FR2522413A1 - Procede et systeme pour mesurer des vecteurs sur ligne de base par radio-interferometrie en utilisant des signaux radio-electriques de satellites en orbite et dispositif utilise pour determiner l'emplacement d'un point sur le sol - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN

Description

I La présente invention se rapporte généralement à un procédé et un

système pour déterminer la position par radio, et plus particulièrement à un procédé et un système pour mesurer le vecteur sur ligne de base entre deux points, comme des marques de surveillance, sur la terre,

par radio-interférométrie en utilisant des signaux radio-

électriques diffusés de satellites en orbite autour de

la terre.

Certains systèmes pour déterminer la position par radio utilisent la directionnalité du motif de

rayonnement d'une antenne d'émission ou de réception.

D'autres systèmes, comprenant la présente invention, ne reposent pas sur la directionnalité d'une antenne La présente invention appartient à la classe générale des systèmes o la position d'une antenne de réception est déterminée en mesurant la différence entre les phases ou les retards de groupe, ou les deux, de signaux arrivant de deux antennes émettrices différentes ou plus dont les positions sont déjà connues Si deux sources d'émission sont synchronisées, ou bien si l'écart par rapport au synchronisme de deux émetteurs est connu, indépendamment, alors une mesure au site de réception de la différence entre les retards de groupe des signaux arrivant des deux sources détermine que le récepteur est placé, en trois dimensions, sur un hyperbololde particulier de révolution dont les foyers sont les positions des émetteurs Si des mesures semblables au même site de réception de signaux de plusieurs émetteurs différents, en des positions appropriées, sont combinées, alors la position de réce A:ion

peut être déterminée uniquement à partir du point d'int;er-

section des hyperboloîdes correspondants.

Des techniques de détermination des positions relatives de différents sites, les uns par rapport aux autres, à partir de mesures des différences de phase ou de retard de groupe entre des signaux radio- électriques reçus simultanément en ces sites, sont déjà connues et on s'y rapporte collectivement en tant que techniques de géodésie-par radiointerférométrie Les antennes aux sites séparés sont considérées comme formant un interféromètre, et le vecteur de la position relative qui s'étend d'une antenne à l'autre est appelé vecteur sur ligne de base de l'interféromètre Le vecteur sur ligne de base, ou

position relative, entre deux antennes peut être usuelle-

ment déterminé avec moins d'incertitude que la position de chaque antenne individuelleparce que de nombreuses sources possibles d'erreur ont tendance à affecter les mesures aux deux antennes presqu'également, et par conséquent ont tendance à s'annuler lorsque les différences sont prises entre les deux antennes La technique de géodésie par radiointerférométrie de micro-ondes est connue pour donner une combinaison non adaptée de précision, vitesse et échelle pour la détermination des vecteurs de

position relative oausur "ligne de base " de l'interféromètre.

Une telle détermination peut être basée sur des mesures

soit de la différence de retard de groupe ou de la diffé-

rence de phase ou bien des deux différences entre les signaux reçus aux deux extrémités du vecteur Les mesures de phase sont, de façon inhérente, plus précises que les mesures de retard de groupe, mais l'interprétation des mesures de phase est plus compliquée du fait de leur

ambiguïté intrinsèque de cycle entier Une description

générale des techniques de mesure par interférométrie ainsi que des problèmes associés d'interprétation est donnée dans un article intitulé "Radio Astrometry", paru dans Annual Reviews of Astronomy and Astrophysics, volume 14 ( 1976), pages 197-214, par Charles C Counselman III Une collection importante d'articles techniques en rapport est parue dans la publication de la Conférence 2115 de la National Aeronautics and Space Administration, intitulée "Radio Interferometry Techniques for Geodesy" La géodésie par radio-interférométrie a été mise en pratique avec des signaux radio-électriques émis par diverses sources comprenant les sources naturelles comme les quasars et les sources artificielles comme les satellites du Système de

Positionnement Global NAVSTAR (GPS).

Comme on le sait, il y a actuellement environ six satellites GPS en orbite autour de la terre Les orbites des satellites peuvent être déterminées à une précision d'environ 2 mètres Ces satellites émettent des signaux radio-électriques à des longueurs d'onde proches de 19,0 centimètres et également 24,4 centimètres A

condition quels ambiguits d'un cycle entier des observa-

tions de la phase interférométrique de ces signaux puissent être correctement résolues, le vecteur sur ligne de base qui s'étend d'une antenne à une autre peut être déterminé par interférométrie avec une incertitude bien plus petite que les longueurs d'onde des transmissions par GPS Les déterminations de trois lignes de base, chaque ligne de base ayant une longueur de l'ordre de 100 mètres, par des mesures des phases interférométriques de signaux GPS se sont révélées avoir été précises à environ 1 centimètre, selon un rapport publié dans Eos (Transactions of the American Geophysical Union), volume 62, page 260, 28 Avril 1981, par Charles C Counselman III, S A. Gourevitch, R W King, T A Herring, I I Shapiro, R L Greenspan, A E E Rogers, A R Whitney et R J Cappallo Le procédé employé dans ces déterminations de ligne de base par interférométrie était basé sur la technique connue de corrélation croisée directe en un emplacement central des signaux reçus séparément mais

simultanément aux deux extrémités de chaque ligne de base.

Dans le brevet US NO 4 170 776 est décrit un système pour mesurer des changements d'un vecteur sur ligne de base entre deux emplacements sur la terre en utilisant des signaux transmis de satellites GPS, o les signaux radio-électriques reçus à chaque emplacement sont référencés précisément dans le temps puis transmis par des lignes téléphoniques à un emplacement central o une comparaison des phases en temps presque réel est

faite par corrélation croisée des deux groupes de signaux.

Le système illustré dans le brevet comprend des antennes de réception du type à réflecteur "en coupe" Comme la densité de flux radio d'un signal GPS est faible par rapport au niveau du bruit de fond et comme la largeur de bande d'un signal GPS dépasse largement la largeur de bande d'une ligne de téléphone, le rapport du signal au bruit de la puissance transmise par la ligne de téléphone de chaque emplacement est faible C'est grandement dans le but d'élever ce rapport du signal au bruit à un niveau utile que des antennes du type en "coupe" ayant de grandes

surfaces collectrices sont utilisées dans ce système.

Une autre raison importante pour l'utilisation de telles antennes est qu'elles sont directives, donc les signaux arrivant à l'antenne autrement que directement de la

source souhaitée sont rejetés.

Des systèmes pour mesurer des vecteurs sur ligne de base utilisant d'autres sortes de signaux de satellites

en orbite autour de la terre sont également connus.

Dans un article intitulé " Miniature Interferometer Terminals for Earth Surveying" (MITES), paru dans le bulletin Geodésique, volume 53 ( 1979), pages 139-163 de Charles C Counselman III et Irwin I Shapiro, est décrit un système proposé pour mesurer des vecteurs sur ligne

de base en utilisant des signaux radio-électriques multi-

fréquences qui seraient diffusés de satellites en orbite autour de la terre, système dans lequel les phases des signaux reçus sont déterminées séparément à chaque extrémité de la ligne de base En effet, le signal reçu en un emplacement n'est pas mis en corrélation avec le signal reçu à l'autre afin de déterminer la différence de phase entre les deux signaux Pour résoudre l'ambiguîté de phase, le système MITES repose sur la combinaison des mesures à un groupe pouvant atteindre dix fréquences avantageusement espacées entre 1 et 2 G Hz Malheureusement, autant qu'on le sache, il n'y a pas de satellite actuellement en orbite sur la terre qui émette de

tels signaux.

Des systèmes pour mesurer la position relative en utilisant des signaux émis par des sources autres que des satellites artificiels sont également connus Un exemple d'un tel système en utilisant une transmission basée sur la lune est également révélé dans le brevet US No 4 170 776. Des systèmes pour mesurer soit une seule position ou une position relative en utilisant des signaux de sources autres que des satellites en orbite sont également connus Par exemple, dans un article de W O Henry, intitulé "Some Developments in Loran", paru dans le Journal of Geophysical Research, volume 65, pages 506-513, Février 1960, est décrit un système pour déterminer une position (comme celle d'un bateau en mer) en utilisant

des signaux d'émetteursbasés sur le sol (stationnaires).

Le système, connu sous le nom de système de navigation Loran-C emploie des chaînes de plusieurs milliers de kilomètres de long d'émetteurs synchronisés stationnés à la surface de la terre, tous les émetteurs utilisant la même fréquence porteuse, 100 k Hz, et chaque émetteur étant modulé en amplitude par un motif unique et périodique d'impulsions Ce motif, qui comprend des inversions de signe de l'amplitude, permet au récepteur de faire la

distinction entre les signaux des différents émetteurs.

Une combinaison appropriée d'observations de plus d'une paire d'émetteurs peut donner une détermination de la

position du récepteur à la surface de la terre.

Un autre exemple d'un système de ce type est le système Omega, qui est décrit dans un article de Pierce, intitulé "Omega", paru dans IEEE Transactions on Aerospace and Electronic Systems, volume AES-1, No 3, pages 206-215, Décembre 1965 Dans le système Omega, les différences de

phase des signaux reçus sont mesurées plutôt que princi-

palement les retards de groupe comme dans le système Loran-C Comme les fréquences employées dans les systèmes Loran-C et Omega sont très faibles, les précisions des mesures de position avec ces systèmes sont assez faibles

en comparaison aixsystèmoe mentionné de satellites.

L'art antérieur comprend également d'autres procédés de détermination de la position et de la position relative au moyen du Système de Positionnement Global La méthode standard, décrite par exemple dans un article paru dans Navigation, volume 25, NO 2 ( 1978), pages 121-146 de J J Spilker, Jr, et de plus décrite dans plusieurs autres articles parus dans la même publication de ce journal, est basée sur des mesures des différences entre les retards de groupe, ou les "temps", de réception de la modulation codée des signaux GPS En principe, cette méthode est une méthode de positionnement hyperbolique et est essentiellement semblable à celle de LORAN La largeur de bande d'environ 10 M Hz de la modulation de GPS limite la précision de la mesure de retard de groupe et par conséquent de la détermination de position par la méthode standard à plusieurs dizaines de centimètres Une précision de l'ordre de 1 centimètre est éventuellement possible en utilisant des mesures de la phase de la porteuse, comme cela est décrit par exemple dans un article de J D Bossler, C M Goad et P L Bender, intitulé "Using the Global Positioning System for Geodetic Positioning", paru dans

le Bulletin Géodésique, volume 54, NO 4, page 553 ( 1980).

Cependant, chaque méthode publiée d'utilisation de la phase de la porteuse GPS pour la détermination de la

position présente l'inconvénient de nécessiter la connais-

sansce et l'utilisation de la modulation par code, qui peut être chiffrée ou bien de nécessiter une corrélation croisée des signaux reçus en différents emplacements, ou bien de nécessiter l'utilisation de grandes antennes pour élever le rapport du signal reçu au bruit et pour supprimer l'interférence des signaux réfléchis, ou bien

la méthode souffre de plus d'un de ces inconvénients.

La présente invention ne présente aucun de ces inconvénients.

En particulier, la présente invention ne demande aucune connaissance des codes qui modulent les porteuses GPS et ne nécessite pas de corrélation croisée d'un signal reçu en un emplacement avec un signal reçu en un autre emplacement, et ne nécessite pas l'utilisation

d'une antenne de réception importante ou très direction-

nelle. La présente invention a pour objet un procédé et un système pour déterminer une position par radio. La présente invention a pour autre objet un procédé et un système pour mesurer le vecteur sur ligne

de base entre deux points par radio-interférométrie.

