JPS58158570A - Ｇｐｓ人工衛星からの信号を用いて位置を決定するための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 この出願は、チャールズーシ−・カランセルフッ３世（
Ｃｈａｒｌｅｓ　Ｃ，Ｃｏｕｎｓｅｌｍａｎ　ＩＩＩ　
）による１９８１年９月２４日出願の米国特許出願第３
０５，１４２号の一部継続出願である。該特許出願は、
本願において参照として取り入れられている。

本発明は一般に、無線周波によって位置を決定するため
の方法及び装置に関する。特に、本発明は、地球軌道人
工衛星からの無線信号放送を用いる無線干渉針によって
地球上の測量目印のような１対の点の間の基線ベクトル
を測定するだめの方法及び装置に関するものである。

無線によって位置を決定するための幾つかの装置が、送
信アンテナ又は受信アンテナの輻射の・ぐターンの指向
性を利用する。本発明を含む他の装置は、如伺なるアン
テナの指向性にも依存しない。

本発明は、受信アンテナの位置が以下の方法で決　　　
□定される装置の一般的部類に属する。すなわち、該方
法は、位置がすでに知られている２又はそれ以上の異な
る送信アンテナから届く信号の、位相間の差又は群遅延
間の葺成るいはその両方を測定する方法である。２つの
送信源が同調されるならば、或いは２つの送信器の同期
からの逸脱が別個に知られるならば、２つの送信源から
届く信号の群遅延間の差の受信位置における測定は、受
信器が３次元内で焦点が送信器の位置である特別な回転
双曲面上に設置されることを決定する、１幾つかの異な
った適切に位置づけられた送信器からの信号の同一の受
信位置における同様の測定が組み合わせられるならば、
受信位置は、相描する双曲面の交点から一義的に決定さ
れ得る。

異なる位置において同時に受信される無線信号間の位相
差又は群遅延差の測定から、他方に関して一方の、それ
ら位置の相対的位置を決定する技術もまた当業界におい
て周知であって、無線干渉計による測地学の技術として
総合的に関係している。隔てられた位置におけるアンテ
ナは干渉計を形成すると考えられ、１方のアンテナから
他方へ延びる相対的位置ベクトルは、干渉計の基線ベク
トルと呼ばれる。２つのアンテナの間の基線ベクトル又
は相対的位置ベクトルは、倒れかの個々のアンテナの位
置よりも普通不明確さが少なく法定可能である。このこ
とは、誤差の多くの潜在源が、両方のアンテナにおける
測定値にほとんど等しく影響を及はす傾向にあり、従っ
て、２つのアンテナの間の差が取られるとき、消去され
る傾向にあるためである６、マイクロ波無線干渉計によ
る測地学の技術は、相対的位置ベクトル又は干渉計「基
線（ｂａｓｅｌｉｎｅ　）　Ｊベクトルの決定に精度、
速度及び範囲の不調和な組合せをもたらすことが知られ
ている。そのような決定６、基線ベクトルの２端におい
て受信される信号の間の群遅延差若しくは位相差の何れ
かの測定又は両方の差の測定に基づいていても良い。位
相測定は群遅延測定よりも本質的により正確であるが、
位相測定の解釈はそれらの固有の整数ザイクルあいまい
さによってより複雑化される。干渉計測定技術の一般的
論議及び解釈の関連した問題が、チャールズ・シー・カ
ランセルフッ３世によって「天文学及び宇宙物理学の年
刊レビュー（Ａｎｎｕａｌ　Ｒｅｖｉｅｗａ　ｏｆ　Ａ
ｓｔｒｏｎｏｒｎｙａｎｄ　Ａｓｔｒｏｐｈｙｓｉｃｓ
）　Ｊ、Ｖｏｌ、１４　（１９７６）、１９７乃至２１
４頁に記載される［無線天体測定学（Ｒａｄｉｏ　Ａｓ
ｔｒｏｍｅｔｒｙ　）　Ｊという題名の文献において与
えられている。関連のある技術論文が、［測地学のだめ
の無線干渉計技術（Ｒａｄｉｏ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｏ−
ｍａｔｒｙ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｆｏｒ　Ｇｅｏｄ
ｅｓｙ　）　Ｊという題名の米国国立航空宇宙間の会議
刊行物（ＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＰｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ
　）　２１１５に大量に集めて記載されている。無線干
渉計による測地学は、種々の電波源によって放射された
無線信号を用いて実行されてきた。種々の電波源は、フ
ェーサ−のような天然の放射源及びナブスター広範囲位
置づけ装置（ＮＡＶＳＴＡＲＧｌｏｂａｌ　Ｐｏｓｉｔ
ｉｏｎｉｎｇ　Ｓｙｓｔｅｍ　（ＧＰＳ））の人工衛星
のような人工源を含む１、 周知のように、現在約６個のＧＰＳ地球軌道人工衛星が
ある。人工衛星の軌道は、約２メートルの精度で決定用
能である。これらの人工衛星は、１９．０センチメート
ル及び更に２４．０センチメートル付近の波長を有する
無線信号を放射する。これら信号の干渉計位相観測の整
数サイクルあいまいさは正確に解決可能であるという条
件で、１方のアンテナから他方へ伸びる基線ベクトルは
ＧＰＳ送信の波長よりも非常に小さい不明確さしか伴わ
ずに干渉計により決定可能である。３つの基線の各々の
基線は、ＧＰＳ信号の干渉計位相測定によって１００メ
ートルのオーダーの長さを有する。

これら３つの基線の決定値は、カランセルマン■世等に
よって「エオス（Ｅｏｓ）　Ｊ　（米国地球物理学協会
会報、Ｖｏｌ、６２．２６０頁、１９８１年４月２８日
）において発表されたレポートによれば、約１センチメ
ートル内の精度であることが示された。これらの干渉計
基線決定において使用された方法は、各基線の２端にお
いて個々にであるが同時に受信される信号の中央位置に
おける直接の交差相関の周知技術に基づいていた。

米国特許第４，１７０，７７６号において、ＧＰＳ人工
衛星から送信される信号を用いて地上の一対の位置間の
基線ベクトルの変化を測定するだめの装置が記述されて
いる。それによると、各位置において受信される無線信
号は、正確に時間付加されて次に電話回線を通じて中央
位置へ伝送される。該中央位置において密接な実時間位
相比較が、２組の信号を交差相関することにより行われ
る。前記特許の中で説明される装置は、［皿（ｄｉｓｈ
ｌｌ状反射器型受信アンテナを含む。ＧＰＳ信号の無線
磁束密度がパックグラウンド雑音レベルに関して小さい
ため又ＧＰＳ信号の帯域幅が電話回線の帯域幅をはるか
に越メるため、電話回線を通じて各位置から伝送される
電力の信号対雑音の比率は、小さい。広い収集面積を有
する「皿」型アンテナがこの装置において用いられるこ
とは、主としてこの信号対雑音の比率を有用なレベルま
で上昇させるためである。該アンテナを用いる他の重要
な理由は、それらアンテナが指向的であるので、所望の
源から直接にではなくアンテナに到達する信号が排除さ
れるためである。

地球軌道人工衛星からの他の種類の信号を用いて基線ベ
クトルを測定するだめの装置もまた、周知である。カラ
ンセルマン■世等による、「会報側地学（Ｂｕｌｌｅｔ
ｉｎ　Ｇｅｏｄｅｓｉｑｕｅ　）　Ｊ、Ｖｏｌ、５３（
１９７９）、１３９乃至１６３頁に記載される「地球測
量用小型干渉計ターミナル（ＭｉｎｉａｔｕｒｅＩｎｔ
ｅｒｆｅｒｏｍｅｔｅｒ　Ｔｅｒｍｉｎａｌｓ　ｆｏｒ
　Ｅａｒｔｈ　Ｓｕｒｖｅｙｉｎｇ（ＭＩＴＥＳ）　）
という題名の文献において、地球軌道人工衛星から放送
される多周波数無線信号を用いて基線ベクトルを測定す
るための企画された装置が、記述されている。該装置に
おいて受信信号の位相は、基線の各端において個々に決
定される。

すなわち、１方の位置において受信される信号は、２つ
の信号間の位相差を決定するために他方において受信さ
れる信号と交差相関されない。位相あいまいさを解決す
るために、ＭＩ　ＴＥＳ装置は、Ｉ　ＧＨｚと２　ＧＨ
ｚとの間に適切に隔てて配置された１組の１０個の周波
数における測定の組み合わせに依存する。あいにく、知
る限りでは、そのような信号を放射する地球軌道人工衛
星は、現在存在しない。

人工衛星以外の放射源から送信される信号を用いて相対
的位置を測定するための装置もまた、周知である。月面
（ｌｕｎａｒ）ペース送信を用いるそのような装置の一
例が、米国特許第４，１７０．７７６号において開示さ
れている。

軌道人工衛星以外の源からの信号を用いて単独位置又は
相対的位置の倒れかを測定するだめの装置もまた、周知
である。例えば、ダブリュ・オー・ヘンリー（Ｗ、　Ｏ
，Ｈｅｎｒｙ　）による［ロランにおける幾らかの進歩
（Ｓｏｍｅ　Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｓ　Ｉｎ　Ｌｏｒ
ａｎ）１（地球物理学調査ジャーナ／ｌ／　（Ｊｏｕｒ
ｎａｌ　ｏｆ　Ｇｅｏｐｈｙ−ａｌｃａｌ　Ｒｅ５ｅａ
ｒｃｈ　）、Ｖｏｌ、６５．５０６乃至５１３頁、１９
６０年２月）という文献において、地上ペース（静止）
送信器からの信号を用いて位置（海上における船の位置
のような）を決定するための装置が記述されている。ロ
ラン−Ｃ航海装置として知られる装置は、地球表面上に
配置される数千キロメートルの長さの測鎖の同調送信器
を使用する。用いられるすべての送信器は１００キロヘ
ルツの同一の搬送周波数を用い、各送信器は・やルスの
唯一の周期的パターンによって振幅変調される。

振幅のサイン反転を含むこのパターンによって、受信器
は異なる送信器からの信号を職別することが可能になる
。１対以上の送信器の観、測の適切な組み合わせによっ
て、地球表面上の受信器の位置の決定がもたらされる。

このタイプの装置の他の例はオメガ装置であり、それは
、ピアス（Ｐｉｅｒｃｅ）による［オメガ（ｏｍｅｇａ
）Ｊ（航空宇宙学及び電子工学装置についてのＩ　ＥＥ
Ｅ会報、Ｖｏｌ　、　ＡＥＳ−１、ｎｏ、３．２０６乃
至２１５頁、１９６５年１２月）という文献において記
述されている。オメガ装置においては、ロラン−Ｃ装置
におけるように主に群遅延よりはむしろ受信信号の位相
差が測定される。ロラン−Ｃ及びオメガ装置の両方にお
いて使用される周波数は非常に短いため、これらの装置
に伴う位置測定における精度は、前述の人工衛星装置と
比較して全く劣っている。

従来技術は、ＧＰＳによって位置及び相対的位置を決定
する他の方法もまた含む。標準的方法は、ジエイージエ
イ命スピルカー・ジュニア（Ｊ、Ｊ。

５ｐｊｌｋｅｒ、　Ｊｒ、）によって航海学、Ｖｏｌ、
２５、ｎｏ、２、　　　□（１９７８）、１２１乃至１
４６頁、の中の文献において例えば記述され、更に該刊
行物の同−号の中に記載される幾つかの他の文献におい
て記述されている１、この方法は、ＧＰＳ信号のコード
化変調の受信の群遅延の間又は「回数」の間の差の測定
に基づいている。原則として、この方法は、双曲線位置
づけ方法で１ち９且つＬＯＲＡＮの方法に本質的に類似
している。ＧＰＳ変調のおよそ１０ＭＨｚの帯域幅は、
群遅延測定の精度及び位置決定を標準的方法によって数
１０センチメートル寸で制限定する。１センチメートル
の次数の精度は、搬送位相測定の使用を通じて潜在的に
得られる。そのことは、例えばゾエイ・ディー・ぎスラ
ー（Ｊ、Ｄ。

