下り送信信号のフレーム境界（Ｔ_D）から遅れている場合は送信タイミングを早めるコマンドを、逆に進んでいる場合は送信タイミングを遅らせるコマンドを各移動局に送信する。これにより，基地局＃１，＃２に対する下りリンク送信タイミングａ₀と上りリンク受信タイミングｂ₁,ｃ₁を同時に保つことが可能である。

すなわち，図５Ｂに移動局＃１における下り受信信号と上り送信信号を示す。基地局と移動局＃１間の伝送時間に相当する遅延時間τ₁の時間ずれが生じている。したがって，基準時刻Ｔ_D に対して，基地局からの下り送信信号ａ₀は，Ｔ_D＋τ₁の時刻に下り受信信号ａ₁として受信する。一方，基地局で上り受信信号ｂ₁として受信される移動局＃１からの上り送信信号ｂ₀は，基地局からの送信タイミングを早めるコマンドに従って，Ｔ_D−τ₁の時刻に送出される。

図５Ｃは，移動局＃２における下り受信信号と上り送信信号を示す。同様に，基地局と移動局＃２間の伝送時間に相当する遅延時間τ₂の時間ずれが生じている。すなわち，基準時刻Ｔ₀ に対して，基地局からの下り送信信号ａ₀は，Ｔ_D＋τ₂の時刻に下り受信信号ａ₂として受信する。一方，基地局で上り受信信号ｃ₁として受信される移動局＃２からの上り送信信号ｃ₀は，基地局からの送信タイミングを早めるコマンドに従って，Ｔ₀−τ₂の時刻に送出される。

さらに，図５Ｂ，図５Ｃにおいて，移動局＃１，＃２は，下り送信信号ａ₁，ａ₂の有効シンボルの先頭にあわせてFFT処理を行う。図６に示した上記の同期部により上下リンクの直交性が保たれるため、受信信号から送信信号の干渉を除去することが出来る。

また，マルチパスによる遅延分散の影響は前部ガードインターバル長(T_{GI_FRONT})よりも小さい場合、完全に除去できる。移動局受信においては、下り受信信号の有効シンボルの先頭にあわせてFFTを行う。伝播遅延時間（τ₁，
τ₂）の２倍が後部ガードインターバル長(T_{GI_REAR})よりも小さい場合には、受信信号から送信信号の干渉を完全に除去することが可能となる。

さらに、下り受信信号の遅延分散に関しては、上り信号と同様に前部ガードインターバル長(T_{GI_front})よりも小さい場合、完全に除去できる。

ここで，本発明を適用する際，基地局は各移動局からの各サブキャリアの受信品質推定値及び各移動局のトラヒックの非対称性を考慮して各サブキャリアへの移動局および上下リンクの割り当てを決定する。

送信側移動局においては、割り当てられたサブキャリアに送信シンボルを、それ以外の周波数については「０」を割り当ててIFFT回路１において，逆高速フーリエ変換処理を行う。一方、受信側移動局においては、FFT回路１９で高速フーリエ変換処理後に割り当てられたサブキャリアのみを用いてその後の信号処理を行う。

割り当てたサブキャリアは予め移動局に通知する必要があるため、下り制御チャネル等を準備する。専用のサブキャリアを制御チャネルとして使用する場合は、例えば制御データをd_c、その他の個別データをｄ_dとし、これらを周波数ｆ₀のサブキャリアにて直交変調を行うことで式（１）のように表すことができる。

移動機では上記ｄ_cを復号することにより基地局からの制御情報を受信することができる。

図７に，上記サブキャリア割り当てを制御する基地局のベースバンド部の構成例を示す。基地局の送信側において，IFFT回路１における逆高速フーリエ変換処理に先立って，サブキャリア割り当てが行われる。

複数の移動局１〜Ｎの各々に対する下り送信データに対し，符号器３０及び変調器３１で対応する符号化変調処理を行いサブキャリア割り当て回路３２に入力する。

一方，基地局の受信側において，受信信号は，FFT回路１９で高速フーリ変換処理を行いサブキャリア選択回路３４に入力される。サブキャリア割り当て回路３２及びサブキャリア選択回路３４は，サブキャリア割り当て・制御部３３により制御される。

サブキャリア割り当て・制御部３３の動作を図８により説明する。図８では，図７における送信側の符号化回路３０と変調器３１を下りデータ生成部３００とし，受信側のチャネル推定・復調回路３５と復号化回路３６を上りデータ復号部３０１として略示する。また，IFFT回路１の後段及びFFT回路１９の前段に高周波回路部４０，４１を示している。さらに，上下トラフィック比率モニタ３０２を有している。

図９は，図８の構成を説明する動作フローである。このフロー図に従い説明すると，上下トラフィック比率モニタ３０２により，各ユーザ（移動局）毎に下りデータ生成部３００への入力データトラフィックと上りデータ復号部３０１の出力データトラフィックを監視して上下トラフィックの比率を定期的に求める（ステップＳ１）。

サブキャリア割り当て・制御部３３は，トラフィック比率モニタ回路３０２によりモニタされる上下トラフィックの比率をトラフィック情報として入力し，チャネル割り当てが常に最適となるようにサブキャリア割り当て回路３２及び，サブキャリア選択部３４を制御する。

すなわち，トラフィック情報に基づき，サブキャリア割り当て・制御部３３は，算出された比率が前回と同じであればチャネル割り当ての変更は行わない（ステップＳ２，ｎｏ）。

前回と異なる比率であれば（ステップＳ２，ｙｅｓ），図１０に示すテーブルの例に従ってチャネル割り当てパターンを決定する（ステップＳ３）。例えば，１：１から２：１に変化した場合はパターン番号１からパターン番号２へと割り当てを変化するように，サブキャリア割り当て部３２を制御する。この割り当て情報は，下り制御チャネルに乗せて移動機ＭＳへ通知する必要があるため、下りデータ列生成部３００へも情報を渡す（ステップＳ４）。

また、サブキャリア選択部３４に対しては，この情報を基に選択するサブキャリアの追加・削除を行うように制御する（ステップＳ５）。

ここで，無線環境（受信信号対雑音比 [SIR：Signal
to Interface power Ratio]）に応じて変調方式・符号化率を変化させる適応変調により，データ転送速度を向上させる方式が知られている。