La présente invention a pour autre objet un procédé et un système pour déterminer le vecteur sur ligne de base entre deux points sur la terre, comme des marques de surveillance, en utilisant des signaux radioélectriques du type à porteuse supprimée et à double bande latérale, diffusés de satellites en orbite sur la terre du Système

de Positionnement Global.

La présente invention a pour autre objet un procédé et un système pour déterminer le vecteur sur ligne de base entre deux marques de surveillance en utilisant des signaux radio-électriques de satellites en orbite sur la terre du Système de Positionnement Global,laquelle détermination consiste à mesurer les phases des ondes porteuses implicites dans les signaux reçus à chaque

marque de surveillance ou repère topographique.

La présente invention a pour autre objet une technique de traitement de l'information de phase dérivée

en deux emplacements sur la terre, de signaux radio-

électriques reçus de directions différentes, pour déter-

miner la position relative.

La présente invention a pour autre objet un procédé et un système pour mesurer les puissances et les phases des ondes porteuses des signaux radio-électriques reçus de satellites du Système de Positionnement Global sans connaissance des signaux codés qui, dans les émetteurs

de ces satellites,modulent les ondes porteuses.

La présente invention a pour autre objet un procédé et un système pour déterminer le vecteur sur ligne de base entre deux points en mesurant les phases des signaux radio-électriques reçus à chaque point sans mettre le signal reçu en un point en corrélation avec le signal reçu à un autre point, sans enregistrer le signal reçu à chaque point, et sans autrement répondre par un transpondeur à un signal d'un point à un autre ou des deux

points à un emplacement commun.

La présente invention a pour autre objet un procédé et un système pour déterminer la position par radio, sans nécessiter l'utilisation d'une antenne

directionnelle.

Le procédé de mesure d'un vecteur sur ligne de base entre deux points sur la terre par radio-interférométrie en utilisant des signaux radioélectriques diffusés par des satellites GPS selon les principes de la présente invention consiste à mesurer les phases des porteusesimplicitesdes signaux reçus des satellites à chaque extrémité de la ligne de base puis à traiter l'information de phase des deux emplacements ensemble pour déterminer le vecteur sur ligne de base Le système pour mesurer un vecteur sur

ligne de base entre deux points sur la terre par radio-

interférométrie en utilisant des signaux radio-électriques diffusés par des satellites GPS selon les principes de la présente invention comprend deux terminaux d'interféromètre, un terminal d'interféromètre étant adapté à être placé à chaque point, chaque terminal d'interféromètre comprenant une antenne, un séparateur de bande latérale supérieure et inférieure, un certain nombre de moyens de corrélation

et d'oscillateurs numériques et un calculateur terminal.

L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparaîtront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant un mode de réalisation de l'invention et dans lesquels: la figure 1 illustre un système pour déterminer un vecteur sur ligne de base par radiointerférométrie avec des satellites GPS selon les principes de l'invention; la figure 2 donne un schéma-bloc de l'un des terminaux d'interféromètre montrés sur la figure 1; la figure 3 donne un schémabloc d'un ensemble d'antenne montré sur la figure 2; la figure 4 donne un schéma-bloc de l'unité de réception montrée sur la figure 2; la figure 5 donne un schéma-bloc de l'unité électronique numérique montrée sur la figure 2; la figure 6 donne un schéma-bloc du'moyen de conditionnement de signaux montré sur la figure 5; la figure 7 donne un schéma-bloc de l'un des modules dans l'ensemble corrélateur montré sur la figure 5; la figure 8 donne un schéma-bloc de l'un des modules d'oscillateur numérique dans l'ensemble oscillateur numérique montré sur la figure 5; et la figure 9 donne un schéma-bloc du calculateur

terminal montré sur la figure 2.

La présente invention est dirigée vers une technique de mesure du vecteur sur ligne de base entre deux points, comme des marques de surveillance, sur la terre, par radio-interférométrie en utilisant les signaux radioélectriques à porteuse supprimée à double bande latérale transmis par des satellites en orbite sur la terre du Système de Positionnement Global NAVSTAR La technique consiste à mesurer les phases des ondes porteuses implicites dans les signaux reçus à chaque emplacement, puis à traiter l'information de phase obtenue aux deux

emplacements pour déterminer le vecteur sur ligne de base.

Un avantage de la technique réside dans le fait que l'on mesure les phases des porteuses sans référence à la connaissance des signaux codés qui sont utilisés dans les satellites pour moduler les porteuses Un autre avantage

réside dans le fait qu'elle ne nécessite pas une trans-

mission des signaux reçus, soit en temps réel ou par transport d'enregistrements, de deux emplacements vers un emplacement commun Un autre avantage provient du fait qu'elle ne nécessite pas l'utilisation de grandes antennes ou antennes très directionnelles Un autre avantage réside dans le fait que cette technique est relativement insensible aux erreurs provoquées par une dispersion et des réflexions des ondes radioélectriques se présentant près des antennes

de réception.

Bien que l'invention soit décrite ci-après plus particulièrement pour une utilisation avec des satellites GPS, on comprendra que certains aspects de celle-ci ne sont pas limités uniquement à l'utilisation avec de tels satellites et peuvent être utiles avec des signaux reçus

d'autres sources.

Comme on le sait, les satellites du Système de Positionnement Global NAVSTAR sont en orbite sur la terre à environ 20 000 kilomètres d'altitude et transmettent des signaux dans une bande de fréquences centrée à 1.575,42 M Hz, connue comme la bande "LI" et des signaux dans une bande secondaire centrée sur 1 227,60 M Hz connue comme la bande "L 2 " Les signaux sont modulés de façon que des bandes latérales supérieure et inférieure presque symétriques soient produites avec la porteuse totalement supprimée Pour chaque bande, le signal d'un satellite donné reçu en un emplacement donné peut être considéré, en fonction du temps, comme ayant la forme: s(t) = m(t) cos ( 2 f O t+ 0) + n(t) sin( 211 fot+ 0) o m(t) et n(t) sont des fonctions de modulation, chacune une fonction en valeur réelle du temps; f O est la fréquence porteuse nominale, égale à 1 575,42 M Hz pour Ll et 1 227,60 M Hz pour la bande L 2; et 0 est la phase de la porteuse reçue, en radians, qui est inconnue et à déterminer Chacune des fonctions de modulation, m(t) et n(t), est une fonction pseudo-statistique du temps, avec zéro moyen Les deux fonctions sont mutuellement orthogonales Chacune des fonctions utilisées pour la modulation de la porteuse de Ll pour tout satellite est également orthogonale à la fonction correspondante utilisée pour tout autre satellite, bien que pour un satellite donné la même fonction m(t) ou n(t), ou les deux, puisse

être utilisée pour moduler les deux porteuses de L 1 et L 2.

Les largeurs de bande des deux fonctions, m(t) et n(t), diffèrent d'un facteur d'exactement 10, avec m(t) ayant

la largeur de bande la plus étroite et n(t) la plus large.

Usuellement, à L 1, les deux composantes m(t) et n(t) sont présentes et à L 2 seule la composante n(t) est présente, la fonction m(t) étant établie à zéro ou "arrêtée" La densité du spectre de puissance de m(t), qui corespond au signal modulant que l'on connait dans la littérature de GPS

comme le code "d'effacement/acquisition", est proportion-

nelle à la fonction

2

sin 2 (iy F/1,023 M Hz) ("F/1,023 M Hz)2 o F représente la fréquence de modulation Cette fonction a une demi-largeur à un demi-maximum d'environ 450 k Hz En effet, la valeur de la fonction est à peu près de 0,5 pour F = + 450 k Hz, tandis que la valeur est l'unité pour F = O La densité du spectre de puissance n(t), qui correspond au signal modulant qui est connue dans la littérature de GPS comme"code précis" ou "code P", est proportionnelle à sin 2 (-r F/10,23 M Hz) (l YF/10,23 M Hz)2 Ainsi, la demi-largeur au demi-maximum de la densité du spectre de puissance de n(t) est d'environ

4,5 M Hz.

Pour le signal L 1, à 1 575,42 M Hz, la valeur moyenne au carré de n(t) est ordinairement égale à la moitié de celle de m(t), c'est-à-dire < N 2 (t) > = 0,5 < m 2 (t) > (Il est possible qu'un satellite GPS fonctionne dans des modes extraordinaires o le rapport des valeurs moyennes au carré ou rapport de puissance est différent de 0,5; en particulier, une valeur de zéro est possible), Ainsi, le rapport de la densité du spectre de puissance ue n(t) à celui de m(t) est habituellement égal à environ 0, 5 10 = 0,05 pour une valeur de F proche de zéro, donc si un filtre passebande adapté au spectre de m(t) est centré sur la fréquence porteuse de Ll environ 90 % de la puissance contenue à la sortie de ce filtre proviendra

de la composante du signal m(t) et moins de 10 % provien-

dront de la composante n(t) Pour la simplicité du

restant de cette description, on supposera par conséquent

que le signal Ll du GPS n'a pas de composante n(t) et a la formule plus simple: s(t) = m(t) cos( 21 (f O t+ 0) En général, la phase de la porteuse reçue 0, est une fonction variant lentement avec le temps, donc la fréquence de la porteuse réellement reçue est donnée par la somme algébrique: f = fo + ( 21 e)-1 (d 0/dt), o fo est la fréquence porteuse nominale et d 0/ldi 4 est

la dérivée, dans le temps, de 0 "Variant lenteme:-;-

signifie que la valeur de ( 2 Y) 11 (d 0/dt) est très le en comparaison à fo et à la largeur de bande de mngt La raison principale de la variation de 0 avec le temps est le déplacement Doppler, qui peut forcer f à différer de fo de plus ou moins une valeur pouvant atteindre

environ 4,5 k Hz.

Le signal reçu s(t) ne contient pas de composante spectrale distincte de puissance à la fréquence porteuse parce que la valeur moyenne de m(t) est zéro Ainsi la porteuse est totalement supprimée et la fonction de la densité spectrale de puissance du signal (t) de Ll est égale à la fonction de la densité du spectre de puissance de la modulation m(t), translatée de la bande de base à la fréquence porteuse reçue f Comme m(t) est une fonction du temps en valeur réelle, sa densité du spectre de puissance est une fonction symétrique régulière de la fréquence Ainsi, la densité du spectre de puissance de s(t) a une symétrie régulière par rapport à la fréquence porteuse f, et on peut dire que c'est un spectre à double bande latérale La partie de ce spectre de puissance correspondant aux fréquences supérieures à f est appelée bande latérale supérieure; la partie correspondant aux

fréquences inférieures est la bande latérale inférieure.

lLa légère asymétrie, au plus d'environ 3 parties sur 106, entre les bandes latérales supérieure et inférieure du

fait de "l'étirement" Doppler du signal n'est pas impor-

tante ici l.

Selon la présente invention, une antenne est

placée à chaque extrémité d'un vecteur sur ligne de base.

Les signaux reçus par chaque antenne sont séparés en

composantes sur bandes latérales supérieure et inférieure.

