JPS59191949A - Ｉｓｂ ａｍ音声ステレオ信号のステレオ差信号に存在する歪を減少する方法とｉｓｂ ａｍ音声ステレオ受信器デコ−ダ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は１例えばステレオフォニツク方式のような独立
側帯波（ＩｓＢ）ＡＭ音声多重方式に係るものであシ、
特に搬送波を位相変調してステレオ差信号成分に第２高
調波補正を行なう前記方式用送信機に係るものである。

米国特許第３．２１８，３９５号明細書にはＡＭ放送信
号にステレオフォニック（ステレオ）情報を送信するた
めの装置が開示されている。この先行技術製雪によれば
、送信機は第１図にブロックダイアダラムで示すように
、分離したし及びＲステレオ信号は減算回路１０及び加
算回路１２で組合わされてステレオ差信号Ｌ−Ｒ及びス
テレオ和信号Ｌ＋Ｒが作られる。移相回路網１４及び１
６はこれらの和及び差信号にほぼ９０゛０のオーディオ
相差を持たせる。

発振器１８から発した搬送波信号は、先ず位相変調器２
０において移相されたステレオ差信号情報で位相変Ｍ（
ＰＭ）され、リミッタ２１で振巾制限され１次で振巾変
調器２２において移相されたステレオ和信号情報によっ
て振巾変調（ＡＭ）される。振巾変調器２２からの出力
信号は独立側帯波ＡＭ信号であシ、Ｌ及びＲステレオ信
号情報はＡＭ信号の下側及び上側側帯波に別々に現われ
る。

搬送波は送信される周波数を発生させて変調して吃よい
が、これらの送信機ではよシ低い周波数の搬送波を変調
し、送信される周波数まで搬送波周波数を逓倍するのが
普通である。従って以下の説明で「搬送波信号」とは送
信周波数信号とよシ低い周波数信号の両方を指すものと
する。

第１図に示す先行技術ＡＭステレオ方式送信機を数学的
に説明するためには、Ｒ信号の振巾が０１即ちステレオ
和信号（Ｌ＋Ｒ）がステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）に等しい
ものと仮定すると好都合である。ステレオ和信号とステ
レオ差信号との間の９０°相差、及び第４図に示すよう
に直角変調ベクトルを有する振巾及び位相変調の使用に
よって、例えば時計方向のような単一方向に搬送波ベク
トル２６の周囲を回転しながら歳差運動する複合変調フ
エイソル２４が得られる。これは単側帯波信号を表わし
ている。

第４図に示す理想状態は、搬送波及び基本波の上ｇＡ＠
帯波のみが存在しているものと想定している。標準ＡＭ
受信機の包路線検波特性はＡＭステレオ信号からステレ
オ和信号（Ｌ＋Ｒ）を復調するが、この復調されたステ
レオ和信号は第５図に２８て示すようＫひずんだ正弦波
であるから、上述の信号フォーマットは両立可能なＡＭ
ステレオ方式には適していない。一方のステレオ−チャ
ンネル（Ｌ或はＲ）だけが単音正弦波で変調されている
場合の理想的な検波信号は、これも第５図に示しである
ように本来の正弦波３０である。

第１図に示す先行技術の送信機が発生する実際の複合信
号は第２高調波ＡＭ及びＰＭ成分を含んでいる。これら
は振巾変調グロセスの乗算的性質に起因してリミッタ・
振巾変１ＩＩＪ器の組合せ２１゜２２によって付随的に
発生するのである。第２高調波成分は、普通のＡＭ受信
機の包路線検波器で検波された信号に殆んどひずみを発
生させない〇このようなモノフォニック受信機は本質的
にＰＭ成分を無視するから、送信されるＩｓＢ　　ＡＭ
ステレオ信号の両立性に影響を与えない。しかし。