例えば，無線基地局では、電波の受信状態が悪い時（低SIR時）はQPSKを用い、受信状態が良い時は16QAMという変調方式を用いる。変調方式と共に符号化率を変える場合もある。つまり、受信状態が悪い時は誤り訂正能力が大きい符号が、受信状態が良い時には誤り訂正能力が小さい符号が使われるなど、受信環境に応じた選択を自動的に行う。

このように、変調方式と符号化の組み合わせが無線環境の状態に最適化され、結果的にデータの転送速度を向上させることができるようになる。

本発明は，かかる適応変調方式と組み合わせることも可能である。図１１は，適応変調方式と組み合わせた本発明に従う基地局の実施例を説明する図である。

図１１において，受信側では，先の実施例において説明した方法により，サブキャリア選択部３４でユーザ毎にサブキャリアの周波数割り当てを判断し、復調に必要な信号のみを受信選択回路４０２から選択する。

サブキャリア選択部３４で選択されているサブキャリアに関しては，送信側で変調前に送信選択部４００により「０」送信を行う。

選択されたサブキャリア各々に関して，受信側において復調器３５で復調及び，チャネル推定部４０３でチャネル推定を行い，SIR測定部４０４でSIR値を算出する。

ついで，算出されたSIR値と閾値をSIR値比較部４０６で比較し、変調方式決定部４０７において予め用意されたテーブルに従って変調方式を決定する。

一方，送信側では，同じく先の実施例について説明した方法により決定されたサブキャリア周波数をサブキャリア割当て部３２及び送信選択部４００で割当て，選択を行い、パラレル変換されたユーザ（移動局）毎のビット列に対し多値変調部４０１で多値変調を行う。

ここで，サブキャリア毎に多値変調を行う場合の概念図を図１２に示す。
図１２は，図１１の関係する部位のみ抜き出して示している。

図１２において，多値変調部４０１は，サブキャリア対応に複数の多値変調回路を有している。チャネル推定部４０３でチャネル推定を行い，SIR測定部４０４でSIR値を算出する。ついで，算出されたSIR値と閾値をSIR値比較部４０６で比較し、変調方式決定部４０７において予め用意されたテーブルに従ってサブキャリア対応に変調方式を決定する。

この決定に従い，多値変調部４０１の複数の多値変調回路のそれぞれにおいて，決定された変調方式を用いて送信選択部４００から入力するデジタル信号ｄ₀により変調を行う。

また，図１３に示すように，ユーザ（移動局）毎に割り当てられている複数のサブキャリア（例えば，ｆ₁，ｆ₃，ｆ₅）の平均SIRをSIR測定回路４０４で求め，これをSIR閾値と比較し，所定条件で，対応する複数のサブキャリアに対する多値変調部４０１の多値変調回路における変調方式を共通に決定するようにしてもよい。

ここで，本発明の他の適用例を説明するために，送信ダイバーシティの一例として、第３世代移動通信システムであるW-CDMAにおけるクローズドループ型送信ダイバーシティについて説明する。

W-CDMAでは２本の送信アンテナを用いる方式が採用されている。図１４に２本の送信アンテナを用いる場合のシステム構成を示す。基地局の２本の送信アンテナＡＡ，ＡＢよりパイロット信号生成部５００で生成され，互いに直交するパイロットパターンＰ₁,Ｐ₂が送出される。

移動局受信側は，受信アンテナＡＣでパイロットパターンＰ₁,Ｐ₂を受信し，制御量計算部５０１でそれぞれの既知のパイロットパターンと受信パイロット信号との相関を計算する。

この計算される相関に基づき，基地局の各送信アンテナＡＡ，ＡＢから移動局受信アンテナＡＣまでのチャネルインパルス応答ベクトルh ₁，h ₂を推定することができる。

これらチャネル推定値を用いて電力ＰＷを最大とする基地局各送信アンテナの振幅および位相制御ベクトル（ウェイトベクトル）

を計算し，これを量子化してフィードバック情報として多重化回路５０２により上りチャネル信号に多重化して送信アンテナＡＤより基地局側に伝送する。

但し，上記位相制御ベクトル（ウェイトベクトル）における，ｗ₁，ｗ₂の両方の値を伝送する必要は無く，ｗ₁＝１として求めた場合のｗ₂の値のみを伝送すればよい。

ここで，電力ＰＷは，次式（３）により表される。

式（３）の h ₁，h ₂はそれぞれアンテナＡＡおよびアンテナＡＢからのチャネルインパルス応答ベクトルである。
インパルス応答の長さをLとすると，h _iは，次式（５）で表される。

ソフトハンドオーバ時には（３）式の代わりに次式（６）を最大とする制御ベクトルを計算する。

ここでＨ_kはk番目の基地局からの信号のチャネルインパルス応答である。

W-CDMAでは，重み係数ｗ₂を１ビットに量子化するモード１と，４ビットに量子化するモード２の２通りの方法が規定されている。

モード１では１ビットのフィードバック情報を毎スロット伝送して制御するため，制御速度が速い反面，量子化が粗いため正確な制御が出来ない。

一方，モード２では４ビットの情報で制御するため，より精度の高い制御ができる反面，各スロットで１ビットずつ伝送して４スロットで１ワードのフィードバック情報を伝送する。このため，フェージング周波数が高い場合にはこれに追従できずに特性が劣化する。

このように，フィードバック情報を伝送するための上りチャネル信号伝送レートが限られている場合，制御精度とフェージング追従速度はトレードオフの関係にある。

W-CDMAのRelease-99規格では，フィードバック情報伝送による上りチャネル伝送効率の低下を回避するため，送信アンテナ数として２本より多い場合は考慮されていない。しかしながらフィードバック情報の増加や更新速度の低減を許容すれば，３本以上への拡張も可能である。

送信アンテナ数がN本の場合，無線基地局でN個のお互いに直交するパイロット信号Ｐ₁(t)，Ｐ₂(t)，・・・Ｐ_N(t) をそれぞれ異なる送信アンテナを用いて送信する。

これらパイロット信号間には次の式（７）の関係がある。

上記（６）式で，各パイロット信号はそれぞれフェージングによる振幅および位相変動を受け，これらの合成信号が移動局受信アンテナＡＣに入力される。

移動局受信機では受信パイロット信号に対して，Ｐ₁(t)，Ｐ₂(t)，・・・Ｐ_N(t)との相関を制御量計算部５０１でそれぞれ求めることにより，各パイロット信号のチャネルインパルス応答ベクトルｈ ₁，ｈ ₂・・・ｈ _Nを推定することが出来る。