Ces composantes séparées sont filtrées, converties en une forme numérique à un bit puis multipliées ensemble Leur produit est analysé numériquement par corrélation avec les sorties en quadrature d'un oscillateur local pour déterminer la puissance, et la phase par rapport à cet oscillateur local, de l'onde porteuse qui est implicite dans le signal sur double bande latérale qui est reçu de chaque satellite Les différences de déplacement Doppler sont utilisées pour faire la distinction entre les porteuses de satellites différents Ainsi, les puissances et les phases des porteuses des signaux d'un certain nombre de satellites sont mesurées simultanément et les données numériques représentant les résultats de la mesure sont obtenues à chaque marque de surveillance Les mesures sont accomplies en temps réel à chaque marque sans référence aux signaux qui sont reçus en tout autre emplacement et sans connaissance des signaux codés qui modulent les

porteuses GPS Les données des mesures accomplies simulta-

nément mais indépendamment aux deux marques de surveillance, une par seconde pendant un temps d'une durée suffisante, comme environ 5 000 secondes, sont alors traitées ensemble pour déterminer le vecteur sur ligne de base qui s'étend d'une marque à l'autre Deux méthodes de traitement sont révélées Dans chaque méthode, une "fonction d'ambiguïtél' est calculée, qui est fonction de la donnée de la mesure

et une valeur d'essai b du vecteur sur ligne de base.

L'espace vectoriel de b est systématiquement recherché pour trouver la valeur unique de b qui porte la valeur calculée au maximum Cette valeur de b est considérée comme étant la détermination souhaitée du vecteur sur ligne de base inconnu b En se référant maintenant à la figure 1, elle illustre un système 11 pour déterminer un vecteur b sur ligne de base selon la présente invention Le vecteur be sur ligne de base, qui est également appelé ci-après quelquefois par le nom "ligne de base", est le vecteur de la position relative d'une marque de surveillance SM-1 par rapport à une autre marque SM-2 La ligne de base s'étend de la marque de surveillance SM-1 qui est à l'origine ou àune extrémité de la ligne de base, jusqu'à la marque de surveillance SM-2 qui est au terminus ou à l'autre extrémité de la ligne de base Le système 11 comprend deux terminaux intelligents d'interféromètre 13-1 et 13-2, un placé à chaque extrémité de la ligne de base, et un calculateur qui peut être incorporé, par sa structure et sa fonction, dans et faire partie de l'un des terminaux 13 ou peut être une unité séparée 15 comme

cela est représenté.

Le système nécessite, pour son fonctionnement

usuel, certaines données numériques de sources externes.

Il demande également certains moyens de transfert de don-

nées numérique entre le calculateur 15 et chaque terminal 13 avant et après ou (facultativement) pendant

l'accomplissement des mesures de la ligne de base.

Avant de commencer les mesures pour déterminer la ligne de base, la donnéed'une première mémoire 17 représentative des orbites d'un certain nombre de satellites GPS dont deux, identifiés par GPS-1 et GPS-2 sont représentés pour l'illustration, est introduite dans

le calculateur 15, en même temps qu'une donnée approxima-

tive représentative des emplacements des marques de surveillance ou repères topographiques SM-1 et SM-2 que l'on obtient d'une seconde mémoire de données 19 Cette

dernière donnée peut par exemple représenter les emplace-

ments des repères topographiques à une précision de quelques kilomètres A partir de ces données orbitales

du satellite et d'emplacement topographique, le calcula-

teur 15 produit, sous forme de tableau en fonction du temps, une prédiction du déplacement de la fréquence Doppler qu'aura le signal à 1 575,42 M Hz transmis par chaque satellite GPS à sa réception à chaque repère topographique Le calculateur 15 produit également une prédiction, sous forme de tableau, du niveau de puissance

du signal à recevoir de chaque satellite à chaque repère.

La puissance prédite est zéro si le satellite se trouve en dessous de l'horizon; et c'est une fonction de l'angle prédit d'élévation du satellite au-dessus de l'horizon, du fait de la dépendance angulaire du gain d'une antenne réceptrice (au repère) et usuellement, à une moindre étendue, de l'antenne émettrice (sur le satellite) Les tableaux des déplacements prédits de fréquence et des puissances, pour un temps contenant celui des mesures anticipées, pour tous les satellites GPS que l'on peut s'attendre à voir à chaque repère topographique, sont alors communiqués par tout moyen connu, comme par exemple par téléphone ou liaison radio-téléphonique et introduits dans la mémoire d'un plus petit calculateur contenu dans le terminal d'interféromètre particulier 13 qui sera placé

ou peut déjà avoir été placé à ce repère topographique.

Alternativement, les tableaux de prédiction de fréquence et de puissance peuvent être produits par le calculateur

à l'intérieur du terminal d'interféromètre.

Les prédictions de fréquence Doppler sont calculées selon des formules qui sont bien connues Les grandeurs des erreurs dans de telles prédictions sont de l'ordre de 1 Hz par kilomètre d'erreur de l'emplacement supposé du repère topographique L'erreur supplémentaire

de la prédiction de fréquence due à l'erreur dans l'extra-.

polation de l'orbite du satellite est normalement, de l'ordre de 1 Hz ou moins pour des prédictions faites au moins un jour à l'avance Des erreurs des prédictions de fréquence pouvant atteindre plusieurs Hertz sont tolérables dans le contexte de la présente invention Les prédictions de la puissance reçue ne doivent pas nécessairement être très précises; des erreurs de plusieurs décibels seraient tolérables, parce que ces prédictions ne sont pas utilisées dans un but très critique Elles servent principalement à permettre au calculateur du terminal sur place de vérifier si le signal souhaité, et non pas un certain signal parasite, est reçu En sacrifiant peut-être la fiabilité, les tableaux de prédiction de puissance pourraient être éliminés. Un terminal 13 d'interféromètre sur place, ayant été mis en place à un repère topographique, reçoit les signaux à 1 575,42 M Hz d'un certain nombre de satellites, jusqu'à sept mais en aucun cas moins de deux satellites, simultanément Pour une détermination précise de la ligne de base à obtenir, il est essentiel que les terminaux aux deux extrémités de la ligne de base observent concurremment

les satellites.

Des circuits électroniques (qui seront décrits ci-après) dans chaque terminal séparent les signaux reçus

en composantes sur bandes latérales supérieure et infé-

rieure et, en utilisant les prédictions du déplacement de fréquence Doppler, analysent ces composantes sur bandes latérales pour déterminer la puissance et la phase de l'onde porteuse implicite dans le signal reçu de chaque satellite La donnée de ces déterminations de puissance et de phase est stockée dans le terminal surplace et éventuellement ramenée au calculateur central 15 par tout moyen conventionnel. Les données des deux terminaux d'interféromètre 13-1 et 13-2 doivent être traitées ensemble pour obtenir

une détermination précise du vecteur sur ligne de base.

Il faut noter que des moyens pour une communica-

tion à longue distance ou un transfert de donnée ne sont

pas nécessaires pour le fonctionnement de ce système.

Les terminaux 13-1 et 13-2 peuvent être physiquement transportés au même emplacement que le calculateur 15, et là les tableaux de prédiction peuvent être transférés du calculateur 15 auxterminaux 13 Alors, les terminaux 13, contenant les tableaux dans leurs mémoires, peuvent être transportés aux repères topographiques SM-1 et SM-2 o sont observés les satellites Après l'accomplissement de ces observations, les terminaux 13 peuvent être retransportés à l'emplacement du calculateur 15 o la donnée de la phase de la porteuse peut être transférée des deux terminaux

au calculateur pour un traitement.

En se référant maintenant à la figure 2, elle illustre les composants majeurs d'un terminal 13, également appelé "terminal de champ ou sur place" Chaque terminal 13 a un ensemble d'antenne 21 qui est connecté à un ensemble

électronique 23 par un câble coaxial 25.

Chaque ensemble d'antenne 21 comprend une antenne 27 et un ensemble préamplificateur 29 L'antenne est placée sur le repère topographique SM, et elle peut être construite comme l'antenne qui est décrite dans la

demande de brevet US No 323 328 déposée le 20 N-oerenbre 1981.

Quel que soit le mode de construction, l'emplacement du centre de la phase de l'antenne 27 par rapport au repère topographique SM doit être connu avec précision L'antenne décrite dans cette demande de brevet est satisfaisante de ce point de vue; l'incertitude de l'emplacement de son

centre de phase étant de quelques millimètres au plus.

L'antenne 27 reçoit les signaux radio-électriques

à 1 575,42 M Hz qui sont transmis par des satellites GPS.

Les signaux reçus sont amplifiés par le pré-amplificateur 29 et appliqués par le câble coaxial 25, à une unité de de réception 31 contenue dans l'ensemble électronique 23, l'unité de réception 31 comprenant un séparateur 33 des bandes latérales, un circuit de puissance du récepteur 34

et un circuit oscillateur 35.

Dans le séparateur 33 des bandes latérales, la partie de bande latérale supérieure des signaux, comprenant la partie des signaux reçus de tous les satellites combinés qui occupe une plage des hautes fréquences s'étendant vers le haut à partir de 1 575,42 M Hz, est séparée de la partie de bande latérale inférieure qui correspond aux hautes fréquences en dessous de 1 575,42 M Hz Pour effectuer cette séparation, le séparateur 33 utilise un signal de référence à 1 575,42 M Hz qui est fourni par le circuit

oscillateur 35.

L'unité de réception 31 applique trois signaux,

sous forme analogique, à une unité électronique numérique 37.

Un signal analogique, désigné par u(t), représente la composante de bande latérale supérieure des signaux à haute fréquence reçus, transférée sur bande de base Le second signalanalogique, désigné par 1 (t), représente la composante sur bande latérale inférieure, également transférée sur bande de base Chacun de ces deux signaux

contient des contributions de tous les satellites visibles.

Le troisième signal appliqué à l'unité électronique numérique 37 est un signal sinusoïdal à une fréquence de ,115 M Hz qui est la sortie d'un oscillateur à cristal stable et autonome dans le circuit oscillateur 35 La sortie de ce même oscillateur est multipliée en fréquence

par un facteur entier fixe de 308 dans l'ensemble oscilla-

teur pour obtenir la fréquence de référence de 1 575,42 M Hz utilisée par le séparateur des bandes latérales La précision des fréquences produites par l'ensemble oscillateur 35 est typiquement de l'ordre d'une partie sur 109, bien qu'une précision d'une partie sur 1 i 8 soit

tolérable.

Dans l'unité électronique numérique 37, chacune des trois entrées analogiques est convertie en un signal numérique-logique Les signaux numériques sont traités sous le contrôle d'un calculateur 39 du terminal sur place ou de champ pour produire les données de puissance de la porteuse et de phase L'ensemble électronique numérique 37 est connecté au calculateur 39 par un bus bidirectionnel de données 41 Le calculateur 39 peut être un microcalculateur Digital Equipment Corporation (DEC) modèle LSI-11/2; le bus de données 41 dans ce cas peut

être le bus DEC "Q".

La donnée de la phase de la porteuse est stockée dans la mémoire du calculateur 39 jusqu'à ce que l'on souhaite communiquer cette donnée au calculateur central 15 pour un traitement Comme on l'a noté, le calculateur central 15 peut être éliminé et le traitement accompli dans l'un des calculateurs de terminal de champ 39 La

donnée de phase peut également être écrite par le calcula-

teur 39 sur un moyen de stockage de donnée comme une

cassette à bande magnétique ou un disque (non représenté).

Les données peuvent également être communiquées par connexion électrique directe, ou par un modem et une

connexion téléphonique ou par tout autre moyen standard.

