JPH11271265A

JPH11271265A - ガス濃度センサの素子抵抗検出方法及びガス濃度検出装置

Info

Publication number: JPH11271265A
Application number: JP10072369A
Authority: JP
Inventors: Asamichi Mizoguchi; 朝道溝口; Masayuki Takami; 雅之高見
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1998-03-20
Filing date: 1998-03-20
Publication date: 1999-10-05
Also published as: GB9906459D0; DE19912469A1; GB2335495A; US6397659B1; GB2335495B

Abstract

(57)【要約】【課題】電圧変化に伴う電流変化の検出タイミングや時
定数などの各種要因のバラツキに関係なく、素子抵抗値
を精度良く検出する。【解決手段】Ａ／Ｆセンサ１０は固体電解質を用いた素
子部を有し、電圧の印加に伴い排ガス中の酸素濃度に応
じたセンサ電流を流す。バイアス制御回路３０は、素子
抵抗検出時においてＡ／Ｆセンサ１０への印加電圧を素
子抵抗検出用の電圧に所定の時定数を持たせて切り換
え、その時に流れるセンサ電流値を検出する。比較回路
４０は、所定の時定数を持たせた電圧の変化量が所定の
値に達したことを判定する。タイミング決定回路２０
は、比較回路４０による判定のタイミングで、素子抵抗
検出のための電圧変化と電流変化とを検出する旨を決定
する。データ出力回路５０は、タイミング決定回路２０
によるタイミング決定に従い、電圧変化に対応する電流
変化を計測する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば車両用エン
ジンの排ガス中の酸素濃度など、被検出ガス中の特定成
分の濃度を検出するガス濃度センサに適用され、当該ガ
ス濃度センサの素子抵抗検出方法とガス濃度検出装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】固体電解質を用いて被検出ガス中の特定
成分の濃度を検出するガス濃度センサとして、例えば排
ガス中の酸素濃度を検出するための酸素濃度センサ（限
界電流式空燃比センサ）が知られている。このセンサ
は、電圧の印加に伴い排ガス中の酸素濃度に応じた電流
信号を出力する。またこうしたガス濃度センサにおい
て、例えばその活性状態や劣化状態に知るには、固体電
解質の内部抵抗（素子抵抗値）を正確に検出することが
必要となる。

【０００３】ガス濃度センサの素子抵抗値を検出する手
法としては、例えば特開平９−２９２３６４号公報が開
示されている。これは、図１０に示されるように、所定
の時定数を持たせた電圧を単発的にガス濃度センサに印
加してｔＴＨ’時間経過後のピーク電流値ΔＩ’（電流
変化量）を検出し、その時の電圧変化量ΔＶ’とピーク
電流ΔＩ’とから素子抵抗値を検出するものであった
（素子抵抗値＝ΔＶ’／ΔＩ’）。つまり、素子抵抗値
の検出に際し、センサの印加電圧を所定の時定数を持っ
た波形にて変化させることにより、過度なピーク電流の
発生を抑制するようにしていた。その結果、センサ電流
値が正確に計測できると共に、センサの素子抵抗値が精
度良く検出できるようになっていた。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記従来の
技術では、この素子抵抗検出を実現するための回路のバ
ラツキ、すなわちセンサ印加電圧の時定数のバラツキな
どに起因して素子抵抗の検出値にバラツキが生じること
が懸念される。これを図１１にて説明する。図１１に二
点鎖線で示されるように、センサ印加電圧の時定数にバ
ラツキが生じると、電圧の変化速度が不用意に変動し、
ピーク電流ΔＩ’に達する時間にもバラツキが生じる。
すると、ｔＴＨ’時間経過後に検出した電流値は必ずし
もピーク電流値ΔＩ’とはならず、結果として素子抵抗
値の検出精度が悪化してしまう。

【０００５】本発明は、上記問題に着目してなされたも
のであって、その目的とするところは、電圧変化に伴う
電流変化の検出タイミングや時定数などの各種要因のバ
ラツキに関係なく、素子抵抗値を精度良く検出すること
ができるガス濃度センサの素子抵抗検出方法とガス濃度
検出装置を提供することにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明におけるガス濃度センサの素子抵抗検出方法
では、電圧変化と電流変化とを検出するタイミングを、
所定の時定数を持たせて変化する電圧が一定値へ収束す
る以前としている。

【０００７】要するに従来技術では、図１０に示される
ように、電圧変化に伴うセンサ電流のピーク値ΔＩ’を
検出しており、その時の電圧変化量ΔＶ’は電圧の収束
値Ｖｏにほぼ一致していた。これに対して本発明では、
図９に示されるように、時定数を持って変化する電圧Ｖ
がＶｏ値に収束する前にセンサ電流の変化量ΔＩを検出
する。以下には、電圧変化と電流変化とを収束以前に計
測する際、その計測値からセンサの素子抵抗値が検出で
きることを説明し、さらに、その検出法によれば時定数
のバラツキによらない素子抵抗の検出精度が確保できる
ことを説明する。

【０００８】ここで、固体電解質を用いたガス濃度セン
サは、図１２の等価回路で表すことができる。図１２の
等価回路において、Ｒｇは酸素イオンに対する固体電解
質の粒子抵抗、ＲｉとＣｉはそれぞれ固体電解質の粒子
の界面における粒子抵抗と粒界容量、ＲｆとＣｆはそれ
ぞれ電極界面抵抗と電極界面容量である。また、図１２
の等価回路は図１３（ａ）のように簡略化できる。これ
は、ガス濃度センサに実際に印加する電圧の立ち上がり
時定数が数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚ程度であることから、
前記図１２において電流の殆どがＲｇ−Ｒｉ−Ｃｆの経
路を通ることになるためである。よって、図１３（ａ）
の等価回路は、同図（ｂ）のような単純なハイパスフィ
ルタ（ＨＰＦ）のモデルで表現できる。

【０００９】さらに、所定の時定数を持たせて電圧を変
化させる手段として、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）を用
いる場合、指令電圧からセンサ電流までの伝達ブロック
は図１４で表すことができる。かかる場合、ＬＰＦの時
定数を「Ｔ２」、電圧Ｖの収束値を「Ｖｏ」とすれば、
電圧波形は、矩形波に対する一時遅れの波形、

【００１０】

【数１】で表される。また、センサ特性（ＨＰＦ）のカットオフ
周波数に相当する時定数を「Ｔ１」とすれば、このとき
の電流波形は、

【００１１】

【数２】で表される。従って、上記式（１），（２）において、
時刻ｔＴＨでの電圧値ΔＶと電流値ΔＩとを測定する場
合、ΔＶ値、ΔＩ値はそれぞれ、

【００１２】

【数３】となる。素子抵抗値はこれらΔＶ値，ΔＩ値の比である
ため、

【００１３】

【数４】となる。ここで、式（５）を考察すると、ガス濃度セン
サのカットオフ周波数に相当する時定数Ｔ１は、ＬＰＦ
の時定数やｔＴＨ（電圧変化の時間）よりもはるかに大
きいため、