これらチャネルインパルス応答ベクトルを用いて，（８）式で示す電力ＰＷを最大とする基地局各送信アンテナの振幅および位相制御ベクトル（ウェイトベクトル）

を計算し，これを量子化してフィードバック情報として上りチャネル信号に多重化してアンテナＡＤより基地局側に伝送する。

但し，この場合でもｗ₁=１として求めた場合のｗ₂，ｗ₃・・・ｗ_Nの値を伝送すればよい。

基地局側は，受信アンテナＡＥでかかるフィードバック情報を受信し，フィードバック情報抽出回路５０３で抽出する。フィードバック情報抽出回路５０３は，抽出したフィードバック情報に基づき，振幅・位相制御回路５０４を制御する。

このようにW-CDMAにおけるクローズドループ型送信ダイバーシティにおいて，下りリンクの電力を移動局側からフィードバック情報として基地局に送るように構成されている。

これに対し，本発明の適用により，コヒーレント帯域内の上りリンクより下りの伝搬路状況を推定することで、移動機からのフィードバックを省略することが可能である。

図１５に空間ダイバーシティによる基地局の本発明を適用した実施例構成を、図１６にその動作概念図を示す。

図１５に示す基地局構成は，第１のアンテナ１１ａの属する送受信系と第２のアンテナ１１ｂの属する送受信系を有する。

かかる基地局において，２本のアンテナ１１ａ，１１ｂより受信した信号からあるユーザの信号を抜き出す。図１５に示す実施例では移動機１は下りにf₀,f₂,f₄、上りにf₁,f₃,f₅のそれぞれのサブキャリアを使用している場合である。

例えば，移動機１の下りリンクにおけるサブキャリアf₀の伝搬路推定には，サブキャリアf₀と直交する，即ち隣り合う上りリンクに使用されるサブキャリアf₁のチャネル推定値を用いる。

すなわち，図１５において，第１のアンテナ１１ａで受信される上りリンクの信号からサブキャリア選択部３４ａでサブキャリアf₁の信号を選択し，チャネル推定部４０３ａでチャネル推定する。同様に，第２のアンテナ１１ｂで受信される上りリンクの信号からサブキャリア選択部３４ｂでサブキャリアf₁の信号を選択し，チャネル推定部４０３ｂでチャネル推定する。

これらの推定値は位相・振幅比較部４１０に入力され，図１６に示すように，アンテナ１１ａ，１１ｂそれぞれのf₁のチャネル推定値を位相比較部４１０で振幅及び位相比較し，その比較結果に基づき複素ウエイト生成部４１１において，上記式（３）の電力ＰＷを最大にするような式（２）で示されるウェイトベクトルを算出する。ついで，算出されたウェイトベクトルを乗算器４１３で乗算し，下りリンクの電力を制御する。

図１７は，コヒーレント帯域内の上りリンクより下りの伝搬路状況を推定する方法として，周波数ダイバーシティによる場合に適用する基地局の実施例構成例を説明する図である。図１８にその動作概念図を示す。

すなわち，この実施例は周波数ダイバーシティを行う場合の例であるが、空間ダイバーシティにおける図１５，図１６に示す実施例と同様に、隣り合うキャリアのチャネル推定値を基に下り伝搬路の推定を行うことで移動機からのフィードバックを省略することができる。

図１７，図１８において，例えば，周波数ダイバーシティを行うサブキャリアｆ₀とｆ_nについて，下りリンクの伝搬路状態の把握は，サブキャリアｆ₀に対しては隣接し，直交するサブキャリアｆ₁を用い，サブキャリアｆ_nに対しては隣接し，直交するサブキャリアｆ_n+1を用いる。

サブキャリア選択部３４においてサブキャリアｆ₁とｆ_n+1を選択し，復調器３５で復調及び，チャネル推定部４０３でチャネル推定を行う。ついで，それぞれのチャネル推定値を位相比較部４１０で振幅及び位相比較し，その比較結果に基づき複素ウエイト生成部４１１において，上記式（３）の電力ＰＷを最大にするような式（２）で示されるウェイトベクトルを算出する。ついで，算出されたウェイトベクトルを乗算器４１３で乗算し，下りリンクの電力を制御する。

ここで，図１７，図１８の実施例において，サブキャリアf₀とf_nはなるべくダイバーシティ効果を得られるように相関の低い周波数を選択する。一方下りに関しては同じ複素シンボル列d₀を異なるサブキャリアf₀、f₁にて変調を行い送信する。未使用および上りリンクとして使用されているキャリアに関しては0を挿入する。

本発明の実施の形態はOFDMを用いて説明したが、ダウンリンクとアップリンクのサブキャリア周波数の関係は直交状態である必要はなく。 単なるFDMのシステムでも適用可能である。

上記に説明したように，上りリンクと下りリンクを直交周波数を用いて多重化することにより，上りリンクと下りリンクを柔軟に割り当てることができる。これにより、TDD(Time Division Duplex)と同様の利点を確保しつつ、更に柔軟な上下リンク間の割り当て比率の変更を可能とするシステムが提供可能である。

本発明は，上りリンクと下りリンクを複数の周波数を用いて多重する周波数分割通信システムに関する。 特に、使用周波数を有効利用できるように、周波数の配置関係が直交する関係に配置した直交周波数分割多重（OFDM）方式に関する発明である。

従来より上りリンクと下りリンクを無線多重する通信システムには，周波数分割多重（FDD：Frequency Division Duplex）方式あるいは，時分割多重（TDD：Time Division Duplex）方式が採用されている。

さらに，第３世代携帯電話システムにおいては、広帯域符号分割多重接続（W-CDMA: Wideband Code Division Multiple Access）方式で使用されているFDD方式に比べて、TDS（Time Division Synchronous）-CDMAなどで採用されているTDD方式では,上りと下りのチャネルを同一周波数帯で使用するために周波数を有効に使用できる。

さらに，上下リンクの割り当て時間の比率を変更することにより柔軟に通信速度を変化させて非対称レートのデータ通信サービスを効率よく提供することができるというメリットがある。

また、上下リンクで同一周波数を使うことにより、上下リンクの相関が高いことが期待されるため、基地局において下りリンクのチャネル状態を上りリンクのチャネルを用いて推定できる。あるいは移動局において上りリンクのチャネル状態を下りリンクのチャネルを用いて推定することができる。