Ｂｏａａｌｅｒ　）等によって「測地学的位置づけのた
めの広範囲位置づけ装置の使用」（会報側地学、Ｖｏｌ
、５４、ｎｏ、４．５５３頁（１９８０））という文献
の中で記述されている。しかしながら、位置決定のため
にＧＰＳ搬送位相を使用するすべての刊行物記載の方法
は、発信されるコード変調の情報及び使用を必要とする
こと、異なる位置において受信される信号の交差相関を
必要とすること又は受信信号対雑音の比率を上昇し且つ
反射信号からの干渉を弱めるために大きなアンテナの使
用を必要とすること等の不都合を有する。更に該方法は
、これら以外にも不都合を被る。本発明は、これらの不
利点を全く有しガい。

特に、本発明は、ＧＰＳ搬送波を変調するコードの情報
を全く必要とせず、一つの位置で受信される信号と他の
如何々る位置において受信される信号との交差相関も必
要とせず且つ大きく又は高指向性の受信アンテナの使用
を必要としない。

発明の概要 本発明の目的は、無線周波によって位置を決定するため
の方法及び装置を提供することである。

本発明の他の目的は、無線干渉計によって一対の点の間
の基線ベクトルを測定するための方法及び装置を提供す
ることである。

本発明の更に他の目的は、広範囲位置づけ装置（ＧＰＳ
）の地球軌道人工衛星からの両側歪抑制搬送型放送の無
線信号を用いて、測量目印のような地上の一対の点の間
の基線ベクトルを測定するための方法及び装置を提供す
ることである。。

本発明の更に他の目的は、ＧＰＳの地球軌道人工衛星か
らの無線信号を用いて１対の測量目印の間の基線ベクト
ルを決定するための方法及び装置を提供することである
。この決定は、各測量目印で受信された信号に内在され
る搬送波位相を測定することを含んでいる。

本発明の更に他の目的は、異々る方向から受信された無
線信号から地上の２つの位置において得られた位相情報
を処理して、相対的位置を決定するだめの技術を提供す
ることである。

本発明の更に他の目的は、ＧＰＳの送信器において搬送
波を変調するコード化信号の情報を用いずに、これら人
工衛星から受信される無線信号の電力及び搬送波位相を
測定するための方法及び装置を提供することである。

本発明の更に他の目的は、一方の点において受信される
信号と他方の点において受信される信号とを交差相関す
ることなく、何れの点において受信される信号を記録す
ることなく、且つ一方の点から他方の点へ又は画点から
共通の位置へ信号を別の方法で応答することなく、各点
において受信された無線信号の位相を測定することによ
って２点間の基線ベクトルを決定するための方法及び装
置を提供することである。

本発明の更に他の目的は、指向性アンテナの使用を必要
とすることなく無線によって位置を決定するための方法
及び装置を提供することである。

本発明の原理に従ってＧＰＳ人工衛星による無線信号放
送を用いる無線干渉計によって地球上の一対の点の間の
基線ベクトルを測定する方法は、基線の各端において人
工衛星から受信される信号の潜在搬送位相を測定し、次
に共に基線ベクトルを決定するための２つの位置からの
位相ｆｆｒ報を処理することから成る。本発明の原理に
従ってＧＰＳ人工衛星による無線信号放送を用いる無線
干渉計によって地上の一対の点の間の基線ベクトルを測
定する装置は、一対の干渉計フィールドターミナルから
成る１、各ターミナルは、各点において位置　　　□づ
けられるために適合している。各ターミナルは、アンテ
ナ、上側帯波及び下側帯波分離器、複数の相関器及び数
値発振器、並びにフィールドターミナルコンピュータを
含む。

好適実施例の詳細な説明 本発明は、地−Ｆにおいて無線干渉計によって、・測量
目印のような一対の点の間の基線ベクトルを測定するた
めの技術に向けられている。該無線干渉計は、ナプスタ
ー・グローバル・ポジショニング・システムズ（ＮＡＶ
ＳＴＡＲＧｌｏｂａｌ　ＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙａ
ｔｅｍａ　（ＧＰＳ　）　）の地球軌道人工衛星によっ
て送信される両側帯波、搬送波抑圧又は無線信号を用い
ている。その技術は、各位置で受信される信号に潜在す
る搬送波の位相の測定を含み、次に、２つの、位置で得
られた位相情報を処理して基線ベクトルを決定する。そ
の技術の１つの利点け、その技術が、人工衛星に用いら
れて搬送波を変調する符号化信号の情報に関係なく搬送
波位相を測定する、ということである。他の利点は、実
時間において又は記録の輸送によってのいずれでも、２
つの位置から共通の位置への受信信号の輸送を必要とし
ないということである。他の利点は、太きい又は高度の
指向性アンテナの使用を必要と１７ないということであ
る。さらに他の利点は、受信アンテナに接近して生じる
無線波の散乱及び反射によって引き起こされる誤差から
比較的色れるということである。

本発明は下記にＧＰＳ人工衛星で用いるために限定して
記述されるけれども、それについての確かか特色は単に
そのような人工衛星で使用することにのみ制限されず他
の電磁波源からの受信信号でも有用であるということが
理解されるべきである。

周知のように、ＧＰＳの人工衛星は高度およそ２０．０
００キロメートルで地球を周回して「Ｌｌ」帯として知
られる１　５７５．４２　Ｍｔｌｚ　　中心の周波帯に
おける信号及び「Ｌ２」帯として知られる１２２７．６
０ＭＨｚ中心の２番目の周波帯における信号を送信する
。該信号は、はぼ対称的に上方側波帯及び下方側波帯が
完全に抑圧された搬送波で発生させられるように変調さ
せられる。

いずれかの帯に対して、所定の位置で受信された所定の
人工衛星からの信号は、次式の時間の関数として考える
ことができる。

５（ｔ）　−ｍ（ｔ）ｃｏｓ　（２ｆｆｏ　ｔ＋φ）　
＋ｎ（ｔ’）ｄｎ　（２πｆｏｔ＋φ）但し、ｍ　（ｔ
）及びｎ　（ｔ）は変調関数であって、各々が時間の実
数値関数である。ｆｎは公称搬送周波数であって、Ｌｌ
帯に対して１５７５．４２　ＭＨｚに等しくＬ２帯に対
して１２２７．６０　Ｍｌｌｚ　に等しい。φはラジア
ン単位の受信搬送位相であり、未知数であって決定され
るべきものである。変調関数の各々、ｍ　（ｔ）及びｎ
　（ｔ）は、ゼロ平均を有する時間の擬似ランダム関数
である。２つの関数は、相互に直交している３、如何な
る人工衛星に対してもＬ１搬送波の変調のために用いら
れる関数の各々もまた、他のすべての人工衛星に用いら
れる対応する関数に直角であり、所定の人工衛星に対し
て同じｍ　（ｔ）若しくはｎ　（ｔ）関数又はその両方
が、Ｌｌ及びＬ２の両方の搬送波を変調するために用い
ることができる。

２つの関数ｍ　（ｔ）及びｎ（ｔ）の帯域幅は正確に１
桁異なり、ｍ　（ｔ）はより狭い帯域幅を有しｎ　（ｔ
）はより広い帯域幅を有する。普通Ｌ１においてｍ　（
ｔ）及びｎ（ｔ）の両方の信号成分が存在し、Ｌ　２に
おいてｎ　（ｔ）成分のみが存在してｍ（ｔｌ関数はゼ
ロ又は［消弧（ｔｕｒｎｅｄ　ｏｆｆ　）　Ｊに調節さ
れる。ｍ　（ｔ）の電カスベクトル密度は、ＧＰＳ文献
において「クリア／捕捉」（Ｃ／Ａ）　　コードとして
知られている変調信号に相当し、関数 （πＦ／　１．０２３　ＭＨｚ）” に比例する。但し、Ｆは、変調周波数を表す。この関数
は、およそ４５０　ｋｌｚＩ７）最大の半分において成
る半値幅を有する。す力わち、関数値はＦ＝±４５０　
ｋＨｚの場合におよそ０．５であるが、その値はＦ＝Ｏ
の場合に１である。ｎ　（ｔ）の電カスベクトル密度は
、ＧＰＳ文献において「精密コード」又は「Ｐコード」
として知られている変調信号に相当し、 に比例する。かくして、ｎ　（ｔ）の電カスベクトル密
度の最大の半分における半値幅はおよそ４．５　ＭＨｚ
である。

Ｌ１信号、１５７５．４２　ＭＨｚの場合に、ｎ　（ｔ
）の平均２乗値は、通常ｍ　（ｔ）のそれの半分の値に
等しい。

すなわち、 （ｎ２（ｔ）　）　−０，５（ｍ”（ｔ）　＞である。

（Ｇ　））　Ｓ人工衛星を平均２乗値の比又は電力比が
０．５と異なる顕著なモードにおいて動作することが可
能である。すなわち、特に、その比がゼロであることが
可能である。）かくして、ｍ　（ｔ）の電カス被りトル
密度に対するｎ　（ｔ）の電カスベクトル密度の比はゼ
ロ付近のＦの値について約０．５÷１０−〇、０５に通
常等しく、それによりｍ　（ｔ）のスペクトルに整合し
た帯域フィルタがＬ１搬送周波数上に中心づけられるな
らば、このフィルタの出力内に含まれる電力の約９０・
２−セントがｍ　（ｔｊ信号成分から生じるであろう。

それ故、１０％より少ない電力がｎ　（ｔ）成分から生
じるであろう。従うで、この説明の残りにおいて簡単の
ために、ＧＰＳＬ１信号はｎ　（ｔ）成分を使わずによ
り簡単な式％式％） を有すると仮定しよう。

一般的に、受信される搬送波位相φは時間の緩慢変化関
数であり、そのため実際に受信される搬送周波数は代数
和 ｆ＝ｆｏ＋（２π）−’（ｄφ／ａｔ）によって与えら
れる。但し、ｆ、は公称搬送周波数であり、ｄφ／ｄｔ
はφの時間導関数である。「緩慢変化」であるとは、（
２π）−’　（ｄφ／ｄｔ　）がｆ。及びｍ　（ｔ）の
帯域幅と比べて非常に小さいことを意味する。φの時間
変動についての主な理由はドツプラー偏移であり、以て
ｆはｆ。と約±４．５ｋＨｚまで変わり得る。

受信される信号ｓ　（ｔ）は、ｍ　（ｔ）の平均値がゼ
ロであるため、搬送周波数において電力の不連続スペク
トル成分を含まない１、かくして、搬送波は完全に抑圧
されて、Ｌ１信号ｓ　（ｔ）の電カス被りトル密度関数
は変調ｍ　（ｔ）の電カスベクトル密度関数に等しく、
ベースバンドから受信搬送周波数ｆへ転換される。ｍ　
（ｔ）は時間の実数値関数であ□るため、その電カスベ
クトル密度は、周波数の偶対称関数である。かくして、
ｓ　（ｔ）の電カスベクトル密度は搬送周波数ｆに関し
て偶対称を有し、それ故両側帯波スペクトルであると言
われる。この電カスベクトルのうちｆよりも大きい周波
数に相当する部分は上側帯波と呼ばれ、ｆより小さい周
波数に相当する部分は下側帯波と呼ばれる。〔信号のド
ツプラー「伸張」による上側帯波と下側帯波との間の、
１０’のうちせいぜい約３部の微小な非対称性は、ここ
で重要ではない。〕 本発明に従って、アンテナが基線ベクトルの各端におい
て位置する。各アンテナによって受信された信号は、上
側帯波成分及び下側帯波成分に分離される。これらの分
離成分は濾過され、１ビツトデイジタル型に転換され、
そして互に乗算される。それらの生成物は、電力を決定
するべき局部発振器の２乗出力と該局部発振器に関する
位相との相関関係によってデジタル的に分析される。該
位相は、各人工衛星から受信されるべき両側波帯信号に
潜在する搬送波の位相である。ドツプラー偏移における
差異は、異なる人工衛星の搬送波を識別するために利用
される。かくして、複数の人工衛星からの信号の電力及
び搬送位相は同時に測定されて、測定結果を表す数値デ
ータが各測１目印において得られる。測定は、他の如何
なる場所で受信される信号にも関係なく七つＧ　Ｐ　Ｓ
搬送波を変調する如何なる符号化信号の情報もなしに、
各目印において実時間に達成される。次に、２つの測量
目印において同時であるが独立して達成される測定から
のデータは、約５，０００秒のような十分な継続時間の
間毎秒１回づつ測定され、１つの目印から他の目印へと
延在する基線ベクトルを決定するべく共に処理される。