第２高調波ＰＭ成分は、真の単側帯波信号の場合の殆ん
ど２倍である。

米国特許第３．９０８．０９０号明細書に開示されてい
るＩｓＢ　　ＡＭステレオ方式用の送信機では、この方
式によって発生するＩＳＢ　　ＡＭステレオ信信号圧存
在する第２高調波ＰＭ成分を所望値まで低減させるため
に、ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）の第２高調波補正を行な
っている。この改良され念送信機は第２図に示すように
第１図の送信機と類似の成分を含んでおり、それらＫは
同じ参照番号を附しである。更に、搬送波の位相変調に
先立ってステレオ差信号に第２高調波補正を加える回路
が含まれている。この回路は移相回路網３２及び３４を
含んでおシ、これらの回路網は分離しているし及びＲス
テレオ信号に移相されたステレオ差信号と移相されたス
テレオ和信号との間の位相を与える。定利得倍周器３６
及び３８は分離しているし及びＲステレオ信号の周波数
を２倍にする。倍周された信号は減算器４０において混
合される。可変利得増巾器４２は、整流器４４で検出さ
れた移相ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）の振巾に応答し、加
算器４６に補正信号を供給する。この補正信号はステレ
オ差信号振巾の平方に比例し。

ステレオ差信号のオーディオ周波数の２倍の周波数を有
している。補正信号の最大振巾は、ステレオ差信号の最
大振巾の約１５憾である。加算器４６の出力忙現われる
変形されたステレオ差信号は位相ｆｖ４器２０に供給さ
れて搬送波を変調する０次でこの位相変調された搬送波
は、送信される前に変調器２２において移相ステレオ和
信号（Ｌ＋Ｒ）によって振巾変調される。ステレオ差信
号のこの第２高調波補正は振巾変調器２２内で固有に発
生する過大第２高調波ＰＭ成分を完全に補正するが、所
望の第２高調波ＰＭ成分はＬ−Ｒ位相変調時にひずみを
与える。モノフォニック受信機は本質的に受信したＩＳ
Ｂ　　ＡＭステレオ信信号圧位相変調を無視するから、
信号の両立性は影響を受けない。更Ｋ、とのＬ−Ｒひす
みはＩｓＢステレオ受信機において打消すことができ、
ひずみのないＬ−Ｒ信号が得られる。

この先行技術の送信機は送信されるＩｓＲＡＭステレオ
信号に所望の第２高調波補正を行なうが。

第２図からも明らかなように、補正信号を発生させるた
めには送信機が相当に複雑になってしまう。

米国特許第４．０１８．９９４号明細書に開示されてい
る１３Ｂ　　ＡＭステレオ受信機回路では。

振巾変調を用いて、前記米国特許第り、９０８，０９０
号に開示され第２図に示したＩｓＲＡＭステレオ送信機
によって生ずる第２高調波補正成分を受信したステレオ
差信号成分（Ｌ−Ｒ）から除去する。概述すれば、米国
特許第４．０１８．９９４号では、送信機が発生した第
２高調波補正成分によって生ずるＬ−Ｒひずみを減少さ
せるために。

ステレオ和信号成分から誘導した１つ或はそれ以上の信
号によって受信したステレオ差信号成分を振巾変調する
ことができる。

従って本発明の目的は、新らしい且つ改良された両立性
独立側帯波音声多重（例えばステレオフォニック）ＡＭ
送信機を提供することであり、本送信機は簡単で経済的
な回路構成を用いてステレオ差信号に所望の第２高調波
補正を行なうことが可能である。

本発明の別の目的は、新らしい且つ改良され友Ｉ３８　
　ＡＭ音声多重（例えばステレオフオニツク）方式を提
供することであシ、本方式の送信機及び受信機は本方式
によって送信されるし及びＲ信号に対して選択された量
の直線性及び独立性を与えることができ、ひずみ、特に
相互変調ひずみを低くすることができる。

本発明の更に別の目的は、新らしい且つ改良されたＩＳ
Ｂ　　ＡＭ音声多重（例えばステレオクオニツク）受信
機デコーダを提供することであシ、本受信機デコーダで
は受信したＩｓＢ　　ＡＭステレオ信号の差信号成分を
逆変調器において和信号成分の選択された非線形関数に
よって変形し、受信したＩｓＢ信号のステレオ差信号成
分内に存在するひずみを減少させている。