【００１４】

【数５】と近似できる。よって、

【００１５】

【数６】という式が導かれ、電圧が収束する以前の電圧変化量Δ
Ｖと、その時の電流変化量ΔＩとから素子抵抗値Ｒが検
出できることとなる。

【００１６】上記各数式において、ΔＶ，Ｖｏは一定値
であるため、式（３）からｔＴＨとＴ２との比が一定に
保たれ、結果として式（７）の値は変化しない。また式
（６）に関してはＴ１が数１０％ばらつこうが殆ど影響
がない。そのため、式（５）の値は殆ど変化しないこと
が分かる。以上の理由から本発明によれば、電圧変化に
伴う電流変化の検出タイミングや時定数などの各種要因
のバラツキに関係なく、素子抵抗値が精度良く検出でき
るようになる。

【００１７】また、図９〜図１１に示されるように、
「ｔＴＨ」が「ｔＴＨ’」よりも早いことから、素子抵
抗検出に要する時間が短縮されることが分かる。従っ
て、ガス濃度（Ａ／Ｆ）が検出不可となる時間（すなわ
ち、一時的に素子抵抗検出用の電圧に切り換えた後、元
のガス濃度検出用の電圧に戻すまでの時間）が短縮さ
れ、ガス濃度検出への影響を最小限に抑えることができ
る。

【００１８】また、「ｔＴＨ」が大きいと、式（７）の
左辺が右辺の「１」よりも大きくなる。すると、式
（５）から分かるように、式（８）の関係、すなわち実
際の素子抵抗値Ｒからの誤差が大きくなる。そのため、
ピーク電流を検出する時刻ｔＴＨ’で素子抵抗値を検出
する従来技術（特開平９−２９２３６４号公報）に比べ
て、本発明では検出精度が向上するという効果が得られ
る。

【００１９】また、請求項２に記載の発明では、所定の
時定数を持たせた電圧の変化量が所定の値に達したタイ
ミングで、電圧変化と電流変化とを検出する。例えば図
１１に示されるように、印加電圧を変化させる際の時定
数にバラツキが生じた場合、ピーク電流ΔＩ’の発生時
刻がばらつく。よって、所定の時刻「ｔＴＨ’」で電流
値を検出する従来技術（二点鎖線）では検出電流値「Δ
Ｉ’」にバラツキが生じ、素子抵抗値の検出精度が悪化
する原因となる。これに対して請求項２の発明によれ
ば、電圧が所定値（図１１のΔＶ）に達した瞬間にその
電流値「ΔＩ」を検出するため、時定数にバラツキが生
じていてもそれに関係なく常に所望のΔＩ値が検出でき
る。この場合、ΔＩ値にバラツキはなく、素子抵抗値の
検出精度が向上する。

【００２０】実際には、請求項３に記載したように、濃
度検出時の印加電圧を素子抵抗検出用の印加電圧に切り
換える時の電圧変化の指令値よりも小さい電圧幅でしき
い値を設定しておき、電圧変化量が前記しきい値に達す
るタイミングで、電圧変化と電流変化とを検出するとよ
い。上記構成によれば、センサ電流がピーク値に達する
前に電圧変化と電流変化とが検出され、素子抵抗検出に
要する時間が短縮化できる（図１１参照）。

【００２１】請求項４に記載の発明では、前記所定の時
定数はガス濃度センサのカットオフ周波数の逆数以下と
する。この場合、ジルコニア等の固体電解質を用いたガ
ス濃度センサにおいて、センサ特有のカットオフ周波数
に基づき時定数を設定することで、素子抵抗検出時にお
ける電圧印加を必要以上に長引かせることなく、その電
圧印加時間が好適に設定できる。

【００２２】また、請求項５に記載の発明では、所定の
時定数を持たせて電圧を切り換えてから前記電圧変化と
電流変化とを検出するタイミングまでの時間を、前記所
定の時定数のオーダー以下とする。この場合にも、電圧
が変化する途中で電圧変化と電流変化とが検出され、そ
れにより素子抵抗値の検出精度が向上する。

【００２３】一方、請求項６に記載のガス濃度検出装置
では、所定の時定数を持たせた電圧の変化量が所定の値
に達したことを判定する第１の回路部と、前記第１の回
路部による判定のタイミングで、素子抵抗検出のための
電圧変化と電流変化とを検出する旨を決定する第２の回
路部と、前記第２の回路部によるタイミング決定に応じ
て、電圧変化に対応する電流変化を計測する第３の回路
部とを備える。

【００２４】上記請求項６の構成においても、請求項１
の発明と同様に、電圧変化に伴う電流変化の検出タイミ
ングや時定数などの各種要因のバラツキに関係なく、素
子抵抗値を精度良く検出することができる。また、上記
構成によれば、電気回路（第１〜第３の回路部）にてガ
ス濃度検出装置を構成することで、電圧変化量が所定値
に達するタイミングを正確に検出することができる。つ
まり、エンジン制御用のマイクロコンピュータ（エンジ
ン制御用ＥＣＵ）では、演算プログラムが所定周期で実
施され、それに加えて多種多様な演算が実施される。そ
のため、電圧変化と電流変化とを検出するタイミングが
１０μｓ以上ばらつき、素子抵抗値の検出誤差を生ず
る。これに対して請求項６の構成によれば、所望のタイ
ミングで電圧変化と電流変化とが瞬時に計測でき、電圧
変化や電流変化を検出するタイミングのバラツキが大幅
に低減される。それにより、素子抵抗値が誤差無く検出
できるようになる。電圧変化と電流変化とが瞬時に計測
できることから、ガス濃度（Ａ／Ｆ）の検出不可能時間
が短縮できるという効果も得られる。

【００２５】また、請求項７に記載のガス濃度検出装置
において、第１の回路部の比較回路は、濃度検出時の印
加電圧を素子抵抗検出用の印加電圧に切り換える時の電
圧変化の指令値よりも小さい電圧幅でしきい値を設定し
且つ、時定数に従い変化する電圧と前記しきい値とを比
較する。本構成によれば、センサ電流がピーク値に達す
る前に電圧変化と電流変化とが検出され、素子抵抗検出
に要する時間が短縮化できる（図１１参照）。

【００２６】請求項８に記載のガス濃度検出装置におい
て、第３の回路部は、濃度検出時には素子抵抗検出のた
めの前回計測値を保持したままガス濃度検出値を更新
し、素子抵抗検出時にはガス濃度検出のための前回値を
保持したまま素子抵抗検出値を更新する。この場合、ガ
ス濃度の検出と素子抵抗値の検出とが連続的に実施で
き、何れか一方の値を検出する際にも他方の値が適正に
管理保持できる。

【００２７】請求項９に記載のガス濃度検出装置では、
前記第１〜第３の回路部をアナログ素子を用いた回路で
構成する。この場合、アナログ素子を用いることで、装
置の低コスト化が実現できる。