２つの処理方法が、開示されている。いずれかの方法に
おいて、「多義的関数（ａｍｂｉｇｕｉｔｙ　ｆｕｎｃ
ｔｉｏｎ　）　Ｊが、測定データの関数及び基線ベクト
ルの試行値すの関数のいずれかとして算出される。ｂの
ベクトル距離は、算出関数を最大にするｂの単一の値を
見つけるべく系統的に調査される。このｂの飴は、未知
の基線ベクトルｂの所望の測定であるようにとられる。

第１図を参照すれば、本発明に従って基線ベクトルｂを
測定するための装置１１が図示されている。基線ベクト
ルｂは、以後ときどき「基線」という名称によっても呼
ぶことがあり、１つの測量目゛印ＳＭ−１の他の目印５
Ｍ−２に関する相対的位置ベクトルである。該基線は、
基線の一端又は始点にある測１目印ＳＭ−１から、基線
の他端又は終点にある測量目印５Ｍ−２へと延在する。

装置１１は、２つのコンピュータを備えた干渉計フィー
ルドターミナル１３−１及び１３−２並びにコンピュー
タ１５から成る。ターミナルの一つは基線の各端に位置
づけられ、該コンピュータはターミナル１３の一つに構
造的及び機能的に組み入れられてターミナル１３の一つ
の一部であってもよく或いは図示するように分離装置】
５であってもよい。

装置１１はその普通の動作のために外部源からある数値
データを必要とする。更に装置１１は、基線測定を実行
する前及び後、又は（任意に）その間、コンピュータ１
５と各ターミナル１３との間に数値データを転送するい
くつかの手段も必要とする。

基線を決定するべき測定が始められる前に、複数の人工
衛星の軌道を表す第１のデータ記憶装置１７からのデー
タが、測量目印ＳＭ−１及び５Ｍ−２の位置を大体表す
近似データと共に、コンピュータ１５内に入れられる。

該複数のＧＰＳ人工衛星のうちＧＰＳ−１及びＧＰＳ−
２の２つが例示的目的のために図示されている。該近似
データは、第２のデータ記憶装置１９から得られる。た
とえば、近似データは２．３キロメートルの確度で測ｌ
目印を表すであろう。これらの人工衛星軌道及び測量位
ｔデータからコンピュータ１５は、時間の関数としてテ
ーブル（表）状に、ドツプラー周波数偏移の予測値を発
生する。このドツプラー周波数偏移は、各ＧＰＳ人工衛
星によって送信される１５７５．４２ＭＨｚ信号が各測
量目印において受信されるときに有するものである。又
、コンピュータ１５は、各目印において各衛星から受信
される信号の電力レベルの予測値テーブルを発生する。

人工衛星が地平線下である々らば予測される電力はゼロ
である。すなわち、受信アンテナ（目印における）の利
得の角度依存及び普通更に少ない程度まで伝送アンテナ
（人工衛星上の）の利得の角度゛依存によって、電力は
地平線上の人工衛星の予測される仰角の関数である。予
測される周波数偏移及び電力のテーブルは、予期される
測定の継続時間を囲む短い時間、全ＧＰＳ人工衛星が各
測量目印において目に見えると予期される間、如何なる
既知手段によっても伝達される。伝達手段としてはたと
えば電話又は無線電話リンクがある。伝達されたテーブ
ルは、測量点にある特定の干渉計フィールドターミナル
１３内に含まれるより小さいコンピュータのメモリー内
に入れられる。

変形的には周波数及び電１力予測値テーブルは、干渉計
フィールドターミナル内部のコンピュータによって発生
されでも良い。

ドツプラー周波数予測値は、従来技術において周知の公
式に従って算出される。該予測値における誤差の大きさ
は、測量点の仮定される位置における誤差の１キロメー
トル毎に１ヘルツのオーダーである。人工衛星軌道の推
定誤差による周波数予測値における追加的誤差は、１ヘ
ルツのオーダーであり、少なくとも１日に進められる予
測値に対しては小さい。数ヘルツまでの周波数予測値誤
差は、本発明に関しては許容できる。受信電力の予測値
は、あまり正確である必要がない。すなわち、これらの
予測値は非常に厳格な目的のためには全く用いられない
ので数デシベルの誤差は許容できる。これら予測値によ
ってフィールドターミナルコンピュータは、疑似信号で
ない所望信号が受信されるかどうかを点検できるのに役
立つ。たぶん信頼度を幾らか犠牲にして、電力予測値テ
ーブルを除去できるであろう。

干渉計フィールドターミナル１３は、測量目印に位置づ
けられており、複数の人工衛星から１５７５．４２ＭＨ
ｚ　の信号を同時に受信する。複数の人工衛星は、７個
までであるが決して２個よりも少なくない。得られるべ
き基線の正確な決定のために、同時的に人工衛星を観測
することは、基線の両端におけるターミナルにとって本
質的である。

各ターミナル内の電子回路（以下に記す）は受信信号を
上側帯波成分及び下側帯波成分へと分離１−、ドツプラ
ー周波数僚移の予測値を用いて、こ゛れら側帯波成分を
分析して、各人工衛星から受信される信号内に潜在する
搬送波の電力及び位相を決定する。これらの電力及び位
相の決定からのデータは、フィールドターミナル内に貯
蔵され且つ最終的に中央コンピュータ１５に在来手段に
よって帰還される。

２つの干渉計フィールドターミナル１３−１及び１３−
２からのデータは、基線ベクトルの正確な決定を得るた
めに共に処理されなければならない。

データの長距離通信又は転送のだめの手段はこの装置の
動作のために必要ではないことに注意すべきである。タ
ーミナル１３−１及び１３−２をコンピュータ１５と同
じ位置に物理的に輸送しても良く、それ故そとで予測値
テーブルをコンピュータ１５からターミナル１３に移し
ても良い。そこでメモリー内に予測値テーブルを含んだ
ターミナル１３は、人工衛星が観測される測量目印５Ｍ
−１及びＳＭ−２の場所へ運搬することができる。

これらの観測の完了に続いて、端末装置１３はコンピュ
ータ１５の位置に戻すことができる。そこで、搬送位相
データが両方のターミナルからコンピュータへ転送され
て処理されることができる。

第２図を参照すわば、「フィールドターミナル」とも呼
ばれる干渉計ターミナル１３の主成分が図示されている
。各フィールドターミナル１３は、同軸ケーブル２５に
よって市、子機器組立体２３に接続されたアンテナ組立
体２１を有する。

各アンテナ組立体２１は、アンテナ２７及びノリアンｆ
組立体２９を含む。アンテナ２７は測量目印ＳＭ上に位
置づけられて、１９８１年１１月２０日出願の米国特許
出願番号３２３３２８に記述されているアンテナのよう
に構成されても良い。

構成の方法に関係なく、測量目印ＳＭに関してアンテナ
２７の位相中心の位置は、正確に知られなければ々らな
い。前記特許出願に記述されているアンテナは、この点
において十分である１、すなわち、そのアンテナの位相
中心の位置の不明確度はせいぜい２〜３ミリメートルで
ある。

アンテナ２７は、ＧＰＳ人工衛星によって送信さ・れる
１５７５．４２ＭＨｚ無線信号を受信する。受信信号は
プリアンプ２９によって増幅されて、同軸ケーブル２５
を通って電子機器組立体２３内に含まれる受信ユニット
３１に供給される。該受信ユニット３１は側帯波分離器
３３、受信電力回路３４及び発振回路３５を含む。

側帯波分離器３３内において信号の上側帯波部分は、下
側帯波部分から分離される。上側帯波部分は、すべての
人工衛星を合わせたものから受信される信号のうち１５
７５．４２ＭＨｚから上方に延在する無線周波数の範朋
を占める部分から成る。下側帯波部分は、１５７５．４
２ＭＨ２以下の無線周波数に相当する。この分離を達成
するだめに、側帯波分離器３３は、発振回路３５によっ
て供給される１５７５．４２ＭＨｚの参照信号を用いる
。

受信ユニット３１は、アナログ形態でディジタル電子ユ
ニット３７に３つの信号を供給する。ｕ　（ｔ）と示さ
れる第１のアナログ信号は、受信無線周波数信号の上側
帯波成分を表し、ベースバンドに変換される。ｌ　（ｔ
）と示される第２のアナログ信号は、やはりベースバン
ドに変換される、下側帯波成分を表す。これら２つの信
号の各々は、すべての可視人工衛星からの寄与を含む。

ディジタル電子ユニット３７に供給される第３の信月は
、発振回路３５内の自走安定水晶発振器の出力である５
、１１５ＭＨｚの周波数を有する正弦信号である。この
同じ発振器の出力５．１１５　ＭＨｚは発振器組立体内
で３０８の固定整数因子だけ周波数が増倍させられて、
側帯波分離器によって用いられる１５７５．４２ＭＨｚ
の参照周波数を得る。発振器組立体３５によって発生さ
れた周波数の確度は、代表的に約１０９分の１である。

１０’の１の確度で許容される。

ディジタル電子ユニット３７において、３つのアナログ
入力の各々が、ディジタル−論理信号に変換される。該
ディジタル信号はフィールドターミナルコンピュータ３
９０制御下で処理されて、搬送波の電力及び位相のデー
タを発生させる。デイソタル電子組立体３７は、双方向
データバス４１によってフィールドターミナルコンピュ
ータ３９に接続される。フィールドターミナルコンピュ
ータ３９け、ディジタル・エクイツノメント・コーポレ
イション（ＤＥＣ）モデルＬＳＩ−１１／２マイクロコ
ンピユータであっても良い。この場合のデータバス４１
ｊ：、ＤＥＣｒＱＪパスであっても良い。

搬送位相データは、処理するだめの中央コンピュータ１
５にこれらのデータを伝達するように望するまで、フィ
ールドターミナルコンピュータ３９のメモリー内に記憶
される。前述のように、中央コンピュータ１５は除去さ
れて、処理はフィールドターミナルコンピュータ３９０
１つにおいて行なわれても良い。又、位相データは磁気
テープカセット又はディスク（図示せず）のようなデー
タ記憶聾体上へフィールドコンピュータ３９によって書
き込まれても良い。又、該データは、直接電気接続を介
して又は変復調装置及び電話接続を介して又は他の標準
的手段によって伝達することができる。

第３図を参照すれば、アンテナ組立体２１の成分を更に
詳細に示す。組立体２１は、前述のように、位相中心が
測量目印に関して正確に位置づけ可能であるように構成
されているアンテナ２７を含む。アンテナ２７によって
受信される１　５７５．４２ＭＨｚの無線信号はプリア
ンプ回路２９に供給される。アンテナ組立体２１を受信
ユニット３１へ接続する同軸ケーブル２５での減衰を克
服し且つ受信ユニット３１内の入力増幅器内で発生され
るパックグラウンドノイズを克服するほどの充分なレベ
ルにまで信号電力を上昇させることが、プリアンプ回路
２９の機能である。

ノリアンプ回路２９においてアンテナ２７から受信され
る信号は、１５７５．４２　Ｍｌ’ｌＺ中心の約５０Ｍ
Ｈｚ、帯域幅の帯域フィルタ４３によって最初に濾波さ
れる。濾波器４３の機能は、ＧＰＳ信号帯の外側に存在
するであろう強い疑似信号によって受信組立体３１の過
負荷を防止することである。帯線濾波器４３の出力は、
受動ダイオード振幅制限器４５内に供給される。該制限
器４５は、付近の大電力レーダーから放射される信号な
どのようないずれかの非常に強い信号によって低雑音増
幅器４７が焼切れることを防護するのに役立つ。低雑゛
音増幅器４７は、約２ｄｂの雑音指数を有する標準ガリ
ウム−砒素電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）増幅器であ
る。

低雑音増幅器のための直流電源が、受信組立体３１から
プリアンプ組立体２９に接続される同軸ケーブル２５を
介して、無線周波数チョーク４９及び電圧調整器５１を
通って供給される。コンデンサ−５３が増幅器から直流
電流を遮断しながら、低雑音増幅器４７の無線周波数出
力をケーブル２５に連結する。