本明細書で用いる「逆変調」とは、ｔ（Ｂ）　　という
一般的な形を有する選択され几変調関数に従って第１の
信号（Ａ）を第２の信号（Ｂ）によって変調するプロセ
スを意味している。

本発明による改良されたＩＳＢ　　ＡＭ音声多重方式送
信機は、左及び右多重音声情報を表わす１対のオーディ
オ周波数信号り及びＲを供給する装置を含んでいる。ま
た送信機は、Ｌ及びＲ信号に応答してそれから、所定の
技法で組合わされた選択された娠巾及び位相のし及びＲ
信号の成分を有する和信号及び差信号を発生する回路も
含んでいる。送信機は更に、位相変調された搬送波信号
を発生する回路をも含み、この変調は第１の選択された
変調関数に従って和信号によって逆変調された差信号を
表わすようになっている。最後に、送信機は、位相に調
された搬送波信号を和信号によって娠巾変調して複合Ｉ
ＳＢ　　ＡＭ音声多重信号を作る回路を含んでいる。

本発明の別の面によれば、上述の送信機と、受信した中
間周波（ＩＦ）ＩｓＢ　　ＡＭ音声多重信号を供給する
回路を含む受信機デコーダとからなる改良されたＩｓＢ
　　ＡＭ音声多重方式が提供される。デコーダは、供給
されたＩＦ倍信号応答してその和信号成分の選択された
関数に従って差信号成分を変形し、且つ、それぞれが送
信機への元のＬ及びＲ入力信号を表わす少なくとも１対
のオーディオ周波数出力信号を誘導する回路を含んでい
る。これによシ本方式によるし及びＲ信号の送信に対し
て選択された量の直線性及び独立性が得られるように送
信機における逆変調関数及び受信機デコーダにおける変
形関数を選択することができ、ひずみ、特に相互変調ひ
ずみの少ない方式を得ることができる。

本発明の更に別の面によれば、受信した中間周波（ＩＦ
）ＩＳＢ　　ＡＭ音声多重信号を供給する回路を含む改
良されたＩＳＢ　　ＡＭ音声多重受信機デコーダが提供
される。このデコーダは、第２の選択された変調関数に
従って受信した信号の差信号成分を和信号成分によって
逆変調する回路も含んでいる。最後に、デコーダは、和
信号成分及び逆変調された差信号成分に応答してそれら
からそれぞれが送信機において用いられた元のし及びＲ
入力信号を表わす１対のオーディオ阿波数出力信号を誘
導し、送信されたＩｓＢ　　ＡＭ音声多重信号を作る回
路をも含んでいる。

本明細書ではステレオ方式に関して説明するが、送信機
へのし及びＲ入力信号は普通り及びＲと呼ばれるステレ
オ信号以外の音声多重信号であっても差支えないことを
理解されたい。例えばこれらの入力信号１ｄＬ及びＲス
テレオ信号と同じように本方式を通して送信されるマト
リックス４チャンネル信号ＬＴ及びＲ７であってよい。

この場合には所望の４チャンネル信号（ＬＦ−ＬＢ−Ｒ
Ｒ及びＲ８）を誘導するように受信機に４チヤンネル・
デコーダを設けることができる。

以下に添附図面を参照して本発明の詳細な説明するが、
この説明から本発明が他の目的と共に明らかになるであ
ろう。

前述のように、第２図に示す型の先行技術によるＩＳＢ
送信機は２位相変調器２０において搬送波信号を位相変
調する前にステレオ差信号に加えられる第２高調波補正
信号を含んでいる。第３図に示す１３Ｂ送信機のように
、本発明によれば。

所望の第２高調波補正は、補正信号を加えるのではなく
、ステレオ差信号成分を和信号成分によって逆変調する
ことによって達成している。逆変調は後述する選択され
た変調関数に従っている。

第５図の送信機は、例えば別々のマイクロホン５０及び
５２のような任意のステレオ信号源から発生したＬ信号
及びＲ信号に応答してステレオ差信号Ｌ−Ｒ及びステレ
オ和信号Ｌ＋Ｒｉそれぞれ発生する混合回路ｌＯ及び１
２を含んでいる。随意ではあるが、ステレオ差信号は低
域通過フィルタ５４全通してこの信号のオーディオ上限
周波数を約５　ＫＨｚに制限してもよい。このようない
波は。