【００２８】

【発明の実施の形態】以下に、本発明を空燃比検出装置
に具体化した一実施の形態を説明する。本実施の形態に
おける空燃比検出装置は車両用エンジンに適用されるも
のであって、限界電流式空燃比センサからなるＡ／Ｆセ
ンサに所定の電圧を印加しその際に流れる限界電流の値
から空燃比（Ａ／Ｆ値）を検出する。Ａ／Ｆセンサは、
排ガス中の酸素濃度に応じた限界電流を出力する。ま
た、空燃比検出用の印加電圧を一時的に素子抵抗検出用
の印加電圧に切り換え、その時の電圧変化量と電流変化
量とから素子抵抗値を検出するようにしている。以下に
はその構成を詳細に説明する。

【００２９】図１は、空燃比検出装置の概要を示す構成
図である。図１において、Ａ／Ｆセンサ１０は、固体電
解質を用いた素子部を有し、負側端子（Ｓ−）及び正側
端子（Ｓ＋）の２つの端子に所定の電圧が印加されるこ
とにより、排ガス中の酸素濃度に応じたセンサ電流を流
す。

【００３０】タイミング決定回路２０は、Ａ／Ｆ値及び
素子抵抗値を検出するための各種タイミングを決定し、
その決定した各タイミングに対応する指令信号（ＡＦＳ
ＨＴ信号，ＲＩＳＨＴ信号，ＤＩＴ信号，ＳＯＩＮ信
号）を他の回路に出力する。ここで、・ＡＦＳＨＴ信号は、Ａ／Ｆ値を更新又は保持するため
のタイミングを指令する信号、・ＲＩＳＨＴ信号は、素子抵抗値を更新又は保持するた
めのタイミングを指令する信号、・ＤＩＴ信号は、同じく素子抵抗値を更新又は保持する
ためのタイミングを指令する信号であって、ＲＩＳＨＴ
信号を反転させた信号、・ＳＯＩＮ信号は、素子抵抗検出用の電圧をＡ／Ｆセン
サ１０に印加するためのタイミングを指令する信号であ
る。上記各信号は、論理ハイ又はローレベルの２値信号
である。このとき、論理ハイレベルではその電圧が電源
電圧Ｖｃｃ（５Ｖ）となり、論理ローレベルではその電
圧がグランド電位（０Ｖ）となる。

【００３１】バイアス制御回路３０は、Ａ／Ｆセンサ１
０に電圧ＡＦＣ，ＡＦＶを印加し且つセンサ電流値を検
出するための回路であって、通常時はＡ／Ｆ検出用の電
圧をＡ／Ｆセンサ１０に印加し、その時に流れるセンサ
電流値を検出してセンサ電流信号ＩＰとして出力する。
また、タイミング決定回路２０からのＳＯＩＮ信号を受
け取ると、Ａ／Ｆセンサ１０への印加電圧を素子抵抗検
出用の電圧に所定の時定数を持たせて切り換え、その時
に流れるセンサ電流値を検出してセンサ電流信号ＩＰと
して出力する。この場合、バイアス制御回路３０は、セ
ンサ電流信号ＩＰとして、Ａ／Ｆ値に相当する電流値と
素子抵抗値に相当する電流値との両方を交互に出力す
る。

【００３２】比較回路４０は、Ａ／Ｆセンサ１０の一方
の端子（Ｓ−）の印加電圧ＡＦＣを逐次取り込み、その
印加電圧ＡＦＣと所定の基準電圧との比較結果を出力電
圧ＣＯＭＰとしてタイミング決定回路２０に出力する。

【００３３】データ出力回路５０は、タイミング決定回
路２０から受信したＡＦＳＨＴ，ＲＩＳＨＴ，ＤＩＴの
各信号に応じて、バイアス制御回路３０から受信したセ
ンサ電流信号ＩＰをＡ／Ｆ値及び素子抵抗値に各々相当
する２つの信号に分ける。つまり、前述の通り、センサ
電流信号ＩＰがＡ／Ｆ値と素子抵抗値とを交互に示すこ
とから、データ出力回路５０はＡ／Ｆ値に相当するＡＦ
ＯＵＴ信号と素子抵抗値に相当するＲＩＯＵＴ信号とを
出力する。

【００３４】ＣＰＵ６０は、データ出力回路５０の２つ
の出力信号を取り込む。そして、ＡＦＯＵＴ信号に基づ
きＡ／Ｆ値を検出し、ＲＩＯＵＴ信号に基づき素子抵抗
値を検出する。

【００３５】次に、上記各回路の構成について詳細に説
明する。先ずは図２を用い、Ａ／Ｆセンサ１０の構成を
説明する。図２において、Ａ／Ｆセンサ１０は、エンジ
ンの排気管壁に螺着される筒状の金属製ハウジング７１
を有し、そのハウジング７１の下側開口部には素子カバ
ー７２が取り付けられている。素子カバー７２は有底二
重構造をなし、排ガスをカバー内部に取り込むための複
数の排ガス口７２ａを有する。

【００３６】素子カバー７２内には、長板状なし積層構
造のセンサ素子部（セル）７３の先端が配設されてい
る。センサ素子部７３は大別して、固体電解質７４、ガ
ス拡散抵抗層７５、大気導入ダクト７６及びヒータ７７
からなり、これら各部材を積層して構成されている。長
方形板状の固体電解質７４は部分安定化ジルコニア製の
シートであり、その両面にはそれぞれ白金等からなる多
孔質の計測電極７８と大気側電極７９とが設けられてい
る。なおこの計測電極７８及び大気側電極７９がそれぞ
れ、Ａ／Ｆセンサ１０の２つの端子（図１のＳ−，Ｓ＋
端子）に電気的に接続されるようになっている。

【００３７】大気導入ダクト７６はアルミナ等の高熱伝
導性セラミックスからなり、同ダクト７６により大気室
８０が形成されている。大気導入ダクト７６は、大気室
８０内の大気側電極７９に大気を導入する役割をなす。

【００３８】また、センサ素子部７３は、ハウジング７
１内に配設された絶縁部材８１を貫通するように図の上
方に延び、その上端部には一対のリード線８２が接続さ
れている。ハウジング７１の上端には本体カバー８３が
カシメ着されている。また、本体カバー８３の上方には
ダストカバー８４が取り付けられ、これら本体カバー８
３及びダストカバー８４の二重構造によりセンサ上部が
保護されている。各カバー８３，８４には、カバー内部
に大気を取り込むための複数の大気口８３ａ，８４ａが
設けられている。なお、これら大気口８３ａ，８４ａは
前記センサ素子部７３の大気室８０に連通している。