第４図を参照すれば、受信ユニット３１の成分を更に詳
細に示している。受信ユニット３１は、受信電力回路３
４、側帯波分離器３３及び発振器路３５を含む１．受信
電力回路３４は、発振組立体３５及び側帯波分離器３３
の動作のため並びに同軸ケーブル２５を通してアンテナ
組立体２１内の低雑音増幅器４７の動作のために、直流
電源をもたらす。発振回路３５ば、１５７５．４２ＭＨ
ｚの参照周波数を側帯波分離器３３にもたらし且つ５．
１１５ＭＦＩＺの参照周波数をディジタル電子組立体３
７にもたらす。側帯波分離器３３は、１５７５．４２Ｍ
Ｈｚ中心の無線周波数帯で受信されそしてこの周波数か
ら上方及び下方に延在する信号を、ベースバンドにおけ
る上側帯波成分及び下側帯波成分に分離する。

受信電源回路３４は、調整直流電源６１及び追加的に蓄
電装置６３を含む。蓄電装ｗ６３は、主要列部電源の遮
断の際にも発振回路３５内の水晶発振器６５へ、ディジ
タル電子組立体３７内の実時間時計へ、更にフィールド
ターミナルコンピュータ３９のデータメモリーへ、断続
なく電力供給可能である。かくして、発振器の周波数安
定度は維持されて、時計時間調整は遅れず、コンピュー
タメモリー内に記憶されたデータは失われないであろう
。

発振回路３５内の発振器６５は、周波数及び時間装置（
Ｆ’ＴＳ　）　モｆル１００１　ノヨウナ、１０ａ分ノ
１又はそれ以下の範囲内の正確さで５．１１５　ＭＨｚ
の出力周波数をもたらす。ＦＴＳモデル１００１は、１
日当り１０１０分の１の安定度を有し月つ１乃至１００
秒の時間間隔の間１０１２分の１の安定度を有し、従っ
て本出願発明において非常に適する。発振器６５は、２
つの等しい出力をもたらす。１方はデイソタル電子ユニ
ット３７に至り、他方は発振回路３５内の１５７５．４
２　Ｍｌ（ｚシンセサイザ６７に至る。

１５７５．４２ＭＨｚシンセサイザ６７は、５．１１５
ＭＩ（ｚの７７倍に婢しい３９３．８５５　Ｍｈの周波
数で発振する電圧制御トランジスタ発振器（ｖｃｏ）６
９を含む。この発振器の位相は、位相固定ループの作用
を通じて、５．１１５　ＭＨｚ参照周波数の位相に関し
て安定化させられる。該位相固定ループは、ＶＣＯ６９
、カッグラフ１、分局器７３、位相周波数誤差検出器７
５及びループフィルタ７７から成る。

ＶＣＯ６９の出力電力の一部は、カップラ７１によって
分周器７３の入力に接線される。該分周器７３は、１１
で除算し次に７で除算する標準エミッタカップルドロジ
ック（ｅｍｉｔｔｅｒ−ｃｏｕｐｌｅｄ−１ｏｇｉｃ（
ＥＣＬ））集積回路から成る。分周器７３の出力は「可
変」入力であって、発振器６５の５．１１５ＭＨ２出力
はモトローラ型番号ＭＣ１２０４０のような標準ＥＣＬ
集積回路位相周波数検出器７５への「参照」入力である
。検出器７５の出力はループフィルタ７７においてロー
パス濾波され、ＶＣＯ６９への入力である制御電圧をイ
昇る。ＶＣＯ６９の出力は、２つの標準平衡ダイオード
ダブラ７９の連続によって周波数が４倍にされ、増幅器
８１によって増幅され、側帯波分離器３３を駆動する１
　５７５．４２　ＭＨｚ出力周波数を得る。

１５７５．４２　Ｍ　ｆｌＺ中心の帯域における受信信
号は、アンテナ組立体２１から同軸ケーブル２５を通っ
て側帯波分離器５９の入力８３へと伝メられ、直流遮断
コンデンサ８５によって弗・域フィルタ８７へと接続さ
れ、入力増幅器８９によって増幅される。グリアン７″
２９（アンテナｌｐ　ｆｔ体内の）に対する直流型、力
（ハ）、受信電力組立体５５から無線周波数チョーク９
１を通って同軸ケーブル２５に連結される。

側波帯分離器５９における無線周波数電力スプリンタ又
は「ハイブリッド」９３．１５７５．４２　ＭＨ２局部
発振直角ノ・イブリッド９５．２重平衡混合器９７及び
９９首びに広周波数帯映像周波数直角・・イブリッド１
０１は、２重単側帯波無線周波数対ベースバンド変換器
又は在来の「位相」型の１復調器」から成る。例えば、
そのような復調器は、アラン・イー藝イー・ロジャーズ
（Ａｌａｎ　Ｅ、Ｅ。

Ｒｏｇｅｒｓ　　）によってｔｈｅ　Ｐｒｏｃｅｅｄｉ
ｎｇｓ　ｏｆ　ｔｈｅＩＥＥＥ　ｖｏｌ、　５９　（１
９７１）、１６１７乃至１６１８頁の文献中に記述され
ている。その復調器の動作は、以下に説明する、。

ｆｏは、発振回路３５によって側帯波分離器３３に供給
される参照信号の周波数を示す。名目上、ｆｏは１５７
５．４２　ＭＨｚ、に等しく、（第１次）ドツプラー偏
移の前の、ＧＰＳ人工衛星「Ｌｌ」送信の公称搬送周波
数に等しい。そこで、直角ハイブリッド９５の出力１０
２及び１０３を、それぞれ５ｉｎ２πｆａｔ及び邸２π
ｆａｔと書くことができる。これら出力１０２及び１０
３は、矩象状態にあり、それぞれミキサー９７及び９９
への「局部発振器１入力となる。その２つのミキサーへ
の無線周波数人カバ、％’しい。従って、ミキサーのベ
ースバンド出力は、π／２ラジアンの位相偏移を除いて
等しい。（「ベースバンド」なる語によって、　ｆｏへ
よりもゼロに近く、入力周波数とｆ。との間の差に相当
するところの周波数範囲を表わす。この位相偏移の感度
、先行するか又は遅行するかは、入力信号周波数がｆｏ
の上方にあるか又は下方にあるかに依存する。かくして
上側帯波（より高い入力周波数）又は下側帯波入力のい
ずれかを選択することが可能である。又、加算的πＡラ
ジアンだけ１つのミキサー出力の位相を偏移させ、そし
て２つのミキサー出力を加算又は減算（いずれの側帯波
が所望されるかに依存する）のいずれかを行うことによ
って反対の側帯波を排除することが可能である。

直角ハイブリッド１０１は、２つの入力１０９及び１１
１並びに２つの出力１０５及び１０７を有し、このπ／
２位相偏移及び加算／減算を実行する。ハイブリッド１
０１の上方出力１０５は上方入力１０９に下方人力１１
１を加えた算術和によ゛つて与えられる。上方及び下方
の内入力は、周波数に依存する量だけ位相が遅延されて
いるが、周波数に関係なく一定のπ／２ラジアンだけ上
方入力の位相偏移よりも下方入力の位相偏移が大きくな
っている。下方出力１０７は、同じ２つの相違する位相
偏移入力１０９及び１１１の算術差によって与えられ、
上方から下方を引いた方法で取られている差を南する。

特定されたπ／２ラジアン（ｙ４サイクル）の位相差は
、ｆＨＰと少なくともｆＬＰとの間の全周波数について
正確に維持される。但し、ｆｏｐ　上１０　ｋＨｚはｆ
ＬＰさ４５０ｋＨ２よりもかなり小さく、ｆＬＰは前に
議論されたように、ＧＰＳｆ’　Ｃ／Ａ　Ｊ変ｉｌＩｉ
１ｍ（ｔ）の一方的帯域幅にほぼ等しい。

これらの特性を有する直角ハイブリッドの設計は、ロジ
ャーズによる引用文献で与えられている。

直角ハイブリッド１０１の出力は等しい映像増幅器１１
３及び１１５によって個々に増幅されて、バイパスフィ
ルタ１１７及び１１９並びにローノやスフイルタ１２１
及び１２３によって濾波される。

フィルタ１１７及び１１９は、ｆＨＰの遮断低周波数ヲ
有する等しいハイ・やスフィルタである。バイパスフィ
ルタ１１７及び１１９の目的は、ＧＰＳ人工衛星信号が
有するであろうドツプラー偏移の最大可能な大きさと、
同様又はそれより低い周波数を有するミキサー出力の、
直流成分及び如伺なる低周波数スペクトル成分をも除去
することである。

そのような成分を排除することが所望される。

その理由はもし排除しないと該成分は、受信されるドツ
プラー偏移搬送位相の（フィールドターミナルのディジ
タルミ子組立体及びコンぎユータにおける）引続く決定
に干渉してしまうからである。

そのような潜在的干渉信号は、ミキサー自身内に発生し
た低周波数［フリッカ−（ｆｌｉｃｋｅｒ　）　Ｊ雑音
を含み、或いはミキサー不均衡及び１５７５．４２Ｍｋ
参照信号の（望ましくガい）低周波振幅若しくは位相変
動の組合せから生じ、或いはミキサーに先行する無線周
波信号増幅器の利得の組合せから生じるであろう１、低
周波数干渉の他の潜在的原因は、電源出力電圧又は電流
における１ノ・ム」又は脈動である。他の原因は、ｆ、
に周波数が近い干渉性連続波信号であろう。

ローパスフィルタ１２１及び１２３は、ｆＬＰ’に等し
い帯域幅を有する同一のローパスフィルタである。ｆＬ
Ｐ’は、ｍ　（ｔ）の一方的帯域幅に等しい。各フィル
タの応答は、周波数の関数として、ｍ　（ｔ）の電カス
ベクトル密度に整合するように仕立てあげられる。これ
らフィルタの目的は、ｍ（ｔ）の帯域幅の外側の雑音及
び干渉を排除することである。広帯域幅ｃｐｓｒｐコー
ド」変調信号ｎ　（ｔ）が、干渉の原因を正常に構成す
るであろうということに注意されたい。ｎ　（ｔ）から
生じる電力の大部分、およそ８０パーセントは、これら
のローノやスフイルタによって排除される。この排除の
ｓ面は、「Ｐコード」干渉の効果が無視できることを保
証するのに十分である。１−かしながら、狭い帯域ｍ　
（ｔ）の変調がＧＰＳ人工衛星において消されるならば
、広い帯域ｎ　（ｔ）の変調はもはや望ましくない干渉
信号を表さないであろう、すなわち、該変調は所望の信
号になるであろうということに注意されたい。

そのようなＧＰ８信号構造内のスイッチは、１゜の因子
だけローパスフィルタ３５の帯域幅を増大させて新しい
「信号」に整合させることにより受容されることが可能
である。

ローパスフィルタ１２１からの出力ｕ（ｔ）ｉｄ、タウ
ン変換され且つ濾波された、もとの信号８（ｔ）の上側
帯波成分を表す。一方、ロー・そスフィルタ１２３から
の出力１　（１）は、低側帯波を表す。実際の受信搬送
周波数ｆと局部発振器周波数ｆｎとの間の差（ｆ−ｆｏ
）に等しい量だけもとの変調ｍ　（ｔ）のスペクトルに
関して、ｕ　（ｔ）のス橡りトルは周波数の上方に偏移
され、１　（１）のス被りトルは周波数の下方に偏移さ
れるであろうということに注意すべきである。〔搬送波
（ｆ−ｆｏ）のドツプラー偏移　　　□が負でおるなら
ば、ｕ　（ｔ）ス被りトルは下方に偏移されて、ｌ　（
ｔ）スペクトルは上方に偏移される。〕この偏移の大き
さは、ｆ□、よりも小さくてｆＬＰよりもかなシ小さい
と仮定される。この仮定は、周波数偏移が主としてドツ
プラー偏移から生じるならば満たされるであろう。該周
波数偏移け、ｆＨＰが１０ｋＨｚにほぼ等しく調節され
るという条件で、大きさが決して５ｋＨｚを越えること
がない。所望の５．１１５　ＭＨｚ周波数からの参照水
晶発振器６５０周波数のずれは、やはりｕ　（ｔ）及び
１　（１）スペクトルの（３０８倍大きい）偏移を生じ
させるであろう。