例えば米国特許第３．９［１８，０９０号明細書に開示
されているように、ステレオ差チャンネルでは一般に行
なわれていることである。

低域通過フィルタを差チャンネル内に用いる場合には、
和チヤンネル内に遅延等化回路を含ませるのが望ましい
ことは公知である。移相回路網１４及び１６はステレオ
和信号及び差信号に作用してそれらに互に他に対して９
０°の相差を持たせるようにする。

本発明の第５図の実施例では、ステレオ差信号は選択さ
れた変調関数に従ってステレオ和信号によって逆変調さ
れる。このようにして逆変調すると、先行技術の第２図
の送信機で行なっていたように第２高調波補正信号を発
生して差信号に加える必要がなくなる。この逆変調は変
調器５６内で遂行される。第５図の実施例では、ステレ
オ信号の逆変調に続いて、普通の方法で差信号及び和信
号を用いて搬送波をそれぞれ位相変調及び振巾変調する
。

破線２３内に示されている要素５６．１８．２０及び２
１の組合せ＃ｉ、選択された変調関数に従かいステレオ
和信号によって逆変調されたステレオ差信号を表わすよ
うに位相変調されている搬送波信号を発生する回路の特
定実施例である。当業者ならば他の実施例を考案できる
であろう。

包含される信号を簡易解析しただけでも、第２図の送信
機と第３図の送信機とが殆んど同じ型の第２高調波補正
を行なうにも拘わらず、第５図の送信機は回路成分が少
なく、且つ相互変調ひずみの少ないことが理解されよう
。以下の簡易解析では、送信機への信号が単一のステレ
オ・チャンネル（例えばＬチャンネル）だけに供給され
、この信号が一定の振巾及び位相速度ωａを有している
ものとする。変調指数を正規化するために、Ｌ及びＲチ
ャンネルに等振巾で存在する場合に完全な変調が得られ
るように信号は充分な振巾であるものとする。従って、
Ｌ或はＲだけに存在する場合には、このステレオ方式で
は最大可能ＫＦＪ４の半分の変調となる。故にＬ或はＲ
だけの場合には、そ位相に対しては二となる。第１図に
示す筒略化した先行技術送信機を用いた場合、搬送波の
時間的変動を考えなければ、即ちベクトル表示を用いれ
ば、位相変調器２０の出力Ｓ１は次のように表わすこと
ができる。

ｓ、　＝　ｃｏｓφ−ｊ　ｓｉｎφ　　　　　　　　　
　　　　　（１）さければ、即ち簡易解析では、 φ２ ＣＯＳφユ１−□ であシ、ｓｉｎφユφとなる。従って この信号は変調器２２において振巾変調されて次の出力
信号ｓ２が得られる。

ｃｏｓａ＋ａｔ　５ｌｎａ＋ａｔ　＝　−ｓｉｎ　２ω
、ｔ　′ｆｒ用い、ｘ〉２の合にｍｘ　　０項を無視す
ると（簡易解析）、搬送波　　基本波ＡＭ　　基本波Ｐ
Ｍ 式（５）は送信機からの出方の簡略表示であって、充分
な振巾を有する信号の成分を表わしている。２乗よシも
大きい変調器を含む全ての成分の振巾は小さいので無視
しである。式（５）の信号の成分を考える場合、基本波
信号順、基本波及び第２高調波側帯波項を含んでいるこ
とが理解されよう。基本波項を単一側帯波動作させるに
は、基本波ＡＭ及びＰＭ項の振巾が等しくなるようにｍ
Ｂ　”　ｍｐ　：＝ｒｎとすればよい。これによって出
力信号は搬送波周波数の成分と、１つの基本側帯波周波
数の成分を持つようになる。ｍＢとｍｐとを等しくして
も第２高調波ＡＭ及びＰＭ項が等しくなる訳ではないか
ら、２つの第２高調波側帯波が残ることに注意されたい
。実際には、第２高調波ＰＭ項は、第２高調波単一側帯
波を発生させるよシ２倍も大きい。