【００３９】上記構成のＡ／Ｆセンサ１０において、セ
ンサ素子部７３は理論空燃比点よりリーン領域では酸素
濃度に応じた限界電流を発生する。この場合、センサ素
子部７３（固体電解質７４）は酸素濃度を直線的特性に
て検出し得るものであるが、センサ素子部７３を活性化
するには約６００℃以上の高温が必要とされ、且つ同セ
ンサ素子部４３の活性温度範囲が狭いため、ヒータ４７
の加熱によりセンサ素子部４３が活性温度域で保持され
るようになっている。なお、理論空燃比よりもリッチ側
の領域では、未燃ガス中の一酸化炭素（ＣＯ）等の濃度
が空燃比に対してほぼリニアに変化し、センサ素子部７
３はＣＯ等の濃度に応じた限界電流を発生する。

【００４０】上記積層型のＡ／Ｆセンサ１０の構成並び
にその特性については、本願出願人による特願平９−３
５８５２４号の「ガス成分濃度測定装置」にも詳細に開
示されている。

【００４１】図３は、タイミング決定回路２０の詳細な
構成を示す回路図である。図３のタイミング決定回路２
０において、発振回路２１は連続的な矩形波信号を出力
するものであって、抵抗器２２とコンデンサ２３とを有
する。発振回路２１は、抵抗器２２の抵抗値Ｒ１とコン
デンサ２３のコンデンサ容量Ｃ１とから発振周波数を決
定する。その発振周波数は、１／（２・Ｒ１・Ｃ１・ｌｎ２）として規定される。本実施の形態では、素子抵抗値を検
出するタイミングに合わせて、発信周波数が１〜１０Ｈ
ｚ程度に設定される。

【００４２】発振回路２１の出力はワンショットパルス
回路２４に入力される。ワンショットパルス回路２４
は、ＴＲ端子に立ち上がりのトリガが入力された時に一
定幅のパルス波形（ワンショットパルス信号）を出力す
る。パルス幅はその間に素子抵抗値が検出可能な時間で
あればよく、コンデンサ２５の容量Ｃ２と抵抗器２６の
抵抗値Ｒ２とにより規定される（パルス幅＝Ｃ２・Ｒ
２）。実際には、数１０μｓ程度の時間が設定される。

【００４３】ワンショットパルス信号は、インバータ２
７を経由した後、ＡＦＳＨＴ信号として出力される。つ
まり、ワンショットパルス回路２４の出力の反転信号が
ＡＦＳＨＴ信号となる。

【００４４】また、比較回路４０からの出力電圧ＣＯＭ
ＰがそのままＤＩＴ信号として出力されると共に、イン
バータ２８を経由した後の出力電圧ＣＯＭＰがＲＩＳＨ
Ｔ信号として出力される。つまり、ＲＩＳＨＴ信号はＤ
ＩＴ信号（出力電圧ＣＯＭＰ）に対して論理レベルが反
転した信号となる。

【００４５】ワンショットパルス信号（ワンショットパ
ルス回路２４の出力）はＤ型フリップフロップ２９に入
力される。フリップフロップ２９は、入力信号に応じて
ＳＯＩＮ信号（素子抵抗検出時の印加電圧を指令する信
号）を出力する。詳しくは、フリップフロップ２９のＤ
端子には電源電圧Ｖｃｃが入力され、クロック入力端子
（ＣＬＫ）にはワンショットパルス信号が入力され、ク
リア端子（論理反転を示す上線付きのＣＬＲ）には論理
反転されたＤＩＴ信号が入力される。

【００４６】かかる場合、フリップフロップ２９は、ワ
ンショットパルス信号の立ち上がりで出力（Ｑ）を論理
ハイレベルとする（ＳＯＩＮ信号を論理ハイとする）。
また、ＤＩＴ信号の立ち下がりで出力（Ｑ）を論理ロー
レベルとする（ＳＯＩＮ信号を論理ローとする）。つま
り、Ｄ端子が常に論理ハイレベルであるために、クロッ
クが入った時点で出力（Ｑ）を論理ハイレベルとし、
（ＣＬＲ）￣端子に入力されるＤＩＴ信号が論理ローレ
ベルになった時点で出力（Ｑ）を論理ローレベルに戻
す。

【００４７】図４は、バイアス制御回路３０の詳細な構
成を示す回路図である。同回路３０はその主要な構成と
して、タイミング決定回路２０が出力するＳＯＩＮ信号
をベース端子に入力するトランジスタ３１と、Ａ／Ｆセ
ンサ１０に印加するための電圧値Ｖ１，Ｖ２を生成する
ための基準電圧回路３２，３３と、電圧値Ｖ１を所定の
時定数でなますためのローパスフィルタ３４と、２つの
ボルテージフォロア回路３５，３６と、センサ電流値
（ＩＰ）を検出するための電流検出抵抗器３７とに大別
される。

【００４８】基準電圧回路３２は、電源電圧Ｖｃｃを分
圧するための抵抗器３２ａ，３２ｂを有する。抵抗器３
２ａ，３２ｂの抵抗値がそれぞれＲ７，Ｒ８の場合、こ
れらの抵抗器にて生成される分圧点の電圧値Ｖ１は、｛Ｒ８／（Ｒ７＋Ｒ８）｝Ｖｃｃとなる。

【００４９】一方、基準電圧回路３３は、電源電圧Ｖｃ
ｃを分圧するための抵抗器３３ａ，３３ｂを有する。抵
抗器３３ａ，３３ｂの抵抗値がそれぞれＲ３，Ｒ４の場
合、これらの抵抗器にて生成される分圧点の電圧値Ｖ２
は、｛Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）｝Ｖｃｃとなる。

【００５０】ローパスフィルタ３４は、抵抗器３４ａと
コンデンサ３４ｂとからなり、抵抗器３４ａの抵抗値が
Ｒ６、コンデンサ３４ｂの容量がＣ６の場合、その時定
数は、１／（２・π・Ｒ６・Ｃ６）として与えられる。なおここで、Ａ／Ｆセンサ１０のカ
ットオフ周波数を４０Ｈｚ程度とした場合、ローパスフ
ィルタ３４の時定数はカットオフ周波数の逆数以下とし
て規定される。

【００５１】ボルテージフォロア回路３５は、オペアン
プ３５ａと、抵抗器３５ｂ，３５ｃと、トランジスタ３
５ｄ，３５ｅとを有する。ボルテージフォロア回路３５
の出力は、電流検出抵抗器３７を介してＡ／Ｆセンサ１
０の一方の端子（図１の負側端子Ｓ−）に印加される。

【００５２】また、ボルテージフォロア回路３６は、オ
ペアンプ３６ａと、抵抗器３６ｂ，３６ｃと、トランジ
スタ３６ｄ，３６ｅとを有する。ボルテージフォロア回
路３６の出力は、Ａ／Ｆセンサ１０の他方の端子（図１
の正側端子Ｓ＋）に印加される。