このため、FDD方式システムにおいては，チャネル情報のフィードバックが必要となる方式（例えば適応変調や送信ダイバーシチ等）がTDD方式においてはフィードバック無しに行える可能性がある。

しかし，TDD方式においては，上下リンクの干渉を防ぐために高速に上下リンクを切り替える必要がある。これは受信機及び送信機双方の構成を複雑にする。また、TDD方式における上下リンク割り当ては時間方向のみに限られているため、周波数方向にさらに柔軟な割り当てが行える可能性がある。

かかる技術の一例として特許文献１に記載の技術が提案されている。ＣＤＭＡ／ＴＤＤ方式において，ＴＤＭＡ構造を有する信号を用い，サブフレームの最終の下りスロットのみで報知チャネルの送受信を行うことにより種々のサービスに柔軟に対応させるものである。
特開平１１−２７５０３６号公報

したがって，本発明の目的は，TDD（Time Division Duplex）と同様の利点を確保しつつ更に柔軟な上下リンク間の割り当て比率の変更が可能となる直交周波数分割通信システムを提供することにある。

上記目的を達成する直交周波数分割通信システムは，第１の態様として，上りリンクと下りリンクで接続される基地局と移動局を有し，前記上りリンクと下りリンクは，二つの直交する不連続な周波数が割り当てられていることを特徴とする。

上記目的を達成する直交周波数分割通信システムは，第２の態様として，上りリンクと下りリンクで接続される基地局と複数の移動局を有し，互いに直交する複数の周波数が周波数軸上及び時間軸上で，前記上りリンクと下りリンク及び，前記複数の移動局に割り当てられていることを特徴とする。

上記目的を達成する直交周波数分割通信システムは，第３の態様として，第２の態様において，前記基地局は，前記上りリンクと下りリンクのトラフィック比率をモニタするトラフィックモニタ部を有し，前記トラフィックモニタ部でモニタされるトラフィック比率に応じて前記複数の周波数の周波数軸上及び時間軸上での割り当てが決定されることを有することを特徴とする。

上記目的を達成する直交周波数分割通信システムは，第４の態様として，第１または第２の態様において，前記上りリンクと下りリンクに割り当てられる周波数は，周波数差分が前記上りリンクと下りリンクの相関値が大きくなるように近接していることを特徴とする。

上記目的を達成する直交周波数分割通信システムは，第５の態様として，第４の態様において，前記基地局は，上りリンクの前記複数の周波数のそれぞれに対して信号対雑音比（ＳＩＲ値）を測定するＳＩＲ測定部と，前記ＳＩＲ測定部の測定値に応じて，変調方式を決定する変調方式決定部と，前記複数の周波数のそれぞれに対して，前記変調方式決定部により決定された変調方式を適用する変調部を有することを特徴とする。

上記目的を達成する直交周波数分割通信システムは，第６の態様として，第４の態様において，前記基地局は，上りリンクの前記複数の周波数のそれぞれに対して信号対雑音比（ＳＩＲ値）を測定するＳＩＲ測定部を有し，
前記ＳＩＲ測定部は，前記複数の移動局のそれぞれ毎に割り当てられた周波数に対応する測定値の平均値を求め，更に前記平均値に対応する変調方式を決定する変調方式決定部と，前記ＳＩＲ測定部で求めた測定値の平均値に応じて，対応する移動局毎に変調方式を決定する変調方式決定部と，前記移動局毎に割り当てられた複数の周波数に対して，前記変調方式決定部により決定された変調方式を適用する変調部を有することを特徴とする。

本発明の特徴は，以下に図面に従い説明される発明の実施の形態例により更に明らかになる。

本発明により上りリンクと下りリンクは、複数の周波数を用いて多重する。例えば、直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式の各サブキャリアに対して、上りリンクと下りリンクを柔軟に割り当てる。これにより、TDD(Time Division Duplex)と同様の利点を確保しつつ、更に柔軟な上下リンク間の割り当て比率の変更が可能となる。

以下に図面に従い，本発明の実施例を説明する。なお，以下に説明する実施例は，本発明の理解のためのものであり，本発明の技術的範囲はこれに限定されるものではない。

図１は，本発明の適用の対象となる一般的な直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式の送受信機の概略を説明する図である。

図１において，送信機側に入力される送信データをビット毎に複数のサブキャリアのそれぞれに割り当てる。ついで，IFFT変換器１により，逆高速フーリエ変換処理（IFFT：Inverse Fast Fourier Transform）を行って時間領域の信号に変換する。

時間領域に変換された信号を，Ｐ／Ｓ変換器２によりシリアル信号に変換し，次いでシンボル毎にガードインターバル（GI：Guard Interval）挿入回路３により，ガードインターバル（GI）が挿入する。

ここで，ガードインターバル（GI）は，図２にフレーム構造を示すように，IFFTデータ（パイロット，有効シンボル）の最後の所定期間部分をコピーし，先頭に配置される前部ガードインターバル（GI）とIFFTデータの最初の所定期間部分をコピーし，後部に配置される後部ガードインターバル（GI）を有する。これら前部及び後部ガードインターバルとIFFTデータにより一のシンボル期間が形成される。

ガードインターバル（GI）が付加されたベースバンド信号は、Ｄ／Ａ変換器４によりアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ５でロールオフされ，変調器６に入力する。

変調器６では，アナログ信号により無線周波数の搬送波７を変調する。変調器６からの無線周波数信号は、帯域フィルタ８で帯域制限され、次いで電力増幅器９により増幅され、サーキュレータ１０を通してアンテナ１１から送出される。

アンテナ１１から出力された信号は，フェージング伝搬路を経て，相手側受信機のアンテナ１１によって受信される。便宜上図１の送受信機構成により相手側の受信動作を説明する。

受信された無線周波数信号は，バンドパスフィルタ１２，直線増幅器１３及び復調器１４によりベースバンド信号に変換される。

さらにローパスフィルタ１５によりノイズを低減され，Ａ／Ｄ変換器１６によりデジタル信号に変換される。さらに，同期が取られ，ガードインターバル除去回路１７において，ベースバンド信号からガードインターバル（GI）を除去し，シンボル毎にFFT処理対象を切り出す。ついで，切り出したFFT対象を，Ｓ／Ｐ変換器１８により並列信号に変換し，高速フーリエ変換（FFT）回路１９で高速フーリエ変換処理（FFT:Fast Fourier Transform）を行って，周波数領域のサブキャリア信号に変換する。