この項は、位相変調した搬送波を振巾変調する方式（Ｐ
ＭＸＡＭ　方式）の乗算的性質によるものである。第２
図に示す先行技術送信機においてステレオ差信号に減算
用補正信号を加算することは、第２高調波ＰＭ及びＡＭ
項を等しくして基本波項及び第２高調波項Ｋｂける単一
側帯波動作を行なわせようきするものである。

本発明によれば、ステレオ差信号を表わすように位相変
調された搬送波を、選択された変調関数に従ってステレ
オ和信号によって逆変調することによ、９１８Ｂ　　Ａ
Ｍステレオ送信機において所望の第２高調波補正を行な
うことができる。この計画を第５図の実施例によって実
施する場合、複合出力信号の中の主として位相変調の責
を負う直角項は次のように表わすことができる。

ここで変調関数は Ｋ選ばれておシ、 という一般的関係を用いると 一〕 （９） となる。位相変調定数を振巾変調定数に等しく選んでｍ
とし、また例えば変調係数ｍｔ＝　１とすれげ、位相変
調項は次のように表わすことができる。

式（５）における第２高調波ＡＭ項の振巾に等しいこと
に注目されたい。即ち、第３図の送信機において実現さ
れているように、複合信号のＰＭ項を変形することが可
能な逆変調技術を用いると％ＡＭの乗算効果が部分的に
補償されて第２高調波のＰＭ項とＡＭ項が等しくなシ、
単一の入力ステレオ信号りに対して真の単一側帯波信号
が得られることが簡易解析から明白となった。これによ
ってＬ及びｋの両人力に対する複合＋ｓＢ信号が得られ
る。

第２図のブロックダイアダラムに従かいステレオ差信号
に補正信号を加えることによって作られるリミッタ２１
からの変形位相変調信号は、変調関数を□とし変調係数
（ｍｔ）を１７２と１−）ｒ＋１ｔＸ した時に第５図のブロックダイアダラムに従がって逆変
！！ＩＩＫよって作られる変形位相変調信号と同一であ
る。この変調関数（×）は和信号を表わしている。ｍａ
＝　ｍｐ＝＝　ｍ　＝　１　　とした時に一次側帯波成
分の振巾の１／８の振巾を有する第２高調波成分によっ
て位相変調項が変形されることを考えれば、この同一性
が理解できよう。この振巾は米国特許第３．９０８，０
９０号に開示されているように、第２図の先行技術送信
機に用いられている補正信号の最大振巾の１３憾に一致
する。

本発明の受信機の面を説明する。第６図は簡易化ＩＳＲ
ＡＭステレオ受信機の１実施例を示すものであって、選
択された非線形変調関数に従かいステレオ和信号成分に
よってステレオ差信号成分を逆変調することによって、
第２図或は第３図の何れかに示す型のＩＳＢ　　ＡＭス
テレオ送信機が発生する第２高調波補正成分を差信号成
分から打消すようになっている。この逆変調によって、
第２高調波補正成分の導入に由来するＬ−Ｒひずみが除
去される。

逆変調器６３を除けば、第６図に示すＩｓＢＡＭステレ
オ受信機の残余は、米国特許第４．０１８，９９４号の
第１図に示されている要素１０．１４．１８．２０．３
０．３４．６８゜６０．６４及び６６と同一であってよ
い。例えば、第６図の要素６０．６１％　６２．６４．
６６゜６５．６７．６８．６９及び７０はそれぞれ米国
特許第４．［］１８，９９４号の第１図の要素１０゜１
４、　１８．　２０．　３０．　３４．　６８．　６０
．６４及び６６に対応しておシ、従って詳細説明は省略
する。

しかし、第６図の実施例は米国特許第 ４．０１８．９９ｉｉ号の第１図乃至第３図に示されて
いる受信機よりも複雑でないことに注目されたい。即ち
第６図の受信機では１例えば前記特許の第１図に示され
ている要素４０．５２．５４゜４４及び２８の代シ罠選
択された非線形変調関数を有する単一の逆変調器６３だ
けを必要としている。好ましくは、非線形変調関数を□
と１−１−ｍｔｚ いう一般的形状とする。