【００５３】従って、ＳＯＩＮ信号が論理ローレベルで
あれば、トランジスタ３１がＯＦＦされる。この場合、
基準電圧回路３２，３３で生成される電圧値Ｖ１，Ｖ２
の差（Ｖ２−Ｖ１）がＡ／Ｆセンサ１０に印加される。
実際には、数１００ｍＶの一定電圧がＡ／Ｆセンサ１０
に印加される。

【００５４】また、ＳＯＩＮ信号が論理ハイレベルに切
り換えられると、トランジスタ３１がＯＮされる。この
とき、電圧値Ｖ１は前述の、｛Ｒ８／（Ｒ７＋Ｒ８）｝Ｖｃｃから、｛Ｒ８Ｒ９／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ８Ｒ９＋Ｒ９Ｒ７）｝Ｖｃ
ｃに矩形波状に変化する。但し、Ｒ９は図の抵抗器３８の
抵抗値である。このＶ１値の変化時には、ローパスフィ
ルタ３４にて電圧波形が所定の時定数でなまされ、なま
し後の電圧値ＡＦＣがＡ／Ｆセンサ１０の一方の端子に
印加される。

【００５５】上述のようにＡ／Ｆセンサ１０に電圧が印
加されると、その電圧の印加に伴い流れる電流は電流検
出抵抗器３７により電圧値で検出され、その検出値がセ
ンサ電流信号ＩＰとしてバイアス制御回路３０から出力
される。

【００５６】図５は、比較回路４０の詳細な構成を示す
回路図である。図５において、コンパレータ４１の＋端
子には印加電圧ＡＦＣが入力され、−端子には電源電圧
Ｖｃｃ及び抵抗器４２，４３にて生成される基準電圧Ｖ
ｒｅｆが入力される。コンパレータ４１は、印加電圧Ａ
ＦＣと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して、印加電圧ＡＦＣ
が基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さいと出力電圧ＣＯＭＰを
論理ローレベルとし、逆に印加電圧ＡＦＣが基準電圧Ｖ
ｒｅｆよりも大きいと出力電圧ＣＯＭＰを論理ハイレベ
ルとする。

【００５７】基準電圧Ｖｒｅｆは、前記図４のトランジ
スタ３１がＯＦＦ→ＯＮに切り換わり基準電圧回路３２
内の分圧点の電圧値Ｖ１が変化する際に、その変化量よ
りも小さい電圧幅のしきい値として設定される。すなわ
ち、図４のトランジスタ３１がＯＦＦの時の電圧値Ｖ１
と基準電圧Ｖｒｅｆとの差ΔＶと、同トランジスタ３１
がＯＦＦ→ＯＮに切り換わる際の電圧値Ｖ１の変化量Ｖ
ｏとを比較した場合、 ΔＶ＜Ｖｏの関係が成立する。実際には、図４のトランジスタ３１
がＯＦＦの時の電圧値Ｖ１と基準電圧Ｖｒｅｆとの差Δ
Ｖが数１０ｍＶ〜数１００ｍＶとなるように設定され
る。

【００５８】コンパレータ４１の出力端子は抵抗器４４
を介してトランジスタ４５のベースに接続され、トラン
ジスタ４５のコレクタ−エミッタ間は抵抗器４６を介し
て接続されている。従って、抵抗器４２，４３，４６の
抵抗値がそれぞれＲ１０，Ｒ１１，Ｒ１２の場合、出力
電圧ＣＯＭＰが論理ハイレベルであってトランジスタ４
５がＯＮされていれば、基準電圧Ｖｒｅｆは、｛Ｒ１１／（Ｒ１０＋Ｒ１１）｝Ｖｃｃとなる。また、出力電圧ＣＯＭＰが論理ローレベルであ
ってトランジスタ４５がＯＦＦされていれば、基準電圧
Ｖｒｅｆは、｛（Ｒ１１＋Ｒ１２）／（Ｒ１０＋Ｒ１１＋Ｒ１２）｝
Ｖｃｃとなる。このとき、トランジスタ４５がＯＦＦの時の基
準電圧Ｖｒｅｆは、トランジスタ４５がＯＮの時の基準
電圧Ｖｒｅｆよりも大きくなる。すなわち、基準電圧Ｖ
ｒｅｆはコンパレータ４１の出力に応じたヒステリシス
を有する。これにより、コンパレータ４１の出力が安定
する。

【００５９】図６は、データ出力回路５０の詳細な構成
を示す回路図である。同回路５０は、サンプルホールド
回路５１，５２，５３と、差動増幅回路５４と、アナロ
グスイッチ回路５５とに大別される。サンプルホールド
回路５１〜５３はそれぞれ、オペアンプとコンデンサと
の組み合わせにより構成されている。

【００６０】差動増幅回路５４は、オペアンプ５４ａ
と、抵抗器５４ｂ〜５４ｇと、トランジスタ５４ｈ，５
４ｉとにより構成される。オペアンプ５４ａの＋端子に
は抵抗器５４ｄを介してサンプルホールド回路５１の出
力が接続され、同オペアンプ５４ａの−端子には抵抗器
５４ｃを介してサンプルホールド回路５２の出力が接続
されている。この場合、差動増幅回路５４は、サンプル
ホールド回路５１，５２の出力電圧の差に応じた信号を
出力する。抵抗器５４ｂ〜５４ｅの抵抗値がそれぞれＲ
１３，Ｒ１４，Ｒ１５，Ｒ１６の場合、差動増幅回路５
４の増幅率はＲ１３／Ｒ１４（＝Ｒ１６／Ｒ１５）とな
る。なおこの増幅率は、出力ＲＩＯＵＴを受け取るＣＰ
Ｕ６０（エンジン制御用回路）側のレンジに合わせて設
定されればよい。

【００６１】アナログスイッチ回路５５は、スイッチＳ
Ｗ１，ＳＷ２，ＳＷ３を有する。スイッチＳＷ１は前記
タイミング決定回路２０から受信したＡＦＳＨＴ信号に
応じてＯＮ／ＯＦＦされ、ＳＷ１＝ＯＮであれば、セン
サ電流信号ＩＰがサンプルホールド回路５１に供給され
る。スイッチＳＷ２は同じくタイミング決定回路２０か
ら受信したＤＩＴ信号に応じてＯＮ／ＯＦＦされ、ＳＷ
２＝ＯＮであれば、センサ電流信号ＩＰがサンプルホー
ルド回路５２に供給される。スイッチＳＷ３は同じくタ
イミング決定回路２０から受信したＲＩＳＨＴ信号に応
じてＯＮ／ＯＦＦされ、ＳＷ３＝ＯＮであれば、差動増
幅回路５４の出力がサンプルホールド回路５３に供給さ
れる。