しかしながら、通常はそのような偏移は、ｆｌＩ’ｆ’
よりも非常に小さいであろう。

上側帯波出力ｕ　（ｔ）及び下側帯波出力１　（１）の
周波数偏移に加えて、直角ハイブリッド１０１による各
出力の周波数依存の分散型位相偏移がある。しかしなが
ら、ロジャーズ（引用文献中）の特定の直角ハイブリッ
ドの設計の場合には、この位相偏移は小さすぎて重要で
ない。同様に、帯域フィルタ８７並びにバイパスフィル
タ１１７及び１１９並びにローパスフィルタ１２１及び
１２３によって導入される追加的位相偏移は、標準設計
フィルタが使用されるならば、取るに足らない大きさで
あろう。更に、これらの効果の各々は、引続くデータ処
理において各ターミナル間の差が取られるときに、互い
に相殺する傾向がある。この相殺による消去は、２つの
フィルタが正確に同一ではあり得ないため、正確には々
らない。更に、任意の時刻において異なる位置における
ドツプラー偏移は異なる。しかしながら、誤差の効果は
、直接の計算によって示し且つ実際の実験によって確証
したように、無視できる。

第５図を径照すれば、ディジタル電子ユニット３７のブ
ロック図が示されている。ディジタル電子ユニット３７
は、信号調節器１２５．７個の同一の相関器から成る相
関器組立体１２７、対応する一組の７個の同一の数値発
振器から成る数値発振器組立体１２９及び実時間クロッ
ク１３１から成る。相関器組立体１２７、数値発振器組
立体１２９及び実時間クロック１３１は、データバス１
３３によって互いに且つフィールドターミナルコンピュ
ータ３９に接続されている。信号調節器１２５の第１の
機能は、アナログ上側帯波信号ｕ（ｔ）、アナログ下側
帯波信号１　（１）及びアナログ５．１１５Ｍｔｌｚ正
弦波信号を各々２進法の値の「ディジタル」又は「論理
」信号に変換することである。該「ディジタル」又は「
論理」信号は、在来のトランジスタートランジスタ論理
（ＴＴＬ）回路によって処理するために適切である。

信号調節器１２５は、ちょうど２つの出力を生成する。

１つは、５．１１５　ＭＨ７入力を周波数２倍にするこ
とによって生成した、１０．２３　Ｍｈの周波数を有す
る２進法の値のＴＴＬ−輪理一レベル矩形周期的波形で
ある。この１０．２３　ＭＨｚ出力は、「クロック」信
号としてすべての引続くディジタル回路のタイミングを
制御するのに役立つ。このクロック信号は、１００マイ
クロ秒毎の１つの刻み（ｔｉｃｋ）　　を得るために実
時間クロック１３１において１０２３（＝３Ｘ１１Ｘ３
１）で割られる。次に、引続く１０の因子で更に割ると
、１０−４秒の単位を表す最小の有意数字と共に、数秒
の時間の完全な小数表示がもたらされる。この形態にお
ける時（５１） 間は、データバス１３３を介して常に読むことができる
。相関器組立体１２７、数値発振器組立体１２９及びフ
ィールドターミナルコンピュータ３９の諸動作は、デー
タバス１３３を通じて実時間クロック１３１によってす
べて統制されている。

信号調節器１２５の第２の「ディジタル」出力は、アナ
ログｕ　（ｔ）及び１　（１）入力から得られ、２進法
の値の、Ｔ　Ｔ　Ｌ−論理−レベル非周期的波形である
。この出力は、２つの入力を有するＴＴＬ排他的−ＮＯ
Ｒ論理デートによって生成される。該２つの入力のうち
、一方の入力はｕ　（ｔ）入力の符号を表し、他方は１
　（１）の符号ｆ表す。かくして、ダート出力は、アナ
ログｕ　（ｔ）及び１　（１）信号が同一の符号を有す
る場合にのみ「真（Ｔｒｕｅ　）Ｊ　（Ｔ、又は２進法
の１）である。

第６図は、信号調節器１２５のブロック図を示す。アナ
ログ信号ｕ　（ｔ）は、比較器１３５への入力である。

比較器１３５の出力は、ＴＴＬ論理レベルであり、ｕ（
１）が正であるとき真で、ｕ　（ｔ）が角のとき偽（Ｆ
ａｌｓｅ）である。このＴＴＬ論理信号は、（５２） ＴＴＬ排他的ＮＯＲダート１３７への１つの入力として
印加される。、アナログ信号１　（１）は、その出力が
排他的ＮＯＲゲート１３７の他の入力として印加される
ところの比較器１３９に同様に供給される。水晶発振器
６５から得られる正弦波５．１１５ＭＨｚ信号は、在来
のアナログ周波数２倍回路１４１への入力であり、該回
路１４１の出力は第３の比較器１４３に供給されて、１
０．２３　Ｍｈの矩形波ＴＴＬ−レベル出力を生成する
。更に、該１０．２３ＭＨｚの出力は、フリッグフロツ
ｆ１４５への「クロック」入力としても用いられる。フ
リップフロップ１４５は、ゲート１３７からの出力をサ
ンダルして保持する。かくして、フリップフロップ１４
５の出力はｕ　（ｔ）及びｌ　（ｔ）の符号の排他的Ｎ
ＯＲ関数であり、毎秒１０．２３Ｘ１０’回の一様な速
度でサンダルされて、各サンプル時間の間保持される。

例、ｔばジエー・エム・モラン（Ｊ、Ｍ、　Ｍａｒａｎ
　）によって「実験物理の方法（Ｍｅｔｈｏｄｓ　ｏｆ
　ＥｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌＰｈｙｓｉｃｓ　）　Ｊ第
１２巻、６部、２２８乃至２６０頁中に掲載される文献
において論議されるように、時間の２進法の値の関数Ｕ
ＯＬが、位相及び相対的振幅の両方において、アナログ
積ｕ　（ｔ）　ｌ　（ｔ）のフーリエスペクトルへの、
十分な近似であるフーリエ変換又は「スペクトル」を有
するということは、無線干渉測定の技術において周知で
ある。近似の精度は、特徴においてランダム及びガウス
型であるべきアナログ信号に依存する。更に、２つの入
力の間の相関係数の絶対値は、１よりもかなり小さくな
ければならない。（事実上、雑音は比較器の非直線性の
外で「震える（ｄｉｔｈｅｒ）、、」排他的ＮＯＲダー
ト１３７を、入力の各々が＋１及び−１の値を有する乗
算器とみなすことができる。）これらの条件は、本発明
の装置においてよく満たされている。かくして、以下の
ように、フリッグフロツｆ１４５からの論理レベルは、
単に積ｕ　（ｔ）ｌ　（ｔ）を表すと考えられる。

信号調節器１２５からのＵＯＬの積は、相関器組立体１
２７内の７個の同一相関器の各々に対する並列的入力で
ある。

相関器組立体１２７の構成を記述する前に、その動作の
原理を簡潔に説明する。

７個の各相関器内において、ｕ　（ｔ）　ｔ　（ｔ）積
は、対応する７個の数値発振器により発生された時間の
サイン関数及びコサイン関数の２進法近似値と相関され
る。発振器の周波数は、実時間クロック１３１によって
指示される時間に従ってフィールドターミナルコンピュ
ータ３９によって制御される。任意の時刻において、発
振器周波数は、人工衛星の１つによって送信される１　
５７５．４２　ＭＨ２搬送波の予測値ｒツノラー周波数
偏移の２倍に等しく設定される。成る１つの発振器及び
成る１つの相関器が、考慮して見える人工衛星の各々（
最大７個まで）と連係させられる。（原理的に、７個以
上の人工衛星が見えるならば、より多くの数値発振器及
び相関器を装置内に用いることができる。

実際−ヒ、７個で十分である。）予測ドツプラー偏移が
実際のドツプラー偏移に十分に近いならば、相関器の出
力は、予測が行々われだ１つの特定人工衛星からの信号
の電力及び位相を正確に測定し且つ異なるドツプラー偏
移を有する他の人工衛星（５５） からの信号の存在によって顕著には影響を受けないであ
ろう。

数学的表現において、数値発振器及びその連係相関器の
１組の動作は、以下のようである。実時間クロック１３
１によって指示される時間りの関数として、人工衛星の
搬送波の予測ドツプラー周波数偏移は、ｆ　（ｔ）によ
って与えられる。ｆ、（ｔ）の値は、フィールドターミ
ナルコンピュータの記憶装置内に前もって記憶された予
め計算した値のテーブルから補間される。数値発振器は
、矩象状態（位相が９０°ずれている）にある時間の２
つの関数：可〔２φｐ（Ｎ　］及び蜘〔２φｐ　（ｔ〕
〕を発生させる。但し、φ、（ｔ）は、時間の関数であ
る予測ｊＬ想−を表す。

関数φｐ（ｔ）は、数値発振器が発振し始めるときの時
間ｔ。において初期的にゼロに等しく、そして任意の引
き続く時間においてφ、（ｔ）は、積分によって与えら
れる。但し、ｆ、（ｔ’）は、介在する時間ｔ′におけ
るｆ、の瞬間的値を表す。慣例のよう（５６） に、周波数ｆ、が単位時間毎のサイクル単位で測定され
且つ位相φ、がサイクル数よりむしろラジアン部位で測
定されるならば、２πの因子が必要である。

１ｏとｔｌとの間で動作する相関器は、その人力［ｕ（
ｔ）ｔ（ｔ）　１３１部〔２φ、（１）　：］及び虐〔
２φ、（１）　）から量ａ及びｂを形成する。ａ及びｂ
は、以下の式に従う。

及び 積分の時間間隔１．−１８　は１秒に等しくて、上記積
分は各秒毎に行われる。実時間クロックからの各１秒の
刻みにおいて、積分値は紀憶し・ゾスタ内へ［ストロー
ブ（ｓｔｒｏｂｅ）　Ｊされ、積分はゼロにリセットさ
れ、数値発振器は再スタートされ、新しい積分周期が始
まる。かくして、時間の各秒の終りにおいて、相関器は
、先行する１秒間隔の間に積ｕ　（ｔ）　ｔ　（ｔ）ｃ
ｏｓ　Ｃ２φ、（ｔ）］及び積ｕ　（ｔ）　ｌ　（ｔ）
ｄｎ　Ｃ２φ、（ｔ））の時間平均値を表す出力ａ及び
ｂをそれぞれ送出する。これらの出力は、コサイン及び
サイン関数に対する積ｕ　（ｔ）　ｔ　（ｔ）の相関を
表す。

１秒間隔の間、発振器周波数ｆ、（１）は実時間クロッ
クからの０．１秒「刻み」によって誘発さねて、コンピ
ュータによって０．１秒毎に更新される。地上のフィー
ルドターミナルに対する人工衛星の運動及び相対速度の
視線に沿った射影の変化によって、人工衛星ドツプラー
偏移が変化するので、十記更新が必要である。ドツプラ
ー偏移の変化速度は、毎秒１ヘルツのわずか数分の１で
あろう。

相関器出力ａ及びｂは、予測ｆ、（ｔ）が作られた特定
の人工衛星からの信号の電力及び搬送位相の概算を得る
べく結合することができる。

実数部分がａに叫しく且つ虚数部分がｂに等しい複索数
Ｃを定義する。すなわち、 ｃ＝ａ＋ｊｂ 但し、ｊは−１の平方根である。

そこで、 ｃ　＝　Ｃ＜ｍ”＞＜ｅｘＰ（２ｊ　（φ−φｐ）〕〉
但し、Ｃは正の実数の一定のスケールファクターであり
、〈ｍ２〉はｔ。から１．　１での積分間隔にわたる、
ＧＰ８変調関数ｍ　（ｔ）の２乗の時間平均値であり、
＜ｅｘｐ（２ｊ（φ−φ、）〕〉は同じ積分間隔にわた
る、複素指数関数ｅｘｐ（２ｊ（φ−φ、）〕の時間平
均値である。受信ＧＰＳ搬送信号位相φ−φ（１）と相
当する予報φ、＝φ、（ｔ）との差（φ−φ、）は積分
時間の間の１周期の実質的間隔では変化しないという条
件で、Ｃの大きさは平均受信電力にほぼ比例する。