En se référant maintenant à la figure 3, on peut y voir, en plus de détail, les composants de l'ensemble 21 de l'antenne L'ensemble 21 comprend une antenne 27 qui, comme on l'a mentionné, est construite de façon que son centre de phase puisse être placé avec précision par rapport au repère topographique Les signaux radio-électriques à 1 575,42 M Hz reçus par l'antenne 27 sont appliqués au circuit pré-amplificateur 29 qui a pour fonction d'élever suffisamment leur niveau de puissance pour surmonter l'atténuation du câble coaxial 25 qui relie l'ensemble 21 de l'antenne à l'unité de réception 31, et pour surmonter le bruit de fond produit dans l'amplificateur

d'entrée de l'unité de réception 31.

Dans le circuit pré-amplificateur 29, les signaux reçus de l'antenne 27 sont d'abord filtrés par un filtre passe-bande 43 d'une largeur de bande d'environ 50 M Hz centrée sur 1 575,42 M Hz Le filtre 43 a pour fonction d'empocher une surcharge de l'ensemble récepteur 31 par de forts signaux parasites pouvant être présents en dehors de la bande des signaux GPS La sortie du filtre 43 est appliquée à un limiteur passif à diode 45 qui sert à protéger un amplificateur 47 à faible bruit d'être brûlé par tout signal très fort tel que ceux pouvant être

rayonnés par des radars proches de forte puissance.

L'amplificateur à faible bruit 47 est un amplificateur standard à transistor à effet de champ (FET) à arseniure

de gallium, ayant un chiffre de bruit de l'ordre de 2 db.

Le courant continu pour l'amplificateur à faible bruit est appliqué par le câble coaxial 25 connecté à l'ensemble pré-amplificateur 29, de l'ensemble récepteur 31, par une self à haute fréquence 49 et un régulateur de tension 51 Un condensateur 53 couple la sortie à haute fréquence de l'amplificateur 47 au c Able 25 tout en

bloquant le courant continu de l'amplificateur.

En se référant à la figure 4, on peut y voir en

plus de détail les composants de l'unité 31 de réception.

L'unité 31 comprend un circuit d'alimentation en courant 34 du récepteur, un séparateur 63 de bandeslatéraleset un circuit oscillateur 35 Le circuit 34 produit du courant continu pour le fonctionnement de l'ensemble oscillateur 35, le séparateur 33 de bandeslatérale et, par le c Able

coaxial 25, l'amplificateur 47 à faible bruit dans l'en-

semble 21 de l'antenne Le circuit oscillateur 35 applique une fréquence de référence de 1 575,42 M Hz au séparateur 33 de bandes latérales et une fréquence de référence de 5,115 M Hz à l'ensemble électronique numérique 37 Le séparateur 33 sépare les signaux qui sont reçus dans une bande de hautes fréquences centrée sur 1 575,42 M Hz et s'étendant vers le haut et vers le bas à partir de cette fréquence, en composantes séparées des bandes latérales

supérieure et inférieure sur la bande de base.

Le circuit de courant du récepteur 34 contient des sources régulées 61 d'alimentation en courant continu et, de plus, une batterie d'accumulateurs 63 La batterie 63 permet à du courant d'être fourni sans interruption à l'oscillateur à quartz 65 dans le circuit oscillateur 35, à l'horloge en temps réel dans l'ensemble électronique numérique 37 et à la mémoire de données du calculateur terminal 39, malgré des interruptions de la source externe

de courant électrique du réseau pouvant se produire.

Ainsi, la stabilité de la fréquence de l'oscillateur peut être maintenue, l'ajustement de l'heure de l'horloge ne peut être perdu et les données stockées dans la mémoire

du calculateur ne peuvent être perdues.

L'oscillateur 65 dans le circuit 35 est un oscillateur à quartz, comme le modèle 1001 de Frequency and Time Systems (FTS) qui produit une fréquence de sortie de 5,115 M Hz à une partie pour 108 ou moins Le modèle 1001 de FTS a une stabilité de l'ordre de 1 partie pour 1010 par jour et une partie pour 1012 sur des intervalles de temps de 1 à 100 secondes, et il est par conséquent

plus qu'approprié dans le cas présent.

L'oscillateur 65 produit deux sorties identiques, l'une allant à l'unité électronique numérique 37 et l'autre allant à un synthétiseur 67 à 1 575, 42 M Hz dans

le circuit oscillateur 35.

Le synthétiseur 67 à 1 575,42 M Hz contient un oscillateur 69 à transistor réglé en tension (VCO) qui oscille à une fréquence de 393,855 M Hz, égale à 77 fois ,115 M Hz Cette phase de l'oscillateur est stabilisée par rapport à la phase de la référence à 5,115 M Hz par l'action d'une boucle verrouillée en phase composée de l'oscillateur 69, d'un coupleur 71, d'un diviseur 73, d'un détecteur d'erreur de phase- fréquence 75 et d'un filtre en boucle 77 Une partie de la puissance de sortie de l'oscillateur 69 est couplée par le coupleur 71 à l'entrée du diviseur de fréquence 73 qui se compose de circuits intégrés standards logiques à couplage par l'émetteur (ECL) qui divisent par 11 puis par 7 La sortie du diviseur 73 est l'entrée "variable" et la sortie à ,115 M Hz de l'oscillateur 65 est l'entrée de "référence" au détecteur 75 de phase- fréquence à circuit intégré standard logique à couplage par l'émetteur comme du type Motorola numéro MC 12040 La sortie du détecteur 75 est filtrée dans le filtre en boucle 77 passe-bas pour obtenir la tension de commande qui est appliquée à l'oscillateur 69 La sortie de l'oscillateur 69 est quadruplée en fréquence par une succession de deux doubleurs standards et équilibrés à diodes 79 et amplifiée par un amplificateur 81 pour obtenir la fréquence de sortie à 1 575,42 M Hz qui attaque le séparateur 33 des bandes latérales. Les signaux dans une bande centrée sur 1 575,42 M Hz, reçus de l'ensemble 21 de l'antenne par le câble coaxial 25 à l'entrée 83 du séparateur 59 sont couplés par un condensateur 85 de blocage de courant continu à travers un filtre passe- bande 87 et amplifiés par un amplificateur d'entrée 89 Le courant continu pour le pré-amplificateur 29 (dans l'ensemble de l'antenne) est appliqué au c Able coaxial 25 par une self haute fréquence 91 de l'ensemble

de courant 55 du récepteur.

Le diviseur de courant à haute fréquence ou "hybride" 93, l'hybride 95 en quadrature de l'oscillateur local à 1 575,42 M Hz, les deux mélangeurs doublement équilibrés 97 et 99 et l'hybride 101 en quadrature à fréquence vidéo sur large bande dans le séparateur 59 forment un convertisseur ou "démodulateur" haute-fréquence

-bande de base à simple bande latérale, du type conven-

tionnel "en phase" Un tel démodulateur a été décrit, par exemple, dans un article dans Proceedings of the IEEE,

volume 59 ( 1971), pages 1617-1818, par Alan E E Rogers.

Son fonctionnement peut être décrit ici comme suit.

On suppose que f désigne la fréquence du signal de référence fourni au séparateur 33 de bandes latérales par le circuit oscillateur 35 Normalement, fo est égale à 1 575,42 M Hz, ce qui est égal à la fréquence porteuse nominale des transmissions "L 1 " du satellite GPS avant déplacement Doppler (premier ordre) Alors, les sorties 102 et 103 de l'hybride en quadrature 95 peuvent être écrites sous la forme de sin 21 Trfot et cos 2 Yfot, respectivement Ces sorties, qui sont en quadrature de phase, sont les entrées "d'oscillateur local" aux mélangeurs 97 et 99, respectivement Les entrées à haute fréquence vers les deux mélangeurs sont identiques Les sorties sur bande de base des mélangeurs sont en conséquence

identiques à l'exception d'un déphasage de %Y/2 radians.

("Bende de base" indique la plage des fréquences, plus près de zéro que de fo, qui correspond à la différence entre la fréquence d'entrée et fo) Le sens de ce déphasage, avance ou retard, dépend de la fréquence du signal d'entrée, au-dessus ou en dessous de fo Ainsi, il est possible de choisir soit des entrées sur la bande latérale supérieure (fréquence d'entrée supérieure) ou sur la bande latérale inférieure et de rejeter la bande latérale opposée en déphasant la sortie d'un mélangeur de I 1/2 radians supplémentaires, puis soit en ajoutant ou en soustrayant (selon la bande latérale qui est

souhaitée) les sorties des deux mélangeurs.

L'hybride en quadrature 101, qui a deux entrées 109 et 111 et deux sorties 105 et 107 accomplit ce déphasage de -1 f/2 et l'addition/soustraction La sortie supérieure 105 de l'hybride 101 est donnée par la somme arithmétique de l'entrée supérieure 109 plus l'entrée inférieure 111,les deux entrées ayant été retardées en phase d'une quantité qui dépend de la fréquence, mais le déphasage de l'entrée inférieure est plus important que celui de l'entrée supérieure d'une constante de "/2 radians, indépendante de la fréquence La sortie inférieure 107 est donnée par la différence arithmétique des deux mêmes entrées de phase différente 109 et 111, la différence

étant prise dans le sens: supérieure moins inférieure.

La différence spécifiée de phase de Âr/2 radians (un quart de cycle) est maintenue avec précision pour toutes les fréquences entre f HP et au moins f Lp, o f Hp 10 k Hz est bien plus faible que fp 450 k Hz et f Lp est à peu près égale à une largeur de bande d'un cÈté de la modulation m(t) "C/A" de GPS, comme on l'a précédemment indiqué La conception d'un hybride en quadrature ayant ces propriétés est donnée dans l'article cité de Rogers. Les sorties de l'hybride en quadrature 101 sont alors amplifiées séparément par des amplificateurs vidéo

identiques 113 et 115, et filtrées par des filtres passe-

haut 117 et 119 et passe-bas 121 et 123 Les filtres 117 et 119 sont des filtres passe-haut identiques avec une coupure à basse fréquence à f H Les filtres passe-haut 117 et 119 ont pour but d'éliminer les composantes en courant continu et toute composante spectrale à basse fréquence aux sorties desmélangeurs à des fréquences semblables ou plus faibles que la grandeur maximum possible du déplacement Doppler qu'un signal de satellite GPS peut avoir.

Il est souhaitable de rejeter toutes ces compo-

santes parce qu'autrement elles pourraient interférer avec la détermination subséquente, dans l'ensemble électronique numérique et le calculateur du terminal sur place, de la

phase de la porteuse reçue et déplacée par effet Doppler.

De tels signaux interférant éventuellement peuvent contenir un bruit de "tremblotement" à basse fréquence produit dans les mélangeurs eux-mêmes, ou bien peuvent résulter d'une combinaison d'un déséquilibre des mélangeurs et de fluctuationsde phase et d'amplitude à basse fréquence (non souhaitées) du signal de référence à 1 575,42 M Hz ou du gain de tout amplificateur de signaux à haute fréquence précédant les mélangeurs Une autre source possible d'interférence à basse fréquence est le "bourdonnement" ou l'oscillation sur les tensions ou courants à la sortie de la source d'alimentation Une source pourrait être un signal d'onde continue interférant

proche, en fréquence, de fo 0.