【００６２】この場合、サンプルホールド回路５１〜５
３は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３がＯＮの時（ＡＦＳＨ
Ｔ，ＤＩＴ，ＲＩＳＨＴがそれぞれ論理ハイレベルの
時）に、入力端子の電圧値によりそれまでの保持値を逐
次更新し、スイッチＳＷ１〜ＳＷ３がＯＦＦの時（ＡＦ
ＳＨＴ，ＤＩＴ，ＲＩＳＨＴがそれぞれ論理ローレベル
の時）に、その直前に更新した電圧値をそのままで保持
する。サンプルホールド回路５１の出力がその時々のＡ
／Ｆ値に相当するＡＦＯＵＴ信号となり、サンプルホー
ルド回路５３の出力がその時々の素子抵抗値に相当する
ＲＩＯＵＴ信号となる。

【００６３】データ出力回路５０の動作を簡単に説明す
れば、ＡＦＳＨＴ信号が論理ハイレベルの場合、スイッ
チＳＷ１がＯＮされるため、サンプルホールド回路５１
はセンサ電流信号ＩＰをそのままＡＦＯＵＴ信号として
出力する。このとき、ＲＩＳＨＴ信号が論理ローレベル
であればＤＩＴ信号が論理レベルに関係なく、サンプル
ホールド回路５３はその出力値（ＲＩＯＵＴ信号）を更
新せず、前回の値を保持する。

【００６４】ＡＦＳＨＴ信号が論理ローレベルとなりス
イッチＳＷ１がＯＦＦされると、サンプルホールド回路
５１はＯＦＦ直前のセンサ電流信号ＩＰを保持する。こ
のとき、ＤＩＴ信号が論理ハイレベルであれば、サンプ
ルホールド回路５２はセンサ電流信号ＩＰをそのまま出
力する。

【００６５】そして、ＤＩＴ信号が論理ローレベルに切
り換わりスイッチＳＷ２がＯＦＦされると、サンプルホ
ールド回路５２はＯＦＦ直前のセンサ電流信号ＩＰを保
持する。このとき、差動増幅回路５４は、スイッチＳＷ
１がＯＦＦされる直前にサンプルホールド回路５１が保
持したセンサ電流信号ＩＰと、スイッチＳＷ２がＯＦＦ
される直前にサンプルホールド回路５２が保持したセン
サ電流信号ＩＰとの差に比例した電流を出力する。そし
て、ＲＩＳＨＴ信号が論理ハイレベルに切り換わりスイ
ッチＳＷ３がＯＮされることを受けて、差動増幅回路５
４の出力がスイッチＳＷ３を介してサンプルホールド回
路５３に供給される。それにより、サンプルホールド回
路５３はそれまで保持していた値を更新し、更新した値
をＲＩＯＵＴ信号として出力する。

【００６６】その後、ＲＩＳＨＴ信号が論理ローレベル
に切り換わりスイッチＳＷ３がＯＦＦされると、サンプ
ルホールド回路５３はＯＦＦ直前の値を保持する。この
ように、データ出力回路５０では、時間的に連続するセ
ンサ電流信号ＩＰによりＡＦＯＵＴ信号とＲＩＯＵＴ信
号とが各々に出力される。

【００６７】次に、上記の如く構成された空燃比検出装
置の作用を図７及び図８を用いて説明する。図７は、タ
イミング決定回路２０内の発振回路２１の出力波形と、
同じくタイミング決定回路２０内のワンショットパルス
回路２４の出力波形とを示す。同図に示されるように、
発振回路２１は一定周期で矩形波信号を出力し、その立
ち上がりでワンショットパルス回路２４は一定幅のパル
ス信号を出力する（パルス幅＝数１０μｓ程度）。

【００６８】図８は、前記各回路の信号波形を詳細に示
すタイムチャートである。図８の時刻ｔ１〜ｔ４の期間
は前記図７に示すワンショットパルス回路２４の１パル
スを拡張して示すものであって、同期間がＡ／Ｆセンサ
１０の素子抵抗検出に要する期間に相当する。

【００６９】図８において、時刻ｔ１以前はＡ／Ｆ値の
検出期間であって、ＡＦＳＨＴ，ＣＯＭＰ，ＤＩＴ，Ｒ
ＩＳＨＴ，ＳＯＩＮの各信号は図示の論理レベルを保持
する。

【００７０】つまり、タイミング決定回路２０（前記図
３）において、ワンショットパルス回路２４の出力の反
転信号であるＡＦＳＨＴ信号は、当該回路２４のパルス
信号が出力されていない期間で論理ハイレベルとなる。
またこのとき、ＡＦＣ＞Ｖｒｅｆであるため、比較回路
４０の出力電圧ＣＯＭＰが論理ハイレベルとなり、ＣＯ
ＭＰと同一の信号であるＤＩＴ信号は論理ハイレベル、
ＣＯＭＰの反転信号であるＲＩＳＨＴ信号は論理ローレ
ベルとなる。

【００７１】また、ＳＯＩＮ信号が論理ローレベルであ
るため、図４に示す基準電圧回路３２内の分圧点の電圧
値Ｖ１は、｛Ｒ８／（Ｒ７＋Ｒ８）｝Ｖｃｃで保持されている。そして、Ａ／Ｆセンサ１０の両端子
に電圧ＡＦＣ，ＡＦＶが印加されることで、センサ素子
部７３（固体電解質７４）にその時の排ガス中の酸素濃
度に応じた限界電流が流れ、その電流値がセンサ電流信
号ＩＰとしてバイアス制御回路３０にて計測される。

【００７２】この場合、データ出力回路５０（前記図
６）においては、ＳＷ１＝ＯＮ、ＳＷ２＝ＯＮ、ＳＷ３
＝ＯＦＦとなることから、サンプルホールド回路５１が
センサ電流信号ＩＰをそのままＡＦＯＵＴ信号としてＣ
ＰＵ６０に対して出力する。ＣＰＵ６０は、ＡＦＯＵＴ
信号（センサ電流信号ＩＰ）に基づいてＡ／Ｆ値を検出
する。

【００７３】時刻ｔ１になると、ワンショットパルス回
路２４からパルス信号が出力され、その反転信号である
ＡＦＳＨＴ信号が論理ローレベルとなる。またそれと同
時に、ＳＯＩＮ信号が論理ハイレベルになる。データ出
力回路（前記図６）においては、スイッチＳＷ１がＯＮ
→ＯＦＦに切り換わり、サンプルホールド回路５１は時
刻ｔ１でのセンサ電流信号ＩＰである「ＩＰ１」を保持
する。

【００７４】また、この時刻ｔ１では、バイアス制御回
路３０（前記図４）において、基準電圧回路３２内の分
圧点の電圧値Ｖ１が、｛Ｒ８Ｒ９／（Ｒ７Ｒ８＋Ｒ８Ｒ９＋Ｒ９Ｒ７）｝Ｖｃ
ｃに変化する。電圧値Ｖ１に応じて印加電圧ＡＦＣが変化
する際、ローパスフィルタ３４の働きによりＡＦＣ波形
が所定の時定数でなまされる。すなわち、時刻ｔ１〜ｔ
２の期間では、Ａ／Ｆセンサ１０に実際に印加される電
圧ＡＦＣが所定の時定数でなまされつつ変化する（図で
は徐々に低下する）。