上記構成の送受信機において，フレーム構造を示すに示すように，周波数軸上に並べられた互いに直交する複数のサブキャリア周波数を分割して多重使用する際に，上りリンク（ｕｐ）と下りリンク（Ｄｏｗｎ）に柔軟に割り当てることにある。

すなわち，逆高速フーリエ変換処理（IFFT：Inverse Fast Fourier Transform）対象とする送信データに対するサブキャリアを，上りリンク（ｕｐ）と下りリンク（Ｄｏｗｎ）に柔軟に割り当てることにある。

これにより、上下リンクの高速な切り替えをする必要がなくなる。さらに，時間軸上でも上りリンク（Ｕｐ）と下りリンク（Ｄｏｗｎ）に時分割割り当てを行う。したがって，従来の時分割多重（TDD）よりも更に柔軟な上下リンク間の割り当て比率の変更が可能である。

すなわち，図１において，送信局からの送出信号は逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）１０により直交周波数の一部に割り当てられる。上りリンクの信号と下りリンクの信号は別々のサブキャリアに割り当てられているため、受信側で割り当てられているサブキャリアに関しては、送信側の逆高速フーリエ変換器（ＩＦＦＴ）には「０」を入力する。

一方、受信側では高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）１９によるＦＦＴ後に受信側で割り当てられているサブキャリアの出力のみを使用する。

アンテナ１１端にサーキュレータ１０を付けることにより、受信機に対する送信信号の漏れこみをある程度抑えている。しかし、多少の漏れ込みがあっても受信側のＦＦＴにより直交成分が除去されることとなる。

図４に例として基地局と移動局間で上りリンク及び下りリンクを構成する場合の，時間軸（ｔ）上及び周波数軸（ｆ）上における複数移動局（図４に示す例では＃１，＃２の２局）に対する割り当て例を示す。

図４中、例えば「Up#1」は移動局＃１に関する上りリンク、つまり移動局＃１から基地局への送信信号が割り当てられることを表す。移動局＃１では上下リンクの割り当てが対称であるのに対して、移動局＃２では非対称となっている。

このように、各移動局におけるトラヒックの非対称性を考慮した割り当てが可能となる。また、上下リンクの割り当て周波数の間隔は出来るだけ小さくなるように割り当てる。これにより、基地局で上り信号のチャネル推定を行い（フレームの先頭のシンボル期間内に埋め込まれたパイロットシンボルを用いる：図２参照）、必要に応じて補完などの操作を行うことにより下り信号のチャネルを高い信頼度で推定することが出来る。

これは、基地局、各移動局が相互のシグナリングなしに上下リンクのチャネル情報を共有できることを意味している。また、直交周波数分割多重（OFDM）による周波数の有効利用により、周波数使用効率は時分割多重（TDD）と同等である。

図５は，更に基地局と移動局＃１，＃２との間のフレーム信号の例を示し，ガードインターバル(GI)の意義を説明する図である。

図５Ａは，基地局における下り送信信号と移動局＃１，＃２からの上り受信信号を示す。基地局は，図６に示すような同期部を有する。図６において，同期ビット挿入回路２０により，各移動局＃１，＃２に対して同期確率信号を常に送信する。同時に移動局から送られる上り信号におけるガードインターバル(GI)を用いて各移動局＃１，＃２からの上り信号の受信タイミングを検出回路２１で検出する。検出された受信タイミングと送信タイミングをタイミング比較器２２で比較する。

下り送信信号のフレーム境界（Ｔ_D）から遅れている場合は送信タイミングを早めるコマンドを、逆に進んでいる場合は送信タイミングを遅らせるコマンドを各移動局に送信する。これにより，基地局＃１，＃２に対する下りリンク送信タイミングａ₀と上りリンク受信タイミングｂ₁,ｃ₁を同時に保つことが可能である。

すなわち，図５Ｂに移動局＃１における下り受信信号と上り送信信号を示す。基地局と移動局＃１間の伝送時間に相当する遅延時間τ₁の時間ずれが生じている。したがって，基準時刻Ｔ_D に対して，基地局からの下り送信信号ａ₀は，Ｔ_D＋τ₁の時刻に下り受信信号ａ₁として受信する。一方，基地局で上り受信信号ｂ₁として受信される移動局＃１からの上り送信信号ｂ₀は，基地局からの送信タイミングを早めるコマンドに従って，Ｔ_D−τ₁の時刻に送出される。

図５Ｃは，移動局＃２における下り受信信号と上り送信信号を示す。同様に，基地局と移動局＃２間の伝送時間に相当する遅延時間τ₂の時間ずれが生じている。すなわち，基準時刻Ｔ₀ に対して，基地局からの下り送信信号ａ₀は，Ｔ_D＋τ₂の時刻に下り受信信号ａ₂として受信する。一方，基地局で上り受信信号ｃ₁として受信される移動局＃２からの上り送信信号ｃ₀は，基地局からの送信タイミングを早めるコマンドに従って，Ｔ₀−τ₂の時刻に送出される。

さらに，図５Ｂ，図５Ｃにおいて，移動局＃１，＃２は，下り送信信号ａ₁，ａ₂の有効シンボルの先頭にあわせてFFT処理を行う。図６に示した上記の同期部により上下リンクの直交性が保たれるため、受信信号から送信信号の干渉を除去することが出来る。

また，マルチパスによる遅延分散の影響は前部ガードインターバル長(T_{GI_FRONT})よりも小さい場合、完全に除去できる。移動局受信においては、下り受信信号の有効シンボルの先頭にあわせてFFTを行う。伝播遅延時間（τ₁， τ₂）の２倍が後部ガードインターバル長(T_{GI_REAR})よりも小さい場合には、受信信号から送信信号の干渉を完全に除去することが可能となる。

さらに、下り受信信号の遅延分散に関しては、上り信号と同様に前部ガードインターバル長(T_{GI_front})よりも小さい場合、完全に除去できる。

ここで，本発明を適用する際，基地局は各移動局からの各サブキャリアの受信品質推定値及び各移動局のトラヒックの非対称性を考慮して各サブキャリアへの移動局および上下リンクの割り当てを決定する。