第７図は、第６図のＩｓＢ　　ＡＭステレオ受信機の一
部の変形例である。この実施例では、直角復調器６５で
ステレオ差信号成分を検波した後に逆変調を行なってい
る。しかし結果は同じである。

即ち、第２図及び第３図の送信機で発生した第２高調波
補正成分圧由来するＬ−Ｒひすみは、検波された差信号
成分を逆変調器６３において逆変調することによって除
去される。

本発明の詳細な説明する。第５図の送信機が発生したＩ
ｓＢ　　ＡＭステレオ信号を第６図に示す型のＩＳＢ　
　ＡＭステレオ受信機が受信すると。

逆ｆ鯛器６３４Ｃおいて第２の逆変調が行なわれる。

この遊資１ＩＦｉ前述のように、真の単一側帯波信号を
発生させるために送信機におけるＬ−Ｒ位相変調の際故
意に附与したひずみを補正する。受信機におけるこの逆
変調は第６図に示すように複合ＩＦ倍信号遂行してもよ
いし、或は第７図に示すように復調後のステレオ差信号
を直接変形してもよい。

本発明の方式全体の面を説明する。送信機における差信
号逆変調関数及び受信機Ｋｂける差信号逆変調関数は、
方式全体がステレオ差信号に対して、従ってＬ及びＲス
テレオ信号に対しである信号変換特性、即ち第３図の送
信機へのし及びＲ入力から第６図或は第７図の受信機の
Ｌ及びＲ出力まで木刀式を通してのし及びＲ信号の伝送
に対して所望量の直線性及び独立性を有する特性を持つ
ように選択することができる。つ−ｔ、！ｔ、ｚつの逆
変調関数は、方式全体のひずみ１％に相互変調ひずみを
少なくするように選択することができる。

第２図の先行技術送信機は事実上し及びＲに別々に応答
して作動するＬ−Ｒ補正信号を発生するので、この送信
機は特にし及びＲの両方に異なる周波数の強い信号が存
在する場合には若干の相互変調ひずみを発生する。

ステレオ差チャンネルのひずみの因となる綜合システム
特性は、送信機におけるＰＭＸＡＭ７’ロセスの乗算的
性質である。このため補正をしなければ％　Ｌ−Ｒ信号
は（１＋ｘ）倍されてしまう（Ｘは和信号）。従って理
想的動作を行なわせるには、Ｌ−Ｒチャンネルの乗算効
果を打消すために、送信機及び受信機における２つの逆
変調関数の積が　、＋８　の形状の変調関数を与えるよ
う忙すべきである。例えば、第５図の送信機における逆
変調及び第６図の受信機における逆変調を共に１＋ｍｔ
ｘ　　（ここにｍｔ＝１／２）の変調関数を有するよう
に選択すれば、綜合システムＬ−Ｒ信号変換特性は大体
線形となシ、従って相互変調ひずみを含むひずみは殆ん
ど無くなる。正確な直線性。

従ってひずみの無い動作を行なわせるにＦｉ、送信機に
おける逆変調の変調関数に−１」コ旦已−を、ま１＋ｘ た受信機にゝける逆変調０変調関数’　　１’　＋　ｍ
ｙＸを用いｓ　　ｍｙ　”’　ｍｔ　　とすればよい。

送信機においてこの変調関数を用いると、ｘ　ｆ　−１
に近づけて（１＋ｘ）を０に近づけると、利得が無限大
に近づく。従って実際にはこの非線形関数に最大利得（
例えば１０倍以下〕を与えるべく着干の制限が必要であ
る。上述の変調関数対は、送信機と受信機との間で入れ
替えてもよい。しかし、このようにすると（１＋ｘ）ｅ
Ｏに近づけた時受信機のし−Ｒチャンネルが過大利得と
なシ、以後のＡＭに過大な雑音が生じるという問題が発
生することになる。