す々わち、 １ｃｌ＝（ａ・０・）ｚ〜。〈。２〉 であり、そしてＣの角度は平均位相差（φ−φ、）の２
倍にほぼ等しい。すなわち、 ｌ　ｃ　ａ　ｔａｎ−’　（ｂ／ａ　）す２　＜　（φ
−φ、）〉である。

ｂ及びａから、Ｃの角度は２πラジアンを法として一義
的に決定されることに注意されたい。かくして、差（φ
−φ、）は、πラジアンを法として決定される。

（５９） 受信信号電力及び搬送位相（πを法とする）をこれらの
式に従ってａ及びｂがら正確に決定するために、２つの
条件が満足されなければならない。

第１に、前述のように、実際の位相φ（１）は、１秒積
分時間の間の周期よりがなり少ない変化量しか、予測位
相φｐ（ｔ）と異ならなければならない。第２に、ＳＮ
Ｒ，＝　（２／π）（π／４）（Ｂｅｕ　Ｔｉｎｔ　′
″ｒ２Ｆ−（１／２　）　（Ｂｅｆｆ　ＴＩｎｔ　）’
　Ｆによって与えられる、雑音比率に対する相関器出力
信号は、１よりがなり大きくなければならない。

但し、Ｂｅｆｆは信号ｕ　（ｔ）及びｌ　（ｔ）の実効
的帯斌幅であり、約５Ｘ１０Ｊｚに等しい。すなわち、
ＴＩｎｔは積分時間であり、１秒に等しい。Ｆは、雑音
からでな（ＧＰＳｍ（ｔ）信号から生じるｕ　（ｔ）及
び１　（１）内に存在する電力の一部である。（２／π
）の因子は、信号調節器内の比較器による。　（１）及
びｌ　（ｔ）の信号のアナログ対デジタル変換によって
生じるｕ　（ｔ）と　　　□１　（ｔ）との間の相関の
損失に相当する。（π／４）の因子は、相関器内におけ
るサイン及びコサイン関（６０） 数に対する方形波近似の使用に関係した損失に相当する
。Ｂｅｆｆ　ＴＩｎｔ積の平方根は、約７００に等しい
。従って、 ＳＮＲΣ　３５０・Ｆ の関係がある。

ＧＰＳ人工衛星から生じる何れかの側帯波電力の部分Ｆ
は、受信アンテナ利得及び受信装置雑音指数に依存する
。前述の「ぐテス（＋ｖｒｒｒｇｓ）　Ｊアンテナ及び
受信装置について且つ２００以上の人工衛星仰角につい
ては、Ｆが約０．０３を上回ることが実験から知られて
いる。従って、 ５ＮＲｃ≧１０ であシ、これは正確な電力及び位相測定のために十分で
ある。複素数Ｃの各部分である実部及び虚部における雑
音の標準偏差は、 σｃ：ｌ　ｃ　ｌ　／ＳＮＲｃ によって与えられる。

電力及び位相の測定における精度についての最初に言及
した条件は、す々わち（φ−φ、）が１秒の積分時間の
間の周期の実質的間隔では変化し々いということである
。この条件は、実際の受信搬送周波数ｆと局部参照周波
数ｆ０との間の差は予測（数値発信器）周波数ｆｐ、！
：１ヘルツも異ならないという条件に相当する。この条
件は、数値発振器の周波数にフィードバック制御を適用
することによって、この周波数を実際の受信搬送周波数
に近づけ続けて、本装置内において満足される。この制
御は、フィールドターミナルコンピュータ３９によって
実行される簡単なグログラムの手段によって遂行される
。このグログラムを次に説明する。

Ｋ番目の１秒積分間隔の終りにおけるａ及びｂの相関器
出力から形成される複索数Ｃを、ｃ（ｔｋ）で示す。但
し、ｔｋは、その間隔の中間における時刻を表す。（ｋ
＋１）番目の間隔についての数値発信器周波数に対して
Ｋ・１ｃｃ（ｔｋ）ｃ”（ｔｋ−１）　）／２　ｘ　ヘ
ルツの補正バイアスが加えられる。但し、Ｋは１よりも
小さい正の実定数であり、／〔〕は括弧０によって囲ま
れる複素数量の角度を示す。”（ｔｋ−１）は、１つ前
の（ｋ−１）番目の間隔から複索数Ｃの共役複素数であ
る。このプログラムの動作の原理は、次の例から理解で
きる。周波数予測値がたとえば０．１ヘルツだけ非常に
低いならば、Ｃの角度は１秒にＯ，ｌザイクルだけ進み
、複素数量ｃ　（ｔ　）ｃ”（ｔｋ、）は（＋Ｏ，１）
ｘ（２π）ラジアン（＋幾らかのゼロ平均雑音）の角度
を有するであろう。この場合に正であるバイアスの伺加
は、周波数予測値の（０，ｉ　Ｆｌｚ　）から（１−Ｋ
）Ｘ（０，１Ｈｚ　）　ｉでの負の誤差の絶対値を減小
するであろう。

Ｋの仙←［、ゼロより大きくなければならない。

さもないと、周波数予測値誤差の縮小は、フィードバッ
クから全く生じ寿いであろう。Ｋの値は、１よりも小さ
くなければならない。さもないと、フィードバックは、
補正を適用することの遅延によって、誤差の不規則な変
動をもたらすであろう。

汁碗な値は厳格ではなくて、最適な値は実験によって決
定することができる。本装置においては０．５の公称値
が用いられる、。

この周波数フィードバックの重要々他の効果は、数値発
振器周波数が上下数ヘルツはどずれている最初の周波数
から実際の受信搬送周波数に向かつ（６３） て「引かれる（ｐｕｔｘｅｄ）　Ｊ　　ことである。こ
の「引き寄せ（ｐｕｌｌ−Ｉｎ）Ｊ現象は、位相又は周
波数トラッキングフィードバックループ（ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ　−ｔｒａｃｋｌｎｇ　ｆｅｅｄｂａｃｋ　１ｏ
ｏｐｓ　）の技術において周知ｔｈる。このことは、た
とえば、フロイド・エム・ガードナー（Ｆｌｏｙｅｄ　
Ｍ、　Ｇａｒｄｎｅｒ　）による［位相固定技術（Ｐｈ
ａｓｅｌｏｃｋ　Ｔｅｃｂｎｌｑｕｅｓ　）　Ｊ　（ジ
ョン・ウィリー及びサンズ・インコーホレイテッド刊行
、ニューヨーク、１９６６年）という表題の本において
議論されている。

本装置についての「引き寄せ」現象の重要性は、測量目
印位置の先行知識が不明確な２．３キロメートル以下で
ある必要がないということである。

本装置における「引き寄せ」現象のポテンシャル逆側効
果（ｐｏｔｅｎｔｉａｌｌｙ　ａｄｖｅｒｓｅ　５ｉｄ
ｅ−ｅｆｆｅｃｔ）は、特定の人工衛星を追跡している
と仮定される数値発振器が異なる人工衛星の周波数に引
き寄せられるということである。このことは、その異な
　　　　゛る衛星の周波数が、その特定の衛星の周波数
に近くて、信号強度が強い場合に起こる。そのような（
６４） 発生から生じるであろう損害を制限するために、フィー
ルドターミナルコンピュータグロダラムは、先行周波数
予測値に加えられるでおろう蓄積バイアスの大きさを約
１０Ｈｚに制限するという用意を含む３．２つの人工衛
星の周波数の間の差は代表的に毎秒約Ｉ　Ｈｚだけ変化
するので、測定データの約１０秒のみ又はフィールド位
置で得られた総データの約１ノ母−セント以下は、誤ま
った人工衛星の追跡によって無効にされるかもしれない
。経験は、この割合が重要でないことを示す。

第７図を参照すれば、相関器組立体１２７における７つ
の同一のモジュールの１つである相関器モジュール１４
９のブロック図を示す。７つの全モジュールは同じ人力
ｔＪＯＬを有し、それは信号調節器１２５のＵＯＬ出力
である。各モジュール１４９は又、７つの数値発信器モ
・ジュールの対応する１つから「コサイン」入力及び「
サイン」入力も受信する。ＵＯＬ入力及びコサイン入力
は、排他的ＮＯＲゲート１５１へ入る。ダート１５１の
出力は、［クロックド（ｃｌｏｃｋｅｄ）　Ｊディジタ
ルカウンター１５３への入力となる。ＵＯＬ入力及びサ
イン入力は、他の排他的ＮＯＲゲート１５５へ入る。こ
のゲート１５５の出力は、他のカラン５ター１５７への
入力となる。毎秒１回、カウンターレジスタ１５３．１
５７の内容は、ディジタル電子組立体３７内の実時間ク
ロック１３１からのパルスによって各出力バッファ−１
５９及び１６１に［ラッチ（ｌａｔｃｈ）　Ｊされ、該
カウンターは次にゼロにリセットされる。信号調節器１
２５からの「クロック」信号によって統制される１　０
．２３　Ｍ　Ｈｚの速度で、各カウンター１５３及び１
５７は、その関係した排他的Ｎ０Ｒｆｆ−ト１５１及び
１５５からの入力が「真」である場合のみ、１だけ増加
する。かくして、各１秒間隔の終りにおいて、出カバソ
ファ−１５９及び１６１の内容は、ゼロと１０．２３０
，０００との間の回数を指示する。ＵＯＬ及びコサイン
／サイン入力は、先行する１秒間に整合される。各カウ
ンターの出力パツファ−１５１及び１５５の内容は、デ
ータバス１３３に接続され、フィールドターミナルコン
ピュータ３９はパス１３３を通って毎秒内容を読む１、
各カウンター／ラッチは、ＬＳＩシステムズ・インコー
ホレイテッドによって作られた、３２ビツトデバイス、
モデルナンバーＬＳ　７０６０のような単一集積回路で
あって良い。

［ｕ（ｔ）ｌ（ｔ）　］と僚〔２φｐ（ｔ）］との間の
交差相関によって以前定義しだ量ａは、「コサイン」カ
ウンターの出力から５．１１５．０００を減算してその
結果を５、１１５．０００　　で除算することによって
、フィールドターミナルコンピュータ３９内で得られる
。

量すは、「サイン」カウンター出力から５，１１５，０
００を減算してその結果を５．１１５．０００　　によ
って除算することによって同様に得られる。（かくして
、ａ又はｂの単位大きさはそれぞれ、［ｕ　（ｔ）ｚ（
ｔ）　：］とコサイン関数又は［１１（ｔ）ｔ（ｔ）　
）とサイン関数との間の完全な相関を表す。これらの結
果がフィールドターミナルコンピュータ３９のメモリー
内に記憶すれる前に、者数は記憶ス被−スを保護するた
めに４ビツトと同様に少々くなるまで切捨てられても良
い。） （６７） 第８図を参照すれば、数値発振器組立体１２９内に７つ
の同一の数値発振器モジュール１６３の１つのブロック
図を示し、該モノニール１６３の各々は「コサイン」入
力及び「サイン」入力を１つの相関器モジュール１４９
に供給する。各数値発振器１６３は、２進位相レジスタ
１６７及び２進周波数レジスタ１６９．２進加算器１７
】、排他的ＮＯＲゲート１７３、インバータ１７５及び
分周器１７７から成る。

位相レジスタ１６７及び周波数レジスタ１６９は各々３
２ビツトを有し、加算器１７１は３２ビツト加算器であ
る。常時位相レジスタ１６７内に含まれる２進数は、２
分の１周期を表す最も有効なビット、４分の１周期を表
す次に有効なビット等を有して、発振器出力の位相を表
す。周波数レジスタ１６９内に含まれる２進数は、発振
器の周波数を同様に表し、この場合に１５５，０ＯＯＨ
ｚの値を有する最も顕著なビットを有する１、１５５，
０００Ｈｚは、信号調節器１２５からの１０．２３　Ｍ
ｈ　ｒクロック」信号の周期当りの１／６６のサイクル
に等しい。

（６８） 加譜器１７１は周波数し・ゾスタ１６９及び位相レジス
タ１６７内に含壕れる数を共に加算する。その和は位相
レジスタ１６７内にロードされる。分周器１７７からの
出力のサイクル毎に１回、レジスタ１６７の内容が置き
替えられる。分周器１７７は、１０．２３　ＭＨｚの「
クロック」信号を３３の固定因子で除算する。かくして
位相レジスタ１６７は、正確に毎秒３］、０．０００回
の速度で更新される。位相が各更新に従って前進する量
は、周波数レジスタ１６９の内容によって与えられる。