送信側移動局においては、割り当てられたサブキャリアに送信シンボルを、それ以外の周波数については「０」を割り当ててIFFT回路１において，逆高速フーリエ変換処理を行う。一方、受信側移動局においては、FFT回路１９で高速フーリエ変換処理後に割り当てられたサブキャリアのみを用いてその後の信号処理を行う。

割り当てたサブキャリアは予め移動局に通知する必要があるため、下り制御チャネル等を準備する。専用のサブキャリアを制御チャネルとして使用する場合は、例えば制御データをd_c、その他の個別データをｄ_dとし、これらを周波数ｆ₀のサブキャリアにて直交変調を行うことで式（１）のように表すことができる。

移動機では上記ｄ_cを復号することにより基地局からの制御情報を受信することができる。

図７に，上記サブキャリア割り当てを制御する基地局のベースバンド部の構成例を示す。基地局の送信側において，IFFT回路１における逆高速フーリエ変換処理に先立って，サブキャリア割り当てが行われる。

複数の移動局１〜Ｎの各々に対する下り送信データに対し，符号器３０及び変調器３１で対応する符号化変調処理を行いサブキャリア割り当て回路３２に入力する。

一方，基地局の受信側において，受信信号は，FFT回路１９で高速フーリ変換処理を行いサブキャリア選択回路３４に入力される。サブキャリア割り当て回路３２及びサブキャリア選択回路３４は，サブキャリア割り当て・制御部３３により制御される。

サブキャリア割り当て・制御部３３の動作を図８により説明する。図８では，図７における送信側の符号化回路３０と変調器３１を下りデータ生成部３００とし，受信側のチャネル推定・復調回路３５と復号化回路３６を上りデータ復号部３０１として略示する。また，IFFT回路１の後段及びFFT回路１９の前段に高周波回路部４０，４１を示している。さらに，上下トラフィック比率モニタ３０２を有している。

図９は，図８の構成を説明する動作フローである。このフロー図に従い説明すると，上下トラフィック比率モニタ３０２により，各ユーザ（移動局）毎に下りデータ生成部３００への入力データトラフィックと上りデータ復号部３０１の出力データトラフィックを監視して上下トラフィックの比率を定期的に求める（ステップＳ１）。

サブキャリア割り当て・制御部３３は，トラフィック比率モニタ回路３０２によりモニタされる上下トラフィックの比率をトラフィック情報として入力し，チャネル割り当てが常に最適となるようにサブキャリア割り当て回路３２及び，サブキャリア選択部３４を制御する。

すなわち，トラフィック情報に基づき，サブキャリア割り当て・制御部３３は，算出された比率が前回と同じであればチャネル割り当ての変更は行わない（ステップＳ２，ｎｏ）。

前回と異なる比率であれば（ステップＳ２，ｙｅｓ），図１０に示すテーブルの例に従ってチャネル割り当てパターンを決定する（ステップＳ３）。例えば，１：１から２：１に変化した場合はパターン番号１からパターン番号２へと割り当てを変化するように，サブキャリア割り当て部３２を制御する。この割り当て情報は，下り制御チャネルに乗せて移動機ＭＳへ通知する必要があるため、下りデータ列生成部３００へも情報を渡す（ステップＳ４）。

また、サブキャリア選択部３４に対しては，この情報を基に選択するサブキャリアの追加・削除を行うように制御する（ステップＳ５）。

ここで，無線環境（受信信号対雑音比 [SIR：Signal to Interface power Ratio]）に応じて変調方式・符号化率を変化させる適応変調により，データ転送速度を向上させる方式が知られている。

例えば，無線基地局では、電波の受信状態が悪い時（低SIR時）はQPSKを用い、受信状態が良い時は16QAMという変調方式を用いる。変調方式と共に符号化率を変える場合もある。つまり、受信状態が悪い時は誤り訂正能力が大きい符号が、受信状態が良い時には誤り訂正能力が小さい符号が使われるなど、受信環境に応じた選択を自動的に行う。

このように、変調方式と符号化の組み合わせが無線環境の状態に最適化され、結果的にデータの転送速度を向上させることができるようになる。

本発明は，かかる適応変調方式と組み合わせることも可能である。図１１は，適応変調方式と組み合わせた本発明に従う基地局の実施例を説明する図である。

図１１において，受信側では，先の実施例において説明した方法により，サブキャリア選択部３４でユーザ毎にサブキャリアの周波数割り当てを判断し、復調に必要な信号のみを受信選択回路４０２から選択する。

サブキャリア選択部３４で選択されているサブキャリアに関しては，送信側で変調前に送信選択部４００により「０」送信を行う。

選択されたサブキャリア各々に関して，受信側において復調器３５で復調及び，チャネル推定部４０３でチャネル推定を行い，SIR測定部４０４でSIR値を算出する。

ついで，算出されたSIR値と閾値をSIR値比較部４０６で比較し、変調方式決定部４０７において予め用意されたテーブルに従って変調方式を決定する。

一方，送信側では，同じく先の実施例について説明した方法により決定されたサブキャリア周波数をサブキャリア割当て部３２及び送信選択部４００で割当て，選択を行い、パラレル変換されたユーザ（移動局）毎のビット列に対し多値変調部４０１で多値変調を行う。

ここで，サブキャリア毎に多値変調を行う場合の概念図を図１２に示す。
図１２は，図１１の関係する部位のみ抜き出して示している。

図１２において，多値変調部４０１は，サブキャリア対応に複数の多値変調回路を有している。チャネル推定部４０３でチャネル推定を行い，SIR測定部４０４でSIR値を算出する。ついで，算出されたSIR値と閾値をSIR値比較部４０６で比較し、変調方式決定部４０７において予め用意されたテーブルに従ってサブキャリア対応に変調方式を決定する。

この決定に従い，多値変調部４０１の複数の多値変調回路のそれぞれにおいて，決定された変調方式を用いて送信選択部４００から入力するデジタル信号ｄ₀により変調を行う。

また，図１３に示すように，ユーザ（移動局）毎に割り当てられている複数のサブキャリア（例えば，ｆ₁，ｆ₃，ｆ₅）の平均SIRをSIR測定回路４０４で求め，これをSIR閾値と比較し，所定条件で，対応する複数のサブキャリアに対する多値変調部４０１の多値変調回路における変調方式を共通に決定するようにしてもよい。

ここで，本発明の他の適用例を説明するために，送信ダイバーシティの一例として、第３世代移動通信システムであるW-CDMAにおけるクローズドループ型送信ダイバーシティについて説明する。