【００７５】なお、ＤＩＴ信号は論理ハイレベル（ＳＷ
２＝ＯＮ）のままであるため、サンプルホールド回路５
２は図のように変化するセンサ電流信号ＩＰをそのまま
出力する。

【００７６】そして、比較回路４０（前記図５）におい
ては、印加電圧ＡＦＣが基準電圧Ｖｒｅｆを下回った瞬
間にコンパレータ４１の働きで出力電圧ＣＯＭＰが論理
ローレベルになる（時刻ｔ２）。ここで、基準電圧Ｖｒ
ｅｆは、印加電圧ＡＦＣとの差ΔＶが基準電圧回路３２
の電圧値Ｖ１の変化量（図のＶｏ）よりも小さい値とな
るよう設定されている（ΔＶ値＝数１０ｍＶ〜数１００
ｍＶ）。なお出力電圧ＣＯＭＰがハイ→ローに切り換わ
ると、図５のトランジスタ４５がＯＦＦされるために抵
抗器４６に電流が流れ、基準電圧Ｖｒｅｆが幾分大きく
なる。

【００７７】また時刻ｔ２ではＤＩＴ信号が論理ローレ
ベルになり、データ出力回路５０（前記図６）において
は、スイッチＳＷ２がＯＮ→ＯＦＦに切り換わる。その
ため、サンプルホールド回路５２は、時刻ｔ２でのセン
サ電流信号ＩＰである「ＩＰ２」を保持する。電流値Ｉ
Ｐ２は、前記時刻ｔ１での電流値ＩＰ１に対して「Δ
Ｉ」だけ変化した値である。

【００７８】このとき、サンプルホールド回路５１が電
流値ＩＰ１を保持し且つ、サンプルホールド回路５２が
電流値ＩＰ２を保持するため、差動増幅回路５４はΔＩ
（＝ＩＰ１−ＩＰ２）に比例した値を出力する。また時
刻ｔ２では、ＲＩＳＨＴ信号が論理ハイレベルになって
スイッチＳＷ３がＯＮするため、差動増幅回路５４の出
力値（ΔＩに比例した値）がサンプルホールド回路５３
に供給され、この値によりサンプルホールド回路５３の
コンデンサがチャージされる。つまり、サンプルホール
ド回路５３はそれまでの保持値を更新し、更新した値を
ＲＩＯＵＴ信号としてＣＰＵ６０に対して出力する。

【００７９】ＣＰＵ６０は、今回更新したＲＩＯＵＴ信
号を取り込み、時刻ｔ１〜ｔ２での電圧変化量ΔＶと電
流変化量ΔＩとから素子抵抗値を検出する（素子抵抗値
＝ΔＶ／ΔＩ）。

【００８０】さらに時刻ｔ２では、タイミング決定回路
２０（前記図３）において、フリップフロップ２９の
（ＣＬＲ）￣端子に入力されるＤＩＴ信号が論理ローレ
ベルとなることから、ＳＯＩＮ信号が論理ローレベルに
切り換えられる。これにより、図４に示す基準電圧回路
３２内の分圧点の電圧値Ｖ１は、｛Ｒ８／（Ｒ７＋Ｒ８）｝Ｖｃｃに戻される。

【００８１】その後、時刻ｔ３では、Ａ／Ｆセンサ１０
の印加電圧ＡＦＣが基準電圧Ｖｒｅｆを上回り、出力電
圧ＣＯＭＰが論理ハイレベルとなる。このとき同時にＤ
ＩＴ信号が論理ハイレベル、ＲＩＳＨＴ信号が論理ロー
レベルとなるため、スイッチＳＷ２がＯＦＦ→ＯＮ、ス
イッチＳＷ３がＯＮ→ＯＦＦに戻る。従って、時刻ｔ３
以降、サンプルホールド回路５３は、時刻ｔ２〜ｔ３で
検出した値（ΔＩに比例した値）を保持する。また、サ
ンプルホールド回路５２は、センサ電流信号ＩＰをその
まま出力する。

【００８２】因みに、時刻ｔ２〜ｔ３の期間は、データ
出力回路５０内のサンプルホールド回路５３の値を更新
するのに最小限必要な時間（コンデンサのチャージ時
間）である。

【００８３】その後、時刻ｔ４では、ワンショットパル
ス回路２４のパルス信号が立ち下がり、ＡＦＳＨＴ信号
が論理ハイレベルに戻る。それにより、データ出力回路
５０（前記図６）においては、ＳＷ１＝ＯＮとなること
から、サンプルホールド回路５１がセンサ電流信号ＩＰ
をそのままＡＦＯＵＴ信号としてＣＰＵ６０に対して出
力する。時刻ｔ４以降、ＣＰＵ６０は、ＡＦＯＵＴ信号
（センサ電流信号ＩＰ）に基づくＡ／Ｆ値検出を再開す
る。

【００８４】なお本実施の形態では、比較回路４０が請
求項記載の「第１の回路部」に相当し、タイミング決定
回路２０が「第２の回路部」に相当し、データ出力回路
５０が「第３の回路部」に相当する。

【００８５】以上詳述した本実施の形態によれば、以下
に示す効果が得られる。（ａ）本実施の形態では、所定の時定数を持たせて変化
する印加電圧ＡＦＣが所定の基準電圧Ｖｒｅｆに達した
タイミングで、電圧変化と電流変化とを検出するように
した。つまり、図９に示されるように、時定数を持って
変化する電圧ＶがＶｏ値に収束する以前にセンサ電流の
変化量ΔＩを検出するようにした。なおここで、電圧変
化と電流変化とを収束前に計測する際、その計測値から
センサの素子抵抗値が検出できることは、前述の図１２
〜図１４並びに式（１）〜式（８）を用いて説明済みで
ある。

【００８６】本実施の形態によれば、電圧変化に伴う電
流変化の検出タイミングや時定数などの各種要因のバラ
ツキに関係なく、素子抵抗値が精度良く検出できるよう
になる。すなわち本実施の形態によれば、電圧が所定値
（図９，図１１のΔＶ）に達した瞬間にその電流値「Δ
Ｉ」を検出するため、時定数にバラツキが生じていても
それに関係なく常に所望のΔＩ値が検出できる。この場
合、ΔＩ値にバラツキはなく、素子抵抗値の検出精度が
向上する。

【００８７】（ｂ）また、図９〜図１１に示されるよう
に、電流変化の計測時刻「ｔＴＨ」が「ｔＴＨ’」より
も早いことから、素子抵抗検出に要する時間が短縮され
る。従って、Ａ／Ｆが検出不可となる時間（すなわち、
一時的に素子抵抗検出用の電圧に切り換えた後、元のＡ
／Ｆ検出用の電圧に戻すまでの時間）が短縮され、Ａ／
Ｆ検出への影響を最小限に抑えることができる。