Les filtres passe-bas 121 et 123 sont des filtres passe-bas identiques ayant une largeur de bande égale à f Lp Y égale à une largeur de bande d'un côté de m(t) La réponse

de chaque filtre, en fonction de la fréquence, est déter-

minée pour correspondre à la densité du spectre de puissance de m(t) Ces filtres ont pour but de supprimer le bruit et l'interférence en dehors de la largeur de bande de m(t). Il faut noter que le signal m(t) de modulation de "code P" de GPS à grande largeur de bande constituerait ici normalement une source d'interférence La plus grande partie, environ 80 % de la puissance provenant de m(t) est supprimée par ces filtres passe-bas Ce degré de rejet ou de suppression est suffisant pour garantir que

l'interférence du "code P" aura un effet négligeable.

On peut cependant noter que si la modulation m(t) à faible bande était arrêtée dans les satellites GPS, alors la modulation n(t) sur large bande ne représenterait plus un signal gênant et interférant; elle deviendrait le signal souhaité On peut tenir compte d'un tel changement de la structure du signal GPS en augmentant les largeurs de bande des filtres passe-bas 35 d'un facteur de 10,

pour les faire correspondre au nouveau "signal".

La sortie, u(t), du filtre passe-bas 121 représente la composante de bande latérale supérieure filtrée et convertie, vers le bas, du signal d'origine s(t); et la sortie 1 (t) du filtre passe-bas 123 représente la bande latérale inférieure Il faut noter que le spectre de u(t) est décalé vers le haut en fréquence et le spectre de 1 (t) est décalé vers le bas en fréiiencce, par rapport au spectre de la modulation d'origine m(t) d'irae quantité égale à (f-f), la différence entre la fr 6 que-ce porteuse réelle reçu f et la fréquence d'oscillateur local fo f Si le déplacement Doppler de la porteuse, (f-f 0), est négatif alors le spectre de u(t) est décalé vers le bas et celui de 1 (t), vers le haut l La grandeur de ce déplacement est supposée être plus petite que f HP et bien plus petite que f Lp' Cette supposition peut être satisfaite si le déplacement de fréquence provient principalement du déplacement Doppler, qui ne peut jamais dépasser 5 k Hz en grandeur, à condition que

la valeur de f HP soit établie à peu près égale à 10 k Hz.

Tout décalage de la fréquence de l'oscillateur à quartz de référence 65 par rapport à la fréquence souhaitée de 5,115 M Hz, provoquera un déplacement ou glissement ( 308 fois supérieur) des spectres de u(t) et 1 (t), également Normalement cependant, un tel glissement sera beaucoup plus petit que f Bl 1 En plus du glissement ou déplacement de fréquence des sorties des bandes latérales supérieure et inférieure u(t) et 1 (t), il y a un déphasage de dispersion, qui dépend de la fréquence, à chaque sortie du fait de l'hybride en quadrature 101 Cependant, pour la conception particulière de l'hybride en quadrature de Rogers (op cit), ce déphasage est trop petit pour être important De même, les déphasages supplémentaires introduits par le filtre passe-bande 87 et les filtres passe-haut et passe-bas 117, 11 X 9, 121 et 123 sont insignifiants si l'on emploie des conceptions de filtre standard Chacun de ces effets a également tendance à s'annuler lorsque la différence entre les terminaux est prise dans le traitement subséquent de données L'annulation n'est pas exacte parce que deux filtres ne sont jamais exactement les mêmes; de même, les

déplacements Doppler en des sites différents sont diffé-

rents en tout moment donné Cependant, les effets résiduels sont négligeables, comme cela a été montré par un calcul

direct et confirmé par l'expérience réelle.

* En se référant maintenant à la figure 5, on peut

y voir un schéma-bloc de l'unité électronique numérique 57.

L'unité électronique numérique 37 comprend un moyen de conditionnement de signaux 125, un ensemble de corrélation 127 comprenant un groupe de sept corrélateurs identiques, un ensemblec scillateur numérique 129 comprenant un groupe correspondant de sept oscillateurs numériques identiques

et une horloge en temps réel 131, avec l'ensemble corré-

lateur 121, l'ensemble oscillateur numérique 129 et l'horloge en temps réel 131 qui sont connectés par un bus de données 133 les uns aux autres et au calculateur 39 du terminal La première fonction du conditionneur de signaux 125 est de convertir le signal analogique sur bande latérale supérieure u(t), le signal analogique sur bande latérale inférieure 1 (t) et le signal sinusoïdal analogique à 5,115 M Hz en un signal "numérique" de valeur binaire ou "logique", adapté à un traitement par des circuits conventionnels logiques transistor-transistor

(TTL).

Le moyen de conditionnement de signaux 125 ne produit que deux sorties L'une est une forme d'onde périodique, carrée, à niveau logique TTL de valeur binaire, à une fréquence de 10,23 M Hz qui est produite par doublage de la fréquence de l'entrée à 5,115 M Hz Cette sortie à 10,23 M Hz sert de signal "d'horloge" pour régler la cadence de tous les circuits numériques subséquents Ce signal d'horloge est divisé par 1023 (= 3 x 11 x 31) dans l'horloge en temps réel 131 pour obtenir un battement pour 100 microsecondes; d'autres divisions par des facteurs successifs de 10 donnent alors une représentation décimale complète du temps en secondes, le chiffre le

moins important représentant des unités de 10-4 secondes.

Le temps est toujours lisible sous cette forme par le

bus de données 133 Les opérations de l'ensemble corré-

lateur 127, de l'ensemble oscillateur numérique 129 et du calculateur 39 sont toutes réglées par l'horloge 131

en temps réel au moyen du bus de données 133.

La seconde sortie"numérique" du moyen de condi-

tionnement de signaux 125 est dérivée des entrées analo-

giques u(t) et 1 (t) et c'est une forme d'onde non périodique de valeur binaireàun niveau logique TTL Cette sortie est produite par une porte logique NON-OU exclusif TTL qui a deux entrées: une entrée représente le signe de l'entrée u(t) et l'autre, le signe de 1 (t) Ainsi, la sortie de la porte est "Vraie" (T ou 1 binaire) si et seulement si les signaux analogiques u(t) et 1 (t) ont

le même signe.

La figure 6 donne un schéma-bloc du conditionneur de signaux 125 Le signal analogique u(t) est appliqué à un comparateur 135 dont la sortie est un niveau logique TTL, Vrai lorsque u(t) est positive et Faux lorsque u(t) est négative Ce signal logique TTL est appliqué comme une entrée d'une porte NON-OU exclusif TTL 137 Le signal analogique 1 (t) est appliqué de même à un comparateur 139 dont la sortie est appliquée à l'autre entrée de la porte NON-OU exclusif 137 Le signal sinusoïdal à 5, 115 M Hz obtenu à l'oscillateur à quartz 65 est appliqué à un circuit doubleur de fréquence analogique conventionnel 141 dont la sortie est appliquée à un troisième comparateur 143

pour produire une sortie au niveau TTL en créneau à 10,23 M Hz.

La sortie à 10,23 M Hz est également utilisée comme entrée "d'horloge" d'une bascule ou flip-flop 145 qui échantillonne et maintient la sortie dela porte 137 Ainsi, la sortie de la bascule 145 est la fonction NON-OU exclusif des signes de u(t) et 1 (t), échantillonnés à une fréquence uniforme de ,23 x 106 fois par seconde, et qui est maintenue pendant les temps d'échantillonnage On sait bien, dans la technique de radiointerférométrie, comme cela est décrit par exemple par J M Moran dans un article paru dans Methods of Experimental Physics, volume 12, partie C, pages 228-260, que la fonction de valeur binaire du temps UOL a une transformation de Fourier ou "spectre" qui est

une bonne approximation, aussi bien en phase qu'en ampli-

tude relativedu spectre de Fourier du produit analogique u(t)l(t) La précision de l'approximation dépend des signaux analogiques qui sont statistiques et de caractère gaussien De même, le coefficient de corrélation entre

les deux entrées doit être bien plus petit que 1 en grandeur.

(En réalité, le bruit "fait trembler" les non linéarités des comparateurs La porte NON-OU exclusif 137 peut être considérée comme un multiplicateur, dont chacune des entrées a des valeurs de + 1 et -1) Ces conditions sont bien satisfaites dans le présent système Ainsi, dans ce qui suit, le niveau logique de la bascule 145 est

considéré comme représentant simplement le produit u(t)l(t).

Le "produit" UOL du conditionneur de signaux 125 est appliqué en parallèle à chacun des sept corrélateurs

identiques dans l'ensemble corrélateur 127.

Avant de décrire la construction de l'ensemble 127,

on expliquera rapidement ses principes de fonctionnement.

Dans chaque corrélateur, le produit u(t)l(t) est mis en corrélation avec des approximations binaires de fonctions sinusoïdale et cosinusoldale du temps qui sont produites par un oscillateur numérique correspondant parmi les sept oscillateurs La fréquence de l'oscillateur est contrôlée par le calculateur 39 selon le temps indiqué par l'horloge en temps réel 131 En tout moment donné, la fréquence de l'oscillateur est établie égale au double du déplacement à la fréquence Doppler prévu de l'onde

porteuse à 1 575,42 M Hz transmise par un des satellites.

Un oscillateur et un moyen de corrélation ou corrélateur sont associés à chacun des satellites en vue, jusqu'à un maximum de sept satellites (En principe, s'il y a toujours plus de sept satellites en vue, on peut utiliser, dans le

système, plus d'oscillateurs numériques et de corrélateurs.

Dans la pratique, sept sont suffisants) Si le déplacement Doppler prévu est suffisamment proche du déplacement Doppler réel, alors les sorties du corrélateur mesurent avec précision la puissance et la phase du signal du satellite particulier pour lequel la prédiction a été faite, et ne peuvent être affectées de façon importante par la présence de signaux d'autres satellites qui ont des

déplacements Doppler différents.

En termes mathématiques, le fonctionnement de lamui des oscillateurs numériques et de son corrélateur associé peut être décrit comme suit: en fonction du temps, t, indiqué par l'horloge en temps réel 131, le déplacement de fréquence Doppler prévu de la porteuse du satellite est donné par fp(t) On interpole la valeur de fp (t) à partir du tableau des valeurs précalculées qui a été stocké au préalable dans la mémoire du calculateur du terminal sur place L'oscillateur numérique produit deux fonctions du temps cos L 20 (t) l et sin ú 20 p(t) 3, en quadrature de phase, o O p(t) représente une phase prédite qui est fonction du temps La fonction O (t) est initialement p égale à zéro au temps t O o l'oscillateur numérique commence à osciller et en tout temps subséquent, la valeur de O p(t) est donnée par l'intégrale p Op(t) = 2 N X fp(t')dt'

O

o fp(t') représente la valeur instantanée de fp en un temps intermédiaire t' Le facteur de 2 rf est nécessaire si, comme cela est habituel, la fréquence fp P est mesurée en unités de cycle par unité de temps et que la phase O p est supposée être mesurée en unité de radians

plutôt que cycles.

Le corrélateur, fonctionnant entre les temps to et t 1, forme des quantités a et b à partir de ses entrées lu(t)l(t)), cos L 20 p(t)l et sin ú 20 p(t)l, selon les formules t 1 a = Jlu(t)l(t) cos 120 p(t) dt to et t b = | 'u(t)l(t) sin 20 p(t) dt t O p L'intervalle du temps d'intégration, t 1-to, est égal à une seconde, et les intégrations indiquées sont accomplies chaque seconde A chaque battement d'une seconde par rapport à l'horloge en temps réel, les valeurs des intégrales sont "échantillonnées" dans des registres de

stockage, les intégrations sont remises à zéro, l'oscilla-

teur numérique est remis en marche et une nouvelle période d'intégration commence Ainsi, à la fin de chaque seconde de temps, le corrélateur délivre des sorties a et b qui représentent les moyennes, dans le temps, sur l'intervalle précédent d'une seconde, du produit u(t)l(t) cos l 20 p(t)J

et du produit u(t)l(t) sin ú 20 p(t)J, respectivement.