W-CDMAでは２本の送信アンテナを用いる方式が採用されている。図１４に２本の送信アンテナを用いる場合のシステム構成を示す。基地局の２本の送信アンテナＡＡ，ＡＢよりパイロット信号生成部５００で生成され，互いに直交するパイロットパターンＰ₁,Ｐ₂が送出される。

移動局受信側は，受信アンテナＡＣでパイロットパターンＰ₁,Ｐ₂を受信し，制御量計算部５０１でそれぞれの既知のパイロットパターンと受信パイロット信号との相関を計算する。

この計算される相関に基づき，基地局の各送信アンテナＡＡ，ＡＢから移動局受信アンテナＡＣまでのチャネルインパルス応答ベクトルh ₁，h ₂を推定することができる。

これらチャネル推定値を用いて電力ＰＷを最大とする基地局各送信アンテナの振幅および位相制御ベクトル（ウェイトベクトル）

を計算し，これを量子化してフィードバック情報として多重化回路５０２により上りチャネル信号に多重化して送信アンテナＡＤより基地局側に伝送する。

但し，上記位相制御ベクトル（ウェイトベクトル）における，ｗ₁，ｗ₂の両方の値を伝送する必要は無く，ｗ₁＝１として求めた場合のｗ₂の値のみを伝送すればよい。

ここで，電力ＰＷは，次式（３）により表される。

式（３）の h ₁，h ₂はそれぞれアンテナＡＡおよびアンテナＡＢからのチャネルインパルス応答ベクトルである。
インパルス応答の長さをLとすると，h _iは，次式（５）で表される。

ソフトハンドオーバ時には（３）式の代わりに次式（６）を最大とする制御ベクトルを計算する。

ここでＨ_kはk番目の基地局からの信号のチャネルインパルス応答である。

W-CDMAでは，重み係数ｗ₂を１ビットに量子化するモード１と，４ビットに量子化するモード２の２通りの方法が規定されている。

モード１では１ビットのフィードバック情報を毎スロット伝送して制御するため，制御速度が速い反面，量子化が粗いため正確な制御が出来ない。

一方，モード２では４ビットの情報で制御するため，より精度の高い制御ができる反面，各スロットで１ビットずつ伝送して４スロットで１ワードのフィードバック情報を伝送する。このため，フェージング周波数が高い場合にはこれに追従できずに特性が劣化する。

このように，フィードバック情報を伝送するための上りチャネル信号伝送レートが限られている場合，制御精度とフェージング追従速度はトレードオフの関係にある。

W-CDMAのRelease-99規格では，フィードバック情報伝送による上りチャネル伝送効率の低下を回避するため，送信アンテナ数として２本より多い場合は考慮されていない。しかしながらフィードバック情報の増加や更新速度の低減を許容すれば，３本以上への拡張も可能である。

送信アンテナ数がN本の場合，無線基地局でN個のお互いに直交するパイロット信号Ｐ₁(t)，Ｐ₂(t)，・・・Ｐ_N(t) をそれぞれ異なる送信アンテナを用いて送信する。

これらパイロット信号間には次の式（７）の関係がある。

上記（６）式で，各パイロット信号はそれぞれフェージングによる振幅および位相変動を受け，これらの合成信号が移動局受信アンテナＡＣに入力される。

移動局受信機では受信パイロット信号に対して，Ｐ₁(t)，Ｐ₂(t)，・・・Ｐ_N(t)との相関を制御量計算部５０１でそれぞれ求めることにより，各パイロット信号のチャネルインパルス応答ベクトルｈ ₁，ｈ ₂・・・ｈ _Nを推定することが出来る。

これらチャネルインパルス応答ベクトルを用いて，（８）式で示す電力ＰＷを最大とする基地局各送信アンテナの振幅および位相制御ベクトル（ウェイトベクトル）

を計算し，これを量子化してフィードバック情報として上りチャネル信号に多重化してアンテナＡＤより基地局側に伝送する。

但し，この場合でもｗ₁=１として求めた場合のｗ₂，ｗ₃・・・ｗ_Nの値を伝送すればよい。

基地局側は，受信アンテナＡＥでかかるフィードバック情報を受信し，フィードバック情報抽出回路５０３で抽出する。フィードバック情報抽出回路５０３は，抽出したフィードバック情報に基づき，振幅・位相制御回路５０４を制御する。

このようにW-CDMAにおけるクローズドループ型送信ダイバーシティにおいて，下りリンクの電力を移動局側からフィードバック情報として基地局に送るように構成されている。

これに対し，本発明の適用により，コヒーレント帯域内の上りリンクより下りの伝搬路状況を推定することで、移動機からのフィードバックを省略することが可能である。

図１５に空間ダイバーシティによる基地局の本発明を適用した実施例構成を、図１６にその動作概念図を示す。

図１５に示す基地局構成は，第１のアンテナ１１ａの属する送受信系と第２のアンテナ１１ｂの属する送受信系を有する。

かかる基地局において，２本のアンテナ１１ａ，１１ｂより受信した信号からあるユーザの信号を抜き出す。図１５に示す実施例では移動機１は下りにf₀,f₂,f₄、上りにf₁,f₃,f₅のそれぞれのサブキャリアを使用している場合である。

例えば，移動機１の下りリンクにおけるサブキャリアf₀の伝搬路推定には，サブキャリアf₀と直交する，即ち隣り合う上りリンクに使用されるサブキャリアf₁のチャネル推定値を用いる。

すなわち，図１５において，第１のアンテナ１１ａで受信される上りリンクの信号からサブキャリア選択部３４ａでサブキャリアf₁の信号を選択し，チャネル推定部４０３ａでチャネル推定する。同様に，第２のアンテナ１１ｂで受信される上りリンクの信号からサブキャリア選択部３４ｂでサブキャリアf₁の信号を選択し，チャネル推定部４０３ｂでチャネル推定する。

これらの推定値は位相・振幅比較部４１０に入力され，図１６に示すように，アンテナ１１ａ，１１ｂそれぞれのf₁のチャネル推定値を位相比較部４１０で振幅及び位相比較し，その比較結果に基づき複素ウエイト生成部４１１において，上記式（３）の電力ＰＷを最大にするような式（２）で示されるウェイトベクトルを算出する。ついで，算出されたウェイトベクトルを乗算器４１３で乗算し，下りリンクの電力を制御する。