前述のように、周波数レジスタ１６９は、データバス１
３３を介してフィールドターミナルコンピュータ３９に
よって毎秒１０回更新される。（正の周波数と同様に負
の周波数が、在来の２補数法を用いて、周波数レジスタ
の内容によって表される。この在来法に従えば、２進数
の角数は各ビットの補数をとり次に１を加えることによ
って形成される。従って最大の正の数は、最も有意なビ
ットがＯ及び他のすべてのビットが１であることによっ
て表される。最も顕著なビットが１であることは、数が
負であることを意味する。） 数値発振器１６３のサイン出力は、位相レジスタ１６７
の最も有意なビットを反転するインバータ１７５から得
られる。サイン出力は、位相がゼロサイクルとグラス２
分の１サイクルとの間にあるとき１の値を有し、位相が
２分の１サイクルと１サイクルとの間にあるときゼロの
値を有する（マイナス２分の１サイクルとゼロサイクル
との間にある位相と同一である）。数値発振器１６３の
コサイン出力は排他的ＮＯＲダート１７３から得られ、
該ダート１７３の入力は位相レジスタの最も有意なビッ
ト及び次に有意なビットである。コサイン出力は、位相
がゼロ±４分の１サイクル内にあるときのみ、１の値を
有する。

第９図を参照すれば、フィールドターミナルコンピュー
タ３９のブロック図が示されている。コンピュータは、
中央処理ユニツ）　（ＣＰＵ）１８１、プログラムメモ
リー１８３、データメモリー１８５、外部２方向データ
ポート１８７及び１９１から成る。データポート１８７
はオ啄レータ端末装置１８９に接続され、データポート
１９１は変調器−復調器（モデム）１９３に接続され、
モデム１９３は電話線、無線電話又はいくつかの他の遠
隔通信リンク１９５に順に接続される。コンピュータ３
９の各部品はデータバス１９７によって相互に連結され
、該データバス１９７は更にコンぎユータ３９をフィー
ルドターミナルの他の部品に接続するのにも役立つ（第
５図参照）。

ＣＰＵ　１８１は、デイノタルエクイツノメントコーポ
レイション（Ｉ）ｉｇｌｔａｌ　Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ　
Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ（ＤＥＣ）　）モデルＬＳＩ−
１１７２（部品番号ＫＤＩＩ−ＧＣ）であって良い。プ
ログラムメモＩＪ　−１８３ハ、ＤＥＣ部品番号ＭＲＶ
ＩＩ−Ｃのような３２にバイトプログラム可能ＲＯＭで
あって良い。データメモリー１８５は、ＤＥＣ部品番号
ＭＸＶ　１１−ＡＣのような３２にバイトランダムアク
セス読み書キメモリ−であって良い。２つの外部２方向
データポート（１８７及び１９１）は、ＭＸＶ　１１−
ＡＣ内に含まれるＲ８−２３２直列データポートであっ
て良い。

オペレータ端末装置１８９は、ＤＥＣモデルＶＴ−（７
１） １００又は任意の同等の直列ＡＳＣＩＩ端末装置であっ
て良い。１ＡｓｃＩＩ端末装置は、ＶＴ−１００のよう
に、ＭＸＶＩＩ−ＡＣ（７）Ｒ８−２３２直列チータイ
ンターフエースへ、又は他の如伺なる適切な外部データ
ポートデバイスを通じてコンピュータへと接続可能であ
る。モデム１９３は、標準Ｒ８−２３２両立デバイスで
あっても良い。前述のように、フィールドターミナルコ
ンぎユータ３９がベースターミナルコンピュータ１５に
直接接続されるならハ、モデム１９３はなくとも良い。

デーｐ　）４　／（１９７は、ＬＳＩ−１１Ｑパスであ
って良い。実時間クロック１３１、数値発振器組立体１
２９、相関器組立体１２７は、標準回路カード上にそれ
らを組み立てることによってＱバスに接続することがで
きる。このカードは、ＬＳＩ−１１コンピュータ装置の
「バックプレーン（ｂａｃｋｐｌａｎｅ）　Ｊのカード
ニップコネクタ内に直接差し込む。該回路カードは、特
別の集積回路を備えだものがＤＥＣから市販されている
。該集積回路は、Ｑパスとカード上に構成される特別の
干渉計ターミナル回路との間（７２） のすべでのデータ通信を処理可能である。

フィールドターミナルコンピュータ３９のメモ！Ｊ　−
１８５内に記憶される測定データは、観測される７個ま
での人工衛星の各々についての時間系列の検索数から成
り、１つの数は時間の各秒に得られる。これらのデータ
は、約５，０００秒の時間間隔の間に得られる。その間
に、少なくとも２つの人工衛星が常に観測きれ、観測さ
れる人工衛星の平均数は少なくとも４つである。時刻ｔ
における去番目の人工衛星についての複素データをＡ＋
（ｔ）と示す。この複素数の大きさは、その時刻にその
人工衛星から受信される信号の測定電力に比例し、比例
定数は任意であるがすべての人工衛星について同じであ
る。被素数の角度はその時刻にその人工衛星について測
定される搬送位相の２倍に等しい。各衛星についての位
相は、同一の局部発振器参照信号（すなわち、フィール
ドターミナル１３−１の発振器組立体５７により発生さ
れた１　５７５．４２ＭＨｚ信号）に参照される。

複素データＡｉ（ｔ”ｌ　、　ｌ＝１　、・・・、７は
、フィール（７３） ドターミナルコンピュータ３９によって相関器組立体１
２７における７個の相関器１４９のａ及びｂの出力から
以下のように引き出される。尤番目の相関器の場合、 Ａ４（ｔ）　＝　［ａ（ｔ）＋ｊｂ（ｔ）〕ｅｘｐ　［
２ｊφ、　（１）　）但し、ａ　（ｔ）及びｂ　（ｔ）
は、それぞれ時間ｔを中心とした１秒間の「積分」又は
計算の間隔の間の正規化されたａ及びｂ出力を表す。ｊ
は、−１の平方根である。２φ、（ｔ）は、時刻ｔにお
ける去番目の人工衛星の予測値搬送位相の２倍である。

複素数Ａ１（ｔ）は、ｅｘｐ［２ｊφ、（１））が乗算
された、１番目の相関器出力から引き出される検索数Ｃ
に等しいことに注意されたい。Ａｉの角度は、１５７５
．４２ＭＨ２の局部参照周波数の位相（の２倍）に参照
される受信搬送位相（の２倍）を表す。一方、Ｃの角度
はその参照発振器位相プラス数値発振器位相の和（の２
倍）に関連する。

ここでの説明のために、データセラ）　（ＡＩ（ｔ））
を基線ベクトルの原点にあるフィールドターミナル１３
−１によって発生されたものであると考え（７４） る。、他のフィールドターミナル１３−２は基、１ｌｌ
ｉｌ　ベクトルの終点におけるフィールドターミナルで
あり、第１のターミナルと同時刻に同一の人工衛星を観
測する。産出データは、Ａ　、　（ｔ）に相当し、Ｂ　
Ｉ　（ｔ）と示される。同一の人工衛星が同時に観測さ
れるのは、２つのターミナルに同一の中央コンピュータ
１５からの予測値データが与えられるからでおる。コン
ピュータ１５は、人工衛星をただ１つの方法で１から７
まで番号付ける。２つのターミナルにおける観測は、２
つのターミナルのクロックが観測の直前に同期させられ
クロック速度は極めてわずかしか異ならないので、実効
的に同時に作用する。（クロックの速度を統制する水晶
発振器の間の速度の違いの主な効果は、１５７５．４２
　ＭＨｚ参照周波数の間の位相の相違を変化することで
ある。）％定の時間において、特定の人工衛星が１つの
ターミナルから見えるが他からは隠れているとしてもそ
れは問題ではないであろう。この場合においてＡ　Ｉ　
（ｔ）又はＢ　Ｈ（ｔ）の何れかの大きさは、単にゼロ
或いは殆んどゼロであろう。

（７５） 干渉計の基線ベクトルの決定を完遂するだめに中央コン
ピュータ１５によって行わわる動作（基線ベクトルの両
端に位置した２つのフィールドターミナル１３−１及び
１３−２から集められた電力及び位相の測定データが与
えられている条件の下での動作）を以下に説明する。

中央コンピュータにおいてｐ、１（ｔ）及びＢ１（ｔ）
のデータを処理する第１の工程は、Ａ　Ｉ　（ｔ）の共
役検素数Ａｉ（ｔ）にＢｌ（ｔ）を乗算することである
。その積Ｊ（ｔ）＝　Ａ？（ｔ）　Ｂ１（ｔ） は角／Ｓ　、　（ｔ）を有する。その角度は、２つのタ
ーミナルにおいて１番目の人工衛星から受信される搬送
信号の測定位相の間の差の２倍に等しい。各位相は、そ
れぞれのターミナルにおける局部参照発振器に関して測
定された。従って、５Ｉ（ｔ）の角度は、局部発振器の
位相の間の差及びターミナルの間の基線ベクトルに対し
て、理論的関係 （７６） によって関係づけられる。但し、ΔφＬＯは、局部発振
器位相差を表す。ｆ、は１番目の人工衛星についての受
信周波数であり、１５７５．４２ＭＨｚにほぼ等しい。

Ｃは、光の速度である。ｂは、基線ベクトルである。ｓ
、（ｔ）は、時刻ｔにおいて基線ベクトルの中間点から
見た１番目の人工衛星の方向における単位ベクトルであ
る。（この関係は、サイクルでなくラジアン単位で角ｌ
　Ｓ　１（ｔ）を生じる。周波数ｆ、は毎秒ラジアンよ
りむしろサイクル単位で特定されるので、２πの因子が
含まれなければならない。２πでなく４πがここで現れ
る理由は、各フィールドターミナルが受信信号位相の２
倍を測定するからである。）この関係は、２次変位、伝
搬媒体の効果、マルチパス（ｍｕｌｔｌｐａｔｈ）、相
対論的効果、雑音等を無視する限りでは、近似である。

これらの小さい効果は、ここでは明快にするために無視
される。これらの効果を無視することと関連した誤差は
、約１ｋｍ以下の基線の長さについて約１ｃ＋＋＋以下
の基線誤差に相当する。〔完全にランダムである雑音の
効果を除けば、／Ｓ、（ｔ）の更に正確な理論的表現を
得るために、上で無視した効果をモデル化することが可
能である。例えば、このモデル化は、アイ・アイ・シャ
ピロ（Ｉ　、　Ｉ　、　５ｈａｐｌｒｏ）によるｒＶＬ
ＢＩ観側からの天体測定及び測地の媒介変数の概算（Ｅ
ｓｔｉｍａｔｉｏｎ　ｏｆ　ａｓｔｒｏｍｅｔｒｉｃ　
ａｎｄｇａｏｄｅｔｌｃ　ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ｆｒ
ｏｍ　ＶＬＢＩ　　ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎｓ）Ｊ（Ｍ
ｅｔｈｏｄａ　ｏｆ　Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　Ｐｈ
ｙｓｉｃｓ　、　ｖｏｌ、　１２゜ｐａｒｔ　Ｃ，２６
１乃至２７６ページ、１９７６年に掲載）という表題の
文献において記述されている。〕理論的に、Ｓの大きさ
は、 １ｓｌｌ＝ｃ＠Ｇ”（■θｉ） によって与えられる。但しＪＣは定数であり、Ｇは受信
アンテナの指向性電力利得であって、１番目の人工衛星
の天頂角θ量のコサインの関数として書かれる。Ｇは方
位角から独立であると仮定され、整合環状分極の等方性
アンテナによって受信される電力が１に等しいように正
規化される。ＭＩ　ＴＥＳアンテナ設計の場合、 Ｇ　（ｃｔｓＯ）Ｔｈ　（１，２３）　−（１＋嵩θ）
”　　”５ｌｎ２（（３π／４）房θ）、（Ｏｏ＜θ＜
９０°のとき）； Ｇ（（２）θ）ΣＯ，（９０°くθのとき）である。こ
の関数の値は、天頂（θ＝０）においてほぼ２．４６で
ある。その値は、θ！　４０’において約３．６３の１
つの最大値を有して、θニア２°において単位値を有し
、θが９０°に近づくときＯに近づく。