Ces sorties représentent les corrélations du produit

u(t)l(t) avec les fonctions cosinusoldale et sinusoïdale.

Pendant l'intervalle de 1 seconde, la fréquence de l'oscillateur fp(t) est remise au point toutes les 0,1 seconde par le calculateur, guidé par les "tic-tac"

ou battements de 0,1 secondedelhorloge en temps réel.

Cette remise au point est nécessaire parce que le déplace-

ment Doppler du satellite change, du fait du mouvement du satellite par rapport au terminal sur place au sol, et la projection changeante de la vitesse relative le long de la ligne de vue, à une allure qui peut être une fraction

sensible de 1 Hz par seconde.

Les sorties du corrélateur a et b peuvent être combinées pour obtenir des estimations de la puissance et de la phase de la porteuse du signal du satellite

particulier pour lequel la prédiction fp(t) a été faite.

On définit un nombre complexe c dont la partie réelle est égale à a et dont la partie imaginaire est

égale à b.

En effet c = a + jb

o j est la racine carrée de moins un.

Alors c C < m 2 > <exp l 2 j( 0-0 p)l > o C est un facteur d'échelle constant positif, réel; < m 2 > est la moyenne, dans le temps, sur l'intervalle d'intégration de to à t 1, du carré de la fonction de modulation de GPS m(t); et < exp l 2 j( 0-0 p)l > est la moyenne, dans le temps, sur le même intervalle, de la

fonction exponentielle complexe exp l 2 j( 0-0 p)l A condi-

tion que la différence, ( 0-0 p), entre la phase du signal de la porteuse GPS reçu, O = O (t) et la prédiction correspondante, O p= O p(t) ne varie pas d'une fraction sensible d'un cycle pendant le temps d'intégration, alors la grandeur de c est à peu près proportionnelle à la puissance moyenne reçue: i 2 21/2 2 ICI (a + b) /= C <m >; et l'angle de c est à peu près égal au double de la différence de phase moyenne, ( 0-0 p): /c tan-1 (b/a) 2 C (ó-óp) > p Il faut noter qu'à partir de b et a, l'angle

de c est déterminé de façon unique, en modulo 2 fr radians.

Ainsi, la différence ( 0-0 p) est déterminée en modulo radians. Afin que la puissance du signal reçu et la phase de la porteuse (modulo 11) soient déterminées avec précision à partir de a et b selon ces formules, deux conditions doivent être satisfaites: d'abord, comme on l'a mentionné, la phase réelle, O (t), doit différer de la phase prédite, O p(t) d'une quantité qui change de bien moins qu'un cycle pendant le temps d'intégration d'une seconde; deuxièmement, le rapport du signal à la sortie du corrélateur au bruit, donné par 1/2 SN Rc = ( 2/i T)(i V/4) (Beff Tint) F

1/2

= ( 1/2)(Beff Tint) F, doit être bien supérieur à un, Beff étant la largeur de bande effective des signaux u(t) et l(t), égale à environ 5 x 105 Hz; Tint est le temps d'intégration, égal à 1 seconde, et F est la fraction de la puissance présente dans u(t) et l(t) qui provient du signal m(t) de GPS, etron pas du bruit Le facteur de ( 2/Ti) permet de tenir compte de la perte de corrélation entre u(t) et l(t) qui est provoquée par la conversion analogique-numérique de ces signaux par les comparateurs dans le moyen de conditionnement de signaux Le facteur de(r T/4) tient

compte de la perte associée à l'utilisation des approxima-

tions en créneau pour les fonctions sinusoïdale et cosinusoîdale dans le corrélateur La racine carrée du produit B ff Tint est égale à environ 700 Par conséquent, on a la relation:

SNRC 350 * F

La fraction, F, de la puissance de chaque bande latérale provenant du satellite GPS dépend du gain de l'antenne réceptrice et du chiffre de bruit du système

récepteur Pour les antennes "MITES" et le système récep-

teur décrit ci-dessus et pour un angle d'élévation du satellite supérieur à 200, on sait, par l'expérience, que F dépasse environ 0,03 Par conséquent, SN Rc 10, ce qui est suffisant pour des mesures précises de la puissance et de la phase L'écart standard du bruit dans chaque partie, réelle et imaginaire de la quantité complexe c est donné par dc cl 'SNR La première condition mentionnée pour la précision

dans les mesures de la puissance et de la phase, c'est-à-

dire que ( 0-0 p) ne varie pas d'une fraction sensible d'un cycle pendant le temps d'intégration d'une seconde, est équivalente à la condition selon laquelle la différence entre la fréquence porteuse réelle reçue, f, et la fréquence de référence locale f O, ne diffère pas de la fréquence prédite (oscillateur numérique), ? p, d'une fraction sensible de 1 Hz Cette condition est satisfai-e dans le présent système en appliquant un réglage par contre-réaction à la fréquence de l'oscillateur numérique, pour maintenir cette fréquence proche de la fréquence de la porteuse réelle reçue Ce réglage est exercé au moyen d'un simple programme exécuté par le calculateur 39 On

donnera ci-après une description de ce programme.

Le nombre complexe c formé des sorties a et b du corrélateur à la fin du kème intervalle d'intégration de 1 seconde est désigné par c(tk), o tk représente le temps au milieu de cet intervalle A la fréquence de l'oscillateur numérique pour le (k+ 1)ème intervalle, on ajoute une polarisation de correction de K L lc(tk)c*(tk_ 1)l /2 t Hertz o K est une constante réelle positive inférieure à 1, /E) désigne l'angle de la quantité complexe renfermée par les crochets l 3; et c (tk-1) est le complexe conjugué du nombre complexe c de l'avant-dernier

intervalle ou (k-i)ème intervalle.

Le principe de fonctionnement de ce programme peut être comprispar l'exemple qui suit: si la prédiction de fréquence est, disons, trop faible de 0,1 Hz, alors l'angle de c avancera de 0,1 cycle en 1 seconde, et la quantité complexe c(tk)c *(tk) aura un angle de

(+ 0,1) x ( 2 ô) radians (plus un certain bruit insignifiant).

L'addition de la polarisation, qui est positive dans ce cas, réduira la grandeur de l'erreur négative dans la prédiction

de fréquence de ( 0,1 Hz) à ( 1-K) x ( 0,1 Hz).

La valeur de K doit être plus grande que zéro ou bien il n'y aura aucune réduction de l'erreur de prédiction de fréquence de la contre-réaction La valeur doit être inférieure à 1 ou bien la contre-réaction aura pour résultat une oscillation instable de l'erreur, du fait du retard d'application de la correction La valeur exacte n'est pas critique, et la valeur optimale peut être déterminée par l'expérience On utilise, dans le présent système, une valeur nominale de 0,5 Un autre effet important de cette contre-réaction de fréquence est que la fréquence de l'oscillateur numérique sera "tirée" vers la fréquence porteuse réelle reçue à partir d'une fréquence initiale qui peut atteindre plusieurs hertz au-dessus ou en dessous Ce phénomène de "traction"

ou entrainement est bien connu dans les boucles de contre-

réaction suivant la phase de la fréquence, comme cela est décrit par exemple dans le livre intitulé "Phaselock Techniques", de Floyd M Gardner, publié par John Wiley

& Sons, Inc, New York, 1966.

L'importance du phénomène "d'entraînement" pour le présent système est qu'une connaissance a priori de la position du repère topographique ne doit pas nécessairement

avoir moins de quelques kilomètres d'incertitude.

Un effet secondaire éventuellement néfaste du phénomène "d'entratnement" dans le présent système est que 1 'oscillateur numérique qui est supposé suivre un satellite particulier peut au contraire être amené à la fréquence d'un satellite différent si cette dernière fréquence est proche de la première, et si ce dernier signal est fort en comparaison au premier Pour limiter les dégâts qui pourraient résulter de tels faits, le programme du calculateur du terminal sur place contient une possibilité limitant la grandeur de la polarisation accumulée qui peut être ajoutée à une prédiction de fréquence a priori, à environ 10 Hz Comme la différence entre les fréquences de deux satellites change, typiquement, d'environ 1 Hz par seconde, il s'ensuit qu'il ne peut y avoir qu'environ secondes des données de mesure, ou moins d'environ 1 % des données totales obtenues sur place, invalidées en suivant un mauvais satellite L'expérience indique que ce

pourcentage est insignifiant.

En se référant maintenant à la figure 7, on peut y voir un schéma-bloc d'un module 149 de corrélateurl'un des sept modules identiques de l'ensemble 127 Les sept modules ont la même entrée UOL, qui est la sortie UQL du moyen de conditionnement 125 Chaque module 149 reçoit également une entrée "cosinus" et une entrée "sinus" de

l'un des sept modules correspondants d'oscillateur numérique.

L'entrée UOL et l'entrée cosinus passent à une porte NON-OU exclusif 151 dont la sortie est l'entrée d'un compteur numérique 153 "synchronisé" L'entrée UOL et l'entrée sinusoïdale passent à une autre porte NON-OU exclusif 155

dont la sortie forme l'entrée d'un autre compteur 157.

Une fois par seconde, les contenus des registres 153, 157 sont introduits dans des mémoires tampons respectives de sortie 159, 161 par une impulsion de l'horloge 131 en temps réel dans l'ensemble électronique numérique 37,et les compteurs sont alors remis à zéro A une fréquence de 10,23 M Hz, réglée par le signal "d'horloge" du moyen de conditionnement de signaux 125, chaque compteur 153, 157 augmente de un si et seulement si son entrée, de sa porte NON-OU exclusif associée 151, 155 est "Vraie" Ainsi, à la fin de chaque intervalle d'une seconde, les contenus des mémoires tampons de sortie 159, 161 indiquent le nombre de fois, entre zéro et 10 230 000 o les entrées UéL et

cosinus/sinus ont correspondu pendant la seconde précédente.

Les contenus des tampons de sortie 151, 155 de chaque compteur sont connectés au bus de données 133 par o le calculateur 39 lit les contenus à chaque seconde Chaque compteur/bascule peut être formé d'un seul circuit intégré comme le dispositif à 32 bits, modèle NO L 57060, produit par LSI Systems, Inc. La quantité a, définie précédemment par la corrélation entre lu(t)l(t)3 et cos l 20 p(t)l, est obtenue au calculateur 39 en soustrayant 5 115 000 de la sortie du

compteur "cosinus" et en divisant le résultat par 5 115 000.

La quantité b est obtenue de même en soustrayant 5.115 000 de la sortie du compteur "sinus" et en divisant le résultat par 5 115 000 (Ainsi, la grandeur unitaire de a ou b représente une corrélation parfaite entre tu(t)l(t)T et la fonction cosinusoldale ou sinusoïdale, respectivement Avant que ces résultats ne soient stockés dans la mémoire du calculateur 39, chaque nombre peut être tronqué pour n'avoir que 4 bits afin de préserver

l'espace dans la mémoire).

En se référant maintenant à la figure 8, elle montre un schéma-bloc de l'un des sept modules identiques 163 d'oscillateur numérique dans l'ensemble 129, chaque module 163 fournissant une entrée "cosinus" et une entrée "sinus" à un module 149 de corrélation Chaque oscillateur numérique 163 comprend un registre de phase binaire 167 et un registre de fréquence binaire 169; un additionneur binaire 171; une porte NON-OU exclusif 173; un inverseur 175

et un diviseur de fréquence 177.