逆変調に用いられる送信機と受信機のＫｐｌ関数の積を
理想値のπｖ７に近づければ、方式全体の直線性が良好
となり、ひずみが減少し、相互変調ひずみが低くなる。

この理想値に近づける多くの組合わせが考えられるが、
これらは何れも本発明の範囲内にあるものと理解された
い。

以上に好ましいものと考えられる実施例を説明したが、
本発明の範囲から逸脱することなく多くの変更が可能で
あシ、これらの実施例本全て本発明の範囲内にあること
を理解されたい。

【図面の簡単な説明】

第１図は先行技術独立側帯波（ＩｓＢ）ＡＭステレオ送
信機のブロックダイアダラムであシ、第２図は改良され
た先行技術＋ｓ８　　ＡＭステレオ送信機のブロックダ
イアダラムであシ、第３図は本発明によるＩｓＢ　　Ａ
Ｍ音声多重送信機のブロックダイアダラムであシ。 第４図は本発明の振巾及び位相変調信号を説明するのに
有用なフエイソル図であシ。 第５図は第４図の信号の振巾を説明する信号図であシ。 第６図は本発明によるＩｓＢ　　ＡＭステレオ受信機の
ブロックダイアダラムであシ、そして第７図は第６図の
受信機の一部の別の配列を示すブロックダイアダラムで
ある。 １０・・・減算回路、１２・・・加算回路、１４．１６
・・・移相回路網、１８・・・搬送波発振器、２０・・
・位相変調器、２１・・・リミッタ、２２・・・振巾変
調器、３２．３４・・・移相回路網、３６．３８・・・
定利得倍周器、４０・・・減算回路、４２・・・可変利
得増巾器。 ４４・・・整流器、４６・−・加算回路、５０．５２・
・・マイクロホン％　５４・・・低域通過フィルタ、５
６・・・逆変調器、６０・・・空中線、６１・・・高周
波、中間周波増中器、６２・・・包路線検波器、６３・
・・逆変調器、６４・・・ＰＬＬ、６５・・・直角周期
検波器、６６・・・搬送波９０°移相器、６７．６８・
・・移相回路網。 ６９・・・加算回路、７０・・・減算回路。 昭和　　年　　　月　　　日 特許庁長官　殿 １、事件の表示　　１１３和５８年特許願第２４３０２
２号２、発明の名称　　ＩＳＯ八Ｍへ声多φ方式用受信
機デコータ３、補正をする者 事件との関係　　出願人

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１）　　受信した中間周波（ＩＦ）ＩｓＢ　　ＡＭ音
   声多重信号を供給する手段、及び 前記の供給されたＩＦ倍信号応答し、選択された非線形
   変調関数に従って差信号成分を和信号成分によって逆変
   調し、それぞれが送信機において前記の１５日　ＡＭ音
   声多重信号を発生するのに用いられた元のし及びＲ信号
   の一方を表わしている少なくとも１対のオーディオ周波
   数出力信号を誘導する手段、 を備えていることを特徴とするＩｓＢ　　ＡＭ音声多重
   方式用受信機デコーダ。 いる特許請求の範囲第１項に記載の受信機デコーダ。 （３）　　前記のｍｔ　　が−に等しい特許請求の範囲
   第２項に記載の受信機デコーダ。 （４）受信した中間周波（ＩＦ）ＩＳＢ　　ＡＭ音声多
   重信号を供給する手段、 前記のＩＦ倍信号ら和信号成分を復調して和信号を誘導
   する手段。 選択された非線形変調関数に従って前記のＩＦ倍信号差
   信号成分を前記の和信号によって逆変調し、変形された
   ＩＦ倍信号誘導する手段。 前記の変形されたＩＦ倍信号差信号成分を復調して差信
   号を誘導する手段及び 前記の和及び差信号を選択された娠巾及び位相で組合わ
   せ、それぞれが送信機において前記のＩｓＢ　　ＡＭ音
   声多重信号を発生するのに用Ａられた元のＬ及びＲ信号
   の一方を表わしている１対のオーディオ周波数出力信号
   を誘導する手段 全備えていることを特徴とするＩｓＢ　　ＡＭ音声多重
   システム用受信機デコーダ。 ている特許請求の範囲第４項に記載の受信機デコーダ。 （６）　　前記のｍｔ　　が−に等しい特許請求の範囲
   第５−２ 項に記載の受信機デコーダ。