図１７は，コヒーレント帯域内の上りリンクより下りの伝搬路状況を推定する方法として，周波数ダイバーシティによる場合に適用する基地局の実施例構成例を説明する図である。図１８にその動作概念図を示す。

すなわち，この実施例は周波数ダイバーシティを行う場合の例であるが、空間ダイバーシティにおける図１５，図１６に示す実施例と同様に、隣り合うキャリアのチャネル推定値を基に下り伝搬路の推定を行うことで移動機からのフィードバックを省略することができる。

図１７，図１８において，例えば，周波数ダイバーシティを行うサブキャリアｆ₀とｆ_nについて，下りリンクの伝搬路状態の把握は，サブキャリアｆ₀に対しては隣接し，直交するサブキャリアｆ₁を用い，サブキャリアｆ_nに対しては隣接し，直交するサブキャリアｆ_n+1を用いる。

サブキャリア選択部３４においてサブキャリアｆ₁とｆ_n+1を選択し，復調器３５で復調及び，チャネル推定部４０３でチャネル推定を行う。ついで，それぞれのチャネル推定値を位相比較部４１０で振幅及び位相比較し，その比較結果に基づき複素ウエイト生成部４１１において，上記式（３）の電力ＰＷを最大にするような式（２）で示されるウェイトベクトルを算出する。ついで，算出されたウェイトベクトルを乗算器４１３で乗算し，下りリンクの電力を制御する。

ここで，図１７，図１８の実施例において，サブキャリアf₀とf_nはなるべくダイバーシティ効果を得られるように相関の低い周波数を選択する。一方下りに関しては同じ複素シンボル列d₀を異なるサブキャリアf₀、f₁にて変調を行い送信する。未使用および上りリンクとして使用されているキャリアに関しては0を挿入する。

本発明の実施の形態はOFDMを用いて説明したが、ダウンリンクとアップリンクのサブキャリア周波数の関係は直交状態である必要はなく。 単なるFDMのシステムでも適用可能である。

上記に説明したように，上りリンクと下りリンクを直交周波数を用いて多重化することにより，上りリンクと下りリンクを柔軟に割り当てることができる。これにより、TDD(Time Division Duplex)と同様の利点を確保しつつ、更に柔軟な上下リンク間の割り当て比率の変更を可能とするシステムが提供可能である。

図１は，本発明の適用の対象となる一般的な直交周波数分割多重（OFDM：Orthogonal Frequency Division Multiplex）方式の送受信機の概略を説明する図である。 図２は，フレーム構造を示す図である。 図３は，本発明の特徴を説明する図である。 図４は， 基地局と移動局間で上りリンク及び下りリンクを構成する場合の，時間軸及び周波数軸上における複数移動局に対する割り当て例を示す図である。 図５は，基地局と移動局＃１，＃２との間のフレーム信号の例を示し，ガードインターバル(GI)の意義を説明する図である。 図６は，基地局の同期部の動作を説明する図である。 図７は，サブキャリア割り当てを制御する基地局のベースバンド部の構成例を示す図である。 図８は，サブキャリア割り当て・制御部３３の動作を説明する図である。 図９は，図８の構成を説明する動作フローである。 図１０は，チャネル割り当てパターンを決定するテーブルの例を説明する図である。 図１１は，適応変調方式と組み合わせた本発明に従う基地局の実施例を説明する図である。 図１２は，サブキャリア毎に多値変調を行う場合の概念図を図１２に示す図である。 図１３は，複数のサブキャリアに対する多値変調回路における変調方式を共通に決定する例を説明する図である。 図１４は，W-CDMAで基地局が２本の送信アンテナを用いる場合のシステム構成を示す図である。 図１５は，空間ダイバーシティによる基地局の本発明を適用した実施例構成を示す図である。 図１６は，図１５の実施例構成の動作概念を示す図である。 図１７は，コヒーレント帯域内の上りリンクより下りの伝搬路状況を推定する方法として，周波数ダイバーシティによる場合に適用する基地局の実施例構成例を説明する図である。 図１８は，図１７の実施例の動作概念図を示す。

Claims (6)

1. 上りリンクと下りリンクで接続される基地局と移動局を有し，
   前記上りリンクと下りリンクは，互いに異なる二つの周波数が割り当てられている
   ことを特徴とする周波数分割通信システム。
2. 上りリンクと下りリンクで接続される基地局と複数の移動局を有し，
   互いに複数の周波数が周波枢軸上及び時間軸上で，前記上りリンクと下りリンク及び，前記複数の移動局に割り当てられている
   ことを特徴とする周波数分割通信システム。
3. 請求項２において，
   前記基地局は，前記上りリンクと下りリンクのトラフィック比率をモニタするトラフィックモニタ部を有し，
   前記トラフィックモニタ部でモニタされるトラフィック比率に応じて前記複数の周波数の周波枢軸上及び時間軸上での割り当てが決定される
   ことを有することを特徴とする周波数分割通信システム。
4. 請求項１または２において、
   前記上りリンクと下りリンクに割り当てられる周波数は，周波数差分が前記上りリンクと下りリンクの相関値が大きくなるように近接していることを特徴とする周波数分割通信システム。
5. 請求項４において，
   前記基地局は，上りリンクの前記複数の周波数のそれぞれに対して信号対雑音比（ＳＩＲ値）を測定するＳＩＲ測定部と，
   前記ＳＩＲ測定部の測定値に応じて，変調方式を決定する変調方式決定部と，
   前記複数の周波数のそれぞれに対して，前記変調方式決定部により決定された変調方式を適用する変調部を
   有することを特徴とする周波数分割通信システム。
6. 請求項４において，
   前記基地局は，上りリンクの前記複数の周波数のそれぞれに対して信号対雑音比（ＳＩＲ値）を測定するＳＩＲ測定部を有し，
   前記ＳＩＲ測定部は，前記複数の移動局のそれぞれ毎に割り当てられた周波数に対応する測定値の平均値を求め，更に
   前記平均値に対応する変調方式を決定する変調方式決定部と，
   前記ＳＩＲ測定部で求めた測定値の平均値に応じて，対応する移動局毎に変調方式を決定する変調方式決定部と，
   前記移動局毎に割り当てられた複数の周波数に対して，前記変調方式決定部により決定された変調方式を適用する変調部を
   有することを特徴とする周波数分割通信システム。

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