Le registre de phase 167 et le registre de fréquence 169 ont chacun 32 bits, et l'additionneur 171 est un additionneur à 32 bits Le nombre binaire contenu dans le registre de phase 167 en tout moment représente la phase de la sortie de l'oscillateur, le bit le plus important représentant une alternance, le bit le plus important suivant représentant un quart de cycle et ainsi de suite Le nombre binaire contenu dans le registre de

fréquence 169 représente de même la fréquence de l'oscilla-

teur, le bit le plus important dans ce cas ayant une valeur de 155 000 Hz, ce qui est égal à 1/66 cycle par période

du signal "d'horloge" à 10,23 M Hz du moyen de conditionne-

ment de signaux 125 L'additionneur 171 additionne les nombres contenus dans le registre de fréquence 169 et le registre de phase 167 La somme est introduite dans le registre de phase 167, pour remplacer le contenu précédent, une fois par cycle de la sortie du diviseur 177 qui divise

le signal "d'horloge" à 10,23 M Hz par un facteur fixe de 33.

Le registre de phase 167 est ainsi remis au point à une

fréquence qui est exactement de 310 000 fois par seconde.

La quantité dont la phase avance à chaque remise au point est donnée par le contenu du registre 169 Le registre 169, comme on l'a mentionné, est remis au point 10 fois par seconde au moyen du bus 133 de données, par le calculateur 39 (les fréquences négatives ainsi que positives sont représentées par le contenu du registre de fréquence, en

utilisant la méthode conventionnelle du complément à dense.

Selon cette convention, le négatif d'un nombre binaire est formé en prenant le complément de chaque bit puis en ajoutant un Le plus grand nombre positif est en conséquence représenté par son bit le plus important qui est zéro, tous les autres bits étant des uns Le bit le plus important étant

un un implique que le nombre est négatif).

La sortie sinusoïdale de l'oscillateur numérique 163 est obtenue de l'inverseur 175 qui inverse le bit le plus important du registre de phase 167 La sortie sinusoïdale a une valeur de un quand la phase est comprise entre zéro et plus un demi-cycle, et une valeur de zéro quand la phase est comprise entre un demi-cycle et un cycle (ce qui est la même chose que la phase entre moins un demi-cycle et zéro cycle) La sortie cosinusoldale de l'oscillateur numérique 163 est prise à la porte NON-OU exclusif 173 dont les entrées sont le bit le plus important et le bit le plus important suivant du registre de phase La sortie sinusoïdale a une valeur de un si et seulement

si la phase est à plus ou moins un quart de cycle de zéro.

En se référant maintenant à la figure 9, on peut y voir un schéma-bloc du calculateur 39 Le calculateur comprend une unité centrale de traitement (CPU) 181, une mémoire de programme 183, une mémoire de données 185, un point d'accès bidirectionnel externe de donnée 187 qui est connecté à un terminal d'opérateur 189, et un point d'accès bidirectionnel externe de donnée 191 qui est connecté à un modulateur-démodulateur (modem) 193 qui, à son tour, est connecté à une ligne de téléphone, un radio-téléphone ou toute autre liaison de communication 195 Les parties du calculateur 39 sont interconnectées au moyen d'un bus

de données 197 qui sert également à connecter le calcula-

teur 39 à d'autres parties du terminal sur place (voir

figure 5).

L'unité centrale de traitement 181 peut être le modèle LSI-11/2 (pièce numéro KD 11-GC) de Digital Equipment Corporation (DEC); la mémoire de programme 183 peut être une mémoire morte programmable à 32 K octets comme la pièce numéro MRV 11-C de DEC; la mémoire de données 185 peut être une mémoire vive à accès aléatoire à 32 K octets comme la pièce numéro MXV 11-AC de DEC; les deux points d'accès birirectionnel externes ( 187 et 191) peuvent être les accès à donnéesen série RS-232 qui sont incorporés dans le MXV 11-AC Le terminal de l'opérateur 189 peut être le modèle VT-100 DEC ou tout autre terminal ASCII en série équivalent qui, comme le VT-100 peut être connecté à l'interface de donnée en série RS- 232 du MXV 11-AC, ou par tout autre dispositif externe approprié d'accès de donnée au calculateur; le modem 193 peut être tout dispositif standard, compatible RS-232 et peut être totalement éliminé si, comme on l'a mentionné, le calculateur 39 est

connecté directement au calculateur au terminal de base 15.

Le bus de données 197 peut être le bus Q LSI-11 L'horloge 131 en temps réel, l'ensemble oscillateur numérique 129 et l'ensemble corrélateur 127 peuvent être connectés au bus-Q en les construisant sur des cartes de circuit standards qui s'enfichent directement dans les connecteurs de bord de

carte du "fond de panier" d'un système calculateur LSI-11.

De telles cartes sont disponibles à DEC,en étant équipées de circuits intégrés spéciaux qui peuvent traiter toutes les communications de données entre le bus Q et les circuits terminaux spéciaux d'interféromètre qui sont construits

sur les cartes.

Les données de mesure stockées dans la mémoire 185 du calculateur 39 comprennent une série dans le temps de nombres complexes pour chacun des satellites, jusqu'à sept, qui sont observés, avec un tel nombre obtenu à chaque seconde Ces données sont obtenues pendant une étendue de temps d'environ 5 000 secondes, pendant laquelle au moins deux satellites sont toujours observés, avec le nombre moyen de satellites observés d'au moins quatre Pour le ième satellite au temps t, la donnée complexe est désignée par Ai(t), o la grandeur de ce nombre complexe est proportionnelle à la puissance mesurée du signal reçu du satellite à ce moment, la constante de proportionnalité étant arbitraire mais la même pour tous les satellites, et o l'angle du nombre complexe est égal au double de la phase de la porteuse mesurée pour le même satellite au même moment, la phase pour chaque satellite étant référencée au même signal d'oscillateur local de référence, c'est-à-dire le signal à 1 575,42 M Hz produit par l'ensemble

oscillateur 57 du terminal sur place 13-1.

Les données complexes Ai(t), i = 1,, 7, sont dérivées par le calculateur 39 des sorties a et b des

sept corrélateurs 149 dans l'ensemble 127 comme suit.

Pour le ième corrélateur, Ai(t) = la(t) + jb(t)l exp t 2 j O (t)l L p o a(t) et b(t) représentent respectivement les sorties -normalisées a et b pour l'intervalle "d'intégration" ou de comptage de 1 seconde qui est centré au temps t; j est la racine carrée de moins un; et 20 p(t) est le double de la phase de la porteuse prédite du ième satellite au temps t Il faut noter que le nombre complexe Ai(t) est égal au nombre complexe c dérivé de la sortie du ième corrélateur, multiplié par exp l 2 j O p(t)l L'angle de Ai représente (deux fois) la phase de la porteuse reçue référée à (deux fois) la phase de la référence locale de 1 575,42 M Hz, tandis que l'angle de c

est référé à (deux fois) la somme de cette phase de l'oscil-

lateur de référence plus la phase de l'oscillateur numérique.

Pour cette explication, on considère que le groupe de données t A 4 (t)J est celui produit par le terminal 13-1 qui est à l'origine du vecteur sur ligne de base L'autre terminal 13-2, c'est-à-dire le terminal de champ ou sur place à la fin ou à l'extrémité du vecteur sur ligne de base, observant les mêmes satellites aux mêmes moments que le premier terminal, donne des données correspondant à A 4 (t), désignées par Bi(t) Les mêmes satellites sont observés parce que les deux terminaux ont reçu des données de prédiction du même calculateur central 15, qui a numéroté les satellites de 1 à 7 d'une seule façon Les observations aux deux terminaux sont effectivement simultanées parce que les deux horloges des terminaux ont été synchronisées immédiatement avant les observations et que les fréquences d'horloge diffèrent d'une quantité négligeable (l'effet principal de la différence de fréquence entre les oscillateurs à quartz qui règlent les fréquences des horloges consiste à faire varier la différence de phase entre les références à 1 575,42 M Hz) Il n'est pas important qu'en un moment particulier, un satellite

particulier soit visible à un terminal mais caché à l'autre.

La grandeur de Ai(t) ou Bi(t) dans ce cas est simplement

zéro, ou presque.

Les opérations accomplies par le calculateur central 15 afin d'accomplir la détermination du vecteur sur ligne de base de l'interféromètre, donné par les données de mesure de puissance et de phase recueillies aux deux terminaux 13-1 et 13-2 placés aux extrémités du

vecteur, seront maintenant décrites.

La première étape dans le traitement des données Ai(t) et Bi(t) dans le calculateur central consiste à multiplier le complexe conjugué de Ai(t), dénoté par Ap(t), par B (t) Le produit Si(t)=Ai(t) Bi(t), a un angle L Si(t) égal au double de la différence entre les phases mesurées des signaux de porteuse reçus du ième satellite aux deux terminaux, chaque phase ayant été mesurée par rapport à l'oscillateur de référence local dans le terminal respectif En conséquence, l'angle de Si(t) est en rapport avec la différence entre les phases des oscillateurs locaux et avec le vecteur sur ligne de base entre les terminaux selon la relation théorique /Si(t) = OLO + ( 4 lffi/c) ' i(t)

O O LO représente la différence de phase des oscilla-

teurs locaux, fi est la fréquence reçue pour le ième satellite, presqu'égale à 1 575,42 M Hz, c est la vitesse de la lumière, b est le vecteur sur ligne de base et si(t) est un vecteur unitaire dans la direction du ième satellite en regardant au moment t à partir du point médian du vecteur (Cette relation donnel'angle L Si(t) en radians plutôt qu'en cycles Comme la fréquence fi est spécifiée en cycles, plutôt qu'en radians, par seconde, il faut incorporer un facteur de 2 Y La raison pour laquelle 4 1 f, plutôt que 2 1 Y apparaissent ici est que

chaque terminal mesure deux fois la phase du signal reçu).

Cette relation est approximative tant qu'elle ignore les effets de parallaxede second ordre du milieu de propagation,

multitrajet, effets de la relativité, bruit et autres.

Ces petits effets sont négligés ici pour la clarté.

L'erreur associée au fait de négliger ces effets est équi-

valente à une erreur sur ligne de base de moins d'environ I cm pour une longueur de ligne de base de moins d'environ 1 km E A l'exception de l'effet du bruit, qui est totalement statistique, il est possible d'avoir un modèle des effets

que l'on a négligés ci-dessus, afin d'obtenir une représen-

tation théorique plus précise de L Si(t) Cette modélisa-

tion est décrite par exemple dans l'article de I I Shapiro intitulé "Estimation of astrometric and geodetic parameters from VLBI observations", paru dans Methods of Experimental Physics, volume 12, partie C, pages 261-266, 1976 J Théoriquement, la grandeur de S est donnéepar | Si J = C'G 2 (cos 4 i), o C est une constante et G est le gain de puissance directrice d'une antenne réceptrice, écrit en fonction du cosinus de l'angle au zénith Gi du ième satellite La valeur de G est supposée être indépendante de l'azimut, et elle est normalisée de façon que la puissance reçue par une antenne isotropique ou sphérique depolarisation circulaire adaptée soit égale à 1 Pour une conception des antennes MITES, on a G(cos G) z ( 1,23) ' (l+cos,)2 ' sin 2 ( ( 3 T</4) cose), 0 < Gi< 90 ; G(cose) = 0, 90 La valeur de cette fonction est à peu près de 2,46 au zénith (e = 0); elle a un maximum, d'environ 3,63 à e t 40 , a une valeur de un à 4 G 72 , et s'approche

de O tandis que s'approche de 90 .