２つの干渉計ターミナルから得られた測定データの処理
における次の工程は、各々の測定時刻ｔについての和Ｓ
　（ｔ）を得るためにｌに亘って複素数８１（ｔ）を加
算することである。すなわち、ここで和は、時刻ｔにお
いて観測されたすべての人工衛星に亘ってとる。

測定データの処理における次の工程は、基線ぺ間Ｓ　（
ｔ）の関数を計算することである。基線ベクトルの真の
値すが試行値すに等しいならばＳ　（ｔ）が有するので
あろう値を理論的に表わす。すなわち、（７９） である。但し、Ａｌは、受信搬送周波数に相当する無線
波長である。すなわち、λ、　＝　Ｃ／ｆ、である。

ｂの値を選択する方法は、以下に記述する。理論的関数
Ｓ　（ｔ）において、測定から引き出された関数Ｓ　（
ｔ）とは対照的に、局部発振器位相差を表すための項は
存在しない。更に、一定のスケール因子Ｃは、省略され
る。

次に、Ｓ　（ｔ）の絶対値はＳ　（ｔ）の絶対値によっ
て乗算されて、これら絶対値の積は値Ｒ（ｂ）を得るた
めに測定時間すべてに亘って合計される。もちろん、Ｒ
（ｂ）は、測定によってと同様にｂに依存する。

すなわち、 Ｒ（ｂ）＝Σ＋　ｓ　（ｔ　ｔ　）　１・ｌ５（ｔ、ｔ
］である。但し、１ｔは、約５，０００測定回数の組の
うちの４番目を表わす。Ｒ（ｂ）は、「あいまい関数（
ａｍｂｉｇｕｉｔｙ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ　）Ｊと呼ばれ
る。

処理における次の工程は、ｂの種々の値につい（８０） 値を有するｂの特定値を決定することである。このｂの
値は、基線ベクトルｂの所望の決定である。

先ず基線ベクトルの試行値すをｂの先行する概算に最良
に等しくなるべく初期的に選択する。この概算は、地図
上の目印を識別することによって得られる位置のような
、測量目印の位置についての独立の情報から入手可能で
ある。ｂに関するＲ　（ｂ）の最大化は、成る３次元量
を調べることによって処理する。この３次元量は、との
ｂの初期値を中心として、最初の概算の不明確さを含む
ように十分に大きくとる。調査において、一様の間隔を
置いて配置される３次元格子のすべての点が検査され、
Ｒ（ｂ）が最大となる１つの点を決定する。

格子間隔は、最初に１メートルとする。次に、以前決定
した最大Ｒ（ｂ）の１点から２メ一トル広がった３次元
量を、２０センチメートルの間隔を置いた格子を検査す
ることによって、調査する。Ｒ（ｂ）の最大値は、この
更に細かく間隔を１いた格子上に見つけられる。次に格
子間隔を半分にして、格子の直線長さもまた半分にして
、調査を反復する。

この半分にする処理は、格子間隔が１ミリメートル以下
になるまで続けられる。最終的にＲ（ｂ）を最大にする
ｂの値は、基線ベクトルｂの所望の決定となるようにと
られる。人工衛星の数ｎとして５を用いることによって
、本発明により基線ベクトル決定において、約１００メ
ートルの基線長さについて各座標につき約５ミリメート
ルの精度を有することが可能である。

本発明に従って測定データを処理する方法の他の実施例
において、あいまい関数Ｒ（ｂ）は、測定データから及
び基線の試行値すからも形成される。

しかしながら、関数を形成する方法は、異なる。

この実施例においても前記実施例におけるように、Ａｌ
（ｔ）の共役複素数は、Ｕ、（ｔ）によって乗算されて
複素数の積５Ｉ（ｔ）を得る。すなわち、Ｓ　１　（ｔ
）＝　Ａτ（ｔ）　Ｂ　１（ｔ）である。但し、Ａ　Ｉ
　（ｔ）は、時刻ｔにおいて１つの干渉計ターミナルで
１番目の人工衛星から受信される信号の測定値を表す複
素数である。Ａ　Ｉ　（ｔ）の絶対値は受信される電力
に比例して、角ｌ　Ａ　１　（ｔ）はターミナルの局部
発振器に関する搬送波の位相の２倍である。Ｂ　Ｈ（ｔ
）は、基線ベクトルの他端における他のターミナルから
得られるということを除いては、Ａ、（ｔｌと同様であ
る。

次に、Ｓ　１（ｔ）は基線ベクトルの試行値すの成る複
素指数関数によって乗算され、次に積は時刻ｔにおいて
観測されるすべての人工衛星に亘って合計されて和ｓ　
（ｇを得る。Ｓ　（ｔ’ｌけ、時間及び試行値すの関数
である。すなわち、 但し、５１（ｔ）は、時刻ｔにおける尤番目の人工衛星
の方向の単位ベクトルである。λｌは、１番目の人工衛
星から受信される信号の波長である。（ｂがｂＫ等しい
ならば、１に亘る和における各項の角度は、ｌとは独立
に△φＬＯに等しいことに注意されたい。） 次に、ｓ　（ｇの絶対飴が取らねて全観測時間に亘って
合計されて、関数Ｒ（ｂ）を得る。すなわち、（８３） Ｒ（ｂ’）　＝Σｌ５（ｔｚ）ｌ である。但し、１２け、およそ５，０００測定回数の４
番目である。

データ処理方法に関連して記述された同一の調査手順に
よって見つけられる。このｂの値は、基線ベクトルｂの
所望の決定値である。この最後の実施例は、最初に記述
した実施例よりも計算に関して更に効率的である。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の原理に従ってＧＰＳ人工衛星を用い
る無線干渉計によって基線ベクトルを決定するだめの装
置を図示する。 第２図は、第１図に示した１つの干渉計フィールドター
ＳナルのブＩコック図である。 第３図は、第２図に示したアンテナ組立体のブロック図
である。 第４図は、第２図に示した受信器ユニットのブロック図
である。 （８４） 第５図は、第２図に示したディジタル電子ユニットのブ
ロック図である。 第６図は、第５図に示した信号調節器のブロック図であ
る。 第７図は、第５図に示した相関器組立体における１つの
相関器モジュールのブロック図である。 第８図は、第５図に示した数値発振器組立体にオケる１
つの数値発振器モジュールのブロック図である。 第９図は、第２図に示したフィールドターミナルコンピ
ュータのブロック図である。 〔主要符号の説明〕 １３−１．１３〜２・・・干渉計フィールドターミナル
１５・・・コンピュータ ２１・・・アンテナ組立体 ２７・・・アンテナ ３１・・・受信器ユニット ３３・・・側帯波分離器 ３５・・・発振器回路 ３７・・・ディジタル電子ユニット ３９・・・フィールドターミナルコンピュータ１２７・
・・相関器組立体 １２９・・・数値発振器組立体 特許出願人　　パリアンφアソシエイッ・インコーホレ
イテッド ・　、ｉ 同　　　　　　　　同　　富　１）修　自　　　゛・曳
＋１−

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、複数の地球軌道人工衛星からの無線信号放送を用い
   る無線干渉計によって地上の一対の測量目印の間の基線
   ベクトルｂを測定するための方法であって、前記無線信
   号が搬送波が抑制されるような時刻の既知関数又は未知
   関数の倒れかによって両側帯波変調されるところの方法
   であって、以下の諸段階ａ）〜Ｃ）で構成される方法：
   ａ）分離アンテナを各測量目印に位置づける段階； ｂ）既定時刻スパンの間に同時に各アンテナにおいて前
   記人工衛星の各々から受信される信号内に潜在する搬送
   位相を測定する段階；並びに Ｃ）測定値を処理して前記基線ベクトルｂを決定する段
   階。 ２、特許請求の範囲第１項に記載された方法であって、
   各ターミナルにおいて前記人工衛星から受信される信号
   内に潜在する搬送位相を測定する方法であって、以下の
   諸段階ａ）〜ｄ）で構成される方法： ａ）上側帯波及び下側帯波成分へと前記信号を分離する
   段階； ｂ）前記分離成分を濾波して疑似信号を除去する段階； Ｃ）前記成分を互いに乗算する段階；嘗びにｄ）前記Ｃ
   ）の積を解析して各人工衛星からの信号の搬送波の位相
   を決定する段階。 ３、複数の地球軌道人工衛星からの無線信号放送を用い
   る無線干渉計によって地上の一対の測量目印の間の基線
   ベクトルを測定するだめの方法であって、分離アンテナ
   が各測量目印において位置づけられ且つ既定時刻ス・ぐ
   ンの間に同時に前記アンテナのうちの各々から受信され
   る信号の搬送位相から測定値が得られる方法において、
   両方のアンテナにおける前記測定値からのデータを共に
   処理して前記基線ベクトルｂを決定する方法であって、
   以下の段階ａ）　、　ｂ）で構成される方法： ａ）測定データ及び前記基線ベクトルのｂの試行値の関
   数であるあい甘い関数を算出する段階；並びに ｂ）前記ａ）の算出関数を最大にするｂの特有すために
   ｂのベクトル空間を調査する段階。 ４　特許請求の範囲第３項に記載された方法であって： 前記時刻スパンが約５０００秒のオーダーである； ところの方法。 ５、複数の地球軌道人工衛星からの無線信号放送を用い
   る無線干渉計によって地上の一対の測量目印の間の基線
   ベクトルｂの測定において用いるための装置であって、
   前記人工衛星による前記無線信号放送は抑制された搬送
   波を有する変調された両側帯波であり、前記干渉側フィ
   ールドターミナルの各々は各測量目印において位置づけ
   られるように適合させられ、各干渉計フィールドターミ
   ナルは以下の手段ａ）、ｂ）で構成される装置： ａ）人工衛星からの無線信号を受信するだめの、アンテ
   ナを含むアンテナ組立体；並びに ｂ）前記受信信刊を電源及び搬送位相データに変換する
   だめの、以下の手段１）〜１１１）を含む電子組立体； １）前記アンテナ組立体から信号を受信して３つのアナ
   ログ信号を出力するための受信器ユニットであって、前
   記３つのアナログ信号のうち１つは受信信号の上側帯波
   成分を表し、他の１つは受信信号の下側帯波成分を表し
   、残る１つは参照発振器の出力を表すところの受信器ユ
   ニット； １１）前記受信器ユニットからのアナログ出力信号を電
   源及び搬送位相データに変換するだめのディジタル電子
   ユニット；及び １１１）電源及び搬送位相データを処理して位置を決定
   するだめのコンピュータ。 ６、％許請求の範囲第５項に記載された装置であって： 前記受信器ユニットは前記受信信号を上側帯波成分及び
   下側帯波成分に分離するための上側帯分離器及び下側帯
   分離器を含む； ところの装置。 ７、　特許請求の範囲第６項に記載された装置であって
   ： 前記ディジタル電子ユニットは複数の相関器及び複数の
   数値発振器を含む； ところの装置。 ８、複数の地球軌道人工衛星による無線信号放送を用い
   て地上の点の位置を決定するのに用いるだめの装置であ
   って、 前記無線信号が抑制搬送波を有する変調された両側帯波
   であるところの装置であって、以下の手段ａ）、ｂ）で
   構成される装置： ａ）前記人工衛星から前記無線信号を受信するための、
   アンテナを含むアンテナ組立体；並びに ｂ）受信信号を電源及び搬送位相データに変換するだめ
   の、以下の手段１）〜１１（）を含む電子組立体； １）前記アンテナ組立体からの信号を受信して３つのア
   ナログ信号を出力するための受信器ユニットであって、
   前記３つのアナログ信号のうち１つは受信信号の上側帯
   波成分を表し、他の１っは受信信号の下側帯成分を表し
   、残る１つは参照発振器の出力を表すところの受信器ユ
   ニット　； １１）前記受信器ユニットからのアナログ出力信号を電
   源及び搬送位相データに変換するためのディジタル電子
   ユニット。 １１１）前記電源及び搬送位相データを処理して位置を
   決定するためのコンピュータ。 （以下余白） ／７Ｘ