L'étape suivante du traitement de données mesurées obtenues aux deux terminaux d'interféromètre est la somme des nombres complexes Si(t) sur i pour obtenir une somme S(t) pour chaque temps de mesure: n S(t) = Z Si(t) i= 1 o la somme comprend tous les satellites qui ont été

observés au temps t.

L'étape suivante dans le traitement de données de mesure consiste à choisir une valeur d'essai, b du vecteur b sur ligne de base et de cette valeur b, à calculer une fonction du temps S(t) qui représente théoriquement la valeur que S(t) aurait si la valeur réelle, b du vecteur était égale à la valeur d'essai b: S(t) = t Ai(t) *'Bi(t) | exp L-j 4 T 1 bi(t) il i= 1 l o Ai est la longueur d'onde radio correspondant à la fréquence porteuse reçue En effet, Ai = c/fi Le procédé pour choisir une valeur de b est décrit ci-après Il faut noter que dans la fonction théorique S(t), en s'opposant à la fonction dérivée de la mesure S(t), aucun terme n'est présent pour représenter la différence de phase de l'oscillateur local De même, le facteur d'échelle constant

C est omis.

Ensuite, la grandeur de S(t) est multipliée par la grandeur de S(t) et le produit de ces grandeurs est additionné sur tous les temps de mesure pour obtenir une valeur, R(b), qui dépend de b ainsi que bien entendu des mesures: I R (b) =t|S(t) S()\ o t I représente le lème du groupe d'environ 5 000 temps

de mesure R(b) est appelé "fonction d'ambigulté".

L'étape suivante dans le traitement consiste à répéter le calcul de R(b) pour diverses valeurs de b et à déterminer la valeur particulière de b pour laquelle la fonction de R(b) a la plus forte valeur Cette valeur de b est la détermination souhaitée du vecteur b sur

ligne de base.

La valeur d'essai b du vecteur est choisie initialement pour être égale à la meilleure estimation a priori de t dont on dispose d'une information indépendante concernant les positions des repères topographiques, comme les positions obtenues en identifiant des repères sur une carte La maximisation de R(b) par rapport à b est entreprise en recherchant un volume tridimensionnel qui est centré sur cette valeur initiale de b et qui est suffisamment important pour contenir l'incertitude de l'estimation initiale Dans la recherche, chaque point d'une grille tridimensionnelle uniformément espacée est examiné pour localiser le point auquel R(b) est au

maximum L'espace de la grille est initialement de 1 mètre.

Alors, le volume s'étendant à 2 mètres de ce premier point du maximum de R(b) est recherché en examinant une grille à 20 centimètres d'espace Le maximum de R(b) est trouvé sur cette grille plus précisément espacée Alors, l'espace de la grille est divisé par 2 et l'étendue linéaire est également divisée par 2, et on répète la recherche Le processus de couper en deux continue jusqu'à ce que l'espace de la grille soit inférieur 1 mm La valeur de b qui donne finalement R(b) au maximum est prise comme étant la détermination souhaitée du vecteur sur ligne de base b En utilisant un nombre N de satellites égal à 5, une détermination du vecteur sur ligne de base peut être obtenue par le procédé selon l'invention à une précision d'environ 5 millimètres dans chaque coordonnée pour une

longueur de ligne de base d'environ 100 mètres.

Le procédé ci-dessus décrit de traitement de données de mesure à partir de deux terminaux d'interféromètre afin de déterminer le vecteur sur ligne de base entre les terminaux représente une spécialisation de la méthode générale décrite dans la demande de brevet US ci-dessus référencée N 305 142 La méthode générale révélée dans cette demande est également décrite dans un article de Charles C Counselman et Sergei A Gourevitch, intitulé "Miniature Interferometer Terminals for Earth Surveying: Ambiguity and Multipath with Global Positioning System", publié dans IEEE Transactions on Geoscience and Remote

Sensing, volume GE-19, N 4, pages 244-252, Octobre 1981.

Dans un autre mode de réalisation d'un procédé de traitement de données de mesure selon l'invention, une fonction d'ambiguïté R(b) est également formée à partir des données mesurées etd're valeur d'essai, b de la ligne de base; cependant, la méthode de formation de la fonction est différente Dans ce mode de réalisation, comme dans le mode de réalisation qui précède, le complexe conjugué de Ai(t) est multiplié par Bi(t) pour obtenir un produit complexe Si(t): Si(t) = A t() B (t) ii o Ai(t) est un nombre complexe représentatif des mesures

du signal reçu du ième satellite à un terminal d'interféro-

mètre au temps t, la grandeur de Ai(t) étant proportion-

nelle à la puissance reçue et l'angle /Ai(t) étant le

double de la phase de la porteuse par rapport à l'oscilla-

teur local du terminal, et Bi(t) est comme Ai(t) à l'exception qu'il est dérivé de l'autre terminal, à l'autre

extrémité du vecteur.

Ensuite, on multiplie Si(t) par une certaine fonction exponentielle complexe d'une valeur d'essai, b, du vecteur sur ligne de base, et le produit est alors additionné pour tous les satellites observés au temps t pour obtenir une somme S(t) qui est fonction du temps et de la valeur d'essai, b: n : S(t) = S(t) exp l-j 4, b s(t)/À A i= 1 o S (t) est un vecteur unitaire dans la direction du ième satellite au temps t et i est la longueur d'onde du signal reçu du ième satellite (Il faut noter que si on a b qui est égal à e, alors l'angle de chaque terme dans la somme sur i est égal à A O L O '

indépendant de i).

Ensuite, la grandeur de S(t) est prise et est additionnée sur tous les temps d'observation pour obtenir la fonction R(b): R(b) I 1 (t 1 l

o t est le lème d'environ 5 000 temps de mesure.

Enfin, la valeur de b qui rend R(b) maximum est trouvée, par le même processus de recherche que celui qui a été décrit avec la méthode de traitement de données d'origine Cette valeur de b est la détermination

souhaitée du vecteur e sur ligne de base.

Ce dernier mode de réalisation est plus efficace du point de vue calcul que le premier mode de réalisation

décrit.

Claims (8)

R E V E N D I C A T I 0 N S

1. Procédé pour mesurer le vecteur sur ligne de base C entre deux repères topographiques sur le sol,

par radio-interférométrie en utilisant des signaux radio-

électriques diffusés par un certain nombre de satellites en orbite sur la terre, lesdits signaux radio-électriques étant modulés sur double bande latérale par des fonctions connues ou inconnues du temps de façon que les porteuses soient supprimées, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes de: a placer une antenne séparée à chaque repère topographique, b mesurer les phases des porteuses implicites dans les signaux reçus de chacun desdits satellites à

chaque antenne en même temps pendant une étendue pré-

déterminée de temps, puis c traiter les mesures pour déterminer ledit

vecteur sur ligne de base b.

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la mesure des phases des porteuses implicites dans les signaux reçus des satellites à chaque terminal consiste à: a séparer lesdits signaux en composantes sur les bandes latérales supérieure et inférieure, b filtrer lesdites composantes séparées pour retirer les signaux parasites, c multiplier ensemble lesdites composantes, puis d analyser le produit pour déterminer la phase

de l'onde porteuse du signal de chaque satellite.

3 Procédé de traitement de données, dans un procédé de mesure du vecteur sur ligne de base b entre

deux repères topographiques sur le sol, par radio-

interférométrie en utilisant des signaux radio-électriques diffusés par un certain nombre de satellites en orbite sur la terre o une antenne séparée est placée à chaque repère topographique et o des mesures sont prises des phases des porteuses des signaux reçus de chacune desdites antennes en môme temps pendant un intervalle prédéterminé de temps, aux deux antennes ensemble pour déterminer ledit vecteur sur ligne de base b, caractérisé en ce qu'il consiste à: a calculer une fonction d'ambigulté qui est une fonction de la donnée mesurée et d'une valeur d'essai de b du vecteur sur ligne de base, b rechercher l'espace vectoriel de b pour trouver la valeur unique de b qui rend maximale la fonction calculée, la valeur unique de b constituant b

4. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que l'intervalle de temps est de l'ordre de

5 000 secondes.

5. Système à utiliser pour mesurer le vecteur sur ligne de base b entre deux repères topographiques sur le sol par radio-interférométrie en utilisant des signaux radio-électriques diffusés par un certain nombre de satellites en orbite sur la terre, lesdits signaux radio-électriques diffusés par lesdits satellites étant

modulés à double bande latérale avec les porteuses suppri-

mées, caractérisé en ce qu'il comprend deux terminaux de champ à interféromètre ( 13-1, 13-2) l'un desdits terminaux étant adapté à être placé à chaque repère topographique (SM), chaque terminal comprenant: a un ensemble d'antenne ( 21) pour recevoir les signaux radio-électriques des satellites, ledit ensemble d'antenne comprenant une antenne ( 27), et b un ensemble électronique ( 37) pour convertir les signaux reçus en données de puissance et de phase de la porteuse, ledit ensemble électronique comprenant i une unité réceptrice ( 31) pour recevoir les signaux de l'ensemble d'antenne et émettre trois signaux analogiques, l'un représentant la composante sur bande latérale supérieure des signaux reçus, l'autre représentant la composante sur bande latérale inférieure des signaux reçus et latroisième représentant la sortie d'un oscillateur de référence, ii une unité électronique numérique ( 37) pour convertir les signaux analogiques à la sortie de l'unité de réception en données de puissance et de phase de la porteuse, et

iii un calculateur ( 39) pour le traite-

ment desdites données de puissance et de phase de

la porteuse afin de déterminer la position.

6. Système selon la revendication 5, caractérisé

en ce que l'ensemble récepteur précité comprend un sépara-

teur des bandes latérales supérieure et inférieure ( 33) pour séparer les signaux reçus en leurs composantes sur

bandes latérales supérieure et inférieure.

7. Système selon la revendication 6, caractérisé en ce que l'ensemble électronique numérique précité comprend un certain nombre de corrélateurs et un certain

nombre d'oscillateurs numériques.

8 Dispositif à utiliser pour déterminer l'emplacement d'un point sur le sol en utilisant des signaux radio-électriques diffusés par un certain nombre de satellites en orbite sur la terre, lesdits signaux radioélectriques étant modulés à double bande latérale avec les porteuses supprimées, caractérisé en ce qu'il comprend a un ensemble d'antenne pour recevoir les signaux radio-électriques des satellites, ledit ensemble d'antenne comprenant une antenne, et b; un ensemble électronique pour convertir les signaux reçus en données de puissance et de phase de la porteuse, ledit ensemble électronique comprenant: i une unité de réception pour recevoir les signaux de l'ensemble d'antenne et émettre trois signaux analogiques, l'un représentant la composante sur bande latérale supérieure des signaux reçus, un autre représentant la composante sur bande latérale inférieure des signaux reçus et la troisième représentant la sortie d'un oscillateur de référence, ii une unité électronique numérique pour convertir les signaux analogiques à la sortie de l'unité de réception en données de puissance et de phase de la porteuse, et iii un calculateur pour le traitement des données de puissance et de phase de la

porteuse afin de déterminer la position.