【００８８】（ｃ）比較回路４０の基準電圧Ｖｒｅｆに
ヒステリシスを持たせた。それにより、コンパレータ４
１の出力（ＣＯＭＰ）が安定すると共に、データ出力回
路５０でのＲＩＯＵＴ信号の更新時においてデータ書換
えのために必要な時間を確保することができる。

【００８９】（ｄ）空燃比検出装置において、・所定の時定数を持たせた電圧の変化量が所定の値に達
したことを判定する。・その判定のタイミングで、素子抵抗検出のための電圧
変化と電流変化とを検出する旨を決定する。・同じくその判定のタイミングで、電圧変化に対応する
電流変化を計測する。といった処理を電気回路にて実現するようにした。

【００９０】上記構成によれば、例えばエンジン制御用
のマイクロコンピュータ（エンジン制御用ＥＣＵ）で実
現する場合と比較して、電圧変化や電流変化を検出する
タイミングのバラツキが大幅に低減され、素子抵抗値が
誤差無く検出できるようになる。電圧変化と電流変化と
が瞬時に計測できることから、Ａ／Ｆの検出不可能時間
が短縮できるという効果も得られる。

【００９１】（ｅ）また、各種回路をアナログ素子を用
いて構成したため、装置の低コスト化が実現できる。（ｆ）データ出力回路５０は、Ａ／Ｆ検出時にはＲＩＯ
ＵＴ信号の前回計測値を保持したままＡＦＯＵＴ信号を
更新し、素子抵抗検出時にはＡＦＯＵＴ信号の前回値を
保持したままＲＩＯＵＴ信号を更新するようにした。こ
の場合、Ａ／Ｆ値の検出と素子抵抗値の検出とが連続的
に実施でき、何れか一方の値を検出する際にも他方の値
が適正に管理保持できる。

【００９２】（ｇ）ローパスフィルタ３４による時定数
を、センサ特有のカットオフ周波数の逆数以下とした。
この場合、素子抵抗検出時における電圧印加を必要以上
に長引かせることもなく、電圧印加時間が好適に設定さ
れる。

【００９３】（ｈ）上記のように素子抵抗値を精度良く
検出することが可能となれば、その検出結果を用いたＡ
／Ｆセンサ１０の活性化制御（ヒータ通電制御）が精度
良く実現できる。また、素子抵抗値の検出結果は、セン
サ１０の劣化判定にも有効に適用できることになる。

【００９４】なお、本発明の実施の形態は、上記以外に
次の形態にて具体化できる。所定の時定数を持たせて電
圧を切り換えてから電圧変化と電流変化とを検出するタ
イミングまでの時間を、ローパスフィルタの時定数のオ
ーダー以下とする。この場合にも、電圧が変化する途中
で電圧変化と電流変化とが検出され、それにより素子抵
抗値の検出精度が向上する。

【００９５】上記実施の形態では、素子抵抗値を検出す
る手段としてアナログ回路を使用したが、これ以外にも
具体化できる。電圧変化と電流変化とを検出するタイミ
ングのバラツキが許容レベル（大きくとも、数μｓ程
度）に解消されることを条件に、マイクロコンピュータ
等を使用した電子制御装置で実現することも可能であ
る。

【００９６】上記実施の形態では、積層型のＡ／Ｆセン
サにてガス濃度センサを具体化したが、コップ型のＡ／
Ｆセンサに具体化してもよい。また、Ａ／Ｆセンサ以外
に、他のガス濃度センサに具体化してもよい。例えば排
ガス中のＮＯｘを検出するためのＮＯｘセンサや、排ガ
ス中のＯ2 ，ＮＯｘ等を同時に検出可能な複合型センサ
など、被検出ガス中の特定成分の濃度を検出するための
センサに具体化できる。ＮＯｘセンサや複合型センサで
の実施に際しては、当該センサを用いたガス濃度検出装
置として本発明が適用される。

【図面の簡単な説明】

【図１】発明の実施の形態における空燃比検出装置の概
要を示す構成図。

【図２】Ａ／Ｆセンサの構成を示す断面図。

【図３】タイミング決定回路の電気的構成を示す回路
図。

【図４】バイアス制御回路の電気的構成を示す回路図。

【図５】比較回路の電気的構成を示す回路図。

【図６】データ出力回路の電気的構成を示す回路図。

【図７】実施の形態の作用を説明するためのタイムチャ
ート。

【図８】実施の形態の作用を説明するためのタイムチャ
ート。

【図９】素子抵抗検出時における電圧変化と電流変化と
の波形を示す図。

【図１０】素子抵抗検出時における電圧変化と電流変化
との波形を示す図。

【図１１】素子抵抗検出時における電圧変化と電流変化
との波形を示す図。

【図１２】ガス濃度センサの等価電気回路図。

【図１３】ガス濃度センサの等価電気回路図と、その等
価回路に対応するブロック図。

【図１４】電圧指令値からセンサ電流出力までの伝達ブ
ロック図。

【符号の説明】

１０…ガス濃度センサとしてのＡ／Ｆセンサ、２０…第
２の回路部を構成するタイミング決定回路、３０…バイ
アス制御回路、４０…第１の回路部を構成する比較回
路、５０…第３の回路部を構成するデータ出力回路、６
０…ＣＰＵ、７３…センサ素子部、７４…固体電解質。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】固体電解質を用いた素子部を有し、被検出
ガス中の特定成分の濃度を検出するガス濃度センサに適
用され、濃度検出のために前記素子部に印加した電圧を
素子抵抗検出用の電圧に所定の時定数を持たせて切り換
え、その時の電圧変化とそれに伴う電流変化とから前記
素子部の抵抗値を検出するガス濃度センサの素子抵抗検
出方法において、前記電圧変化と電流変化とを検出するタイミングを、前
記所定の時定数を持たせて変化する電圧が一定値へ収束
する以前とすることを特徴とするガス濃度センサの素子
抵抗検出方法。
【請求項２】前記所定の時定数を持たせた電圧の変化量
が所定の値に達したタイミングで、前記電圧変化と電流
変化とを検出する請求項１に記載のガス濃度センサの素
子抵抗検出方法。
【請求項３】濃度検出時の印加電圧を素子抵抗検出用の
印加電圧に切り換える時の電圧変化の指令値よりも小さ
い電圧幅でしきい値を設定しておき、電圧変化量が前記
しきい値に達するタイミングで、前記電圧変化と電流変
化とを検出する請求項２に記載のガス濃度センサの素子
抵抗検出方法。
【請求項４】前記所定の時定数は前記ガス濃度センサの
カットオフ周波数の逆数以下とする請求項１〜請求項３
のいずれかに記載のガス濃度センサの素子抵抗検出方
法。
【請求項５】前記所定の時定数を持たせて電圧を切り換
えてから前記電圧変化と電流変化とを検出するタイミン
グまでの時間を、前記所定の時定数のオーダー以下とす
る請求項１〜請求項４のいずれかに記載のガス濃度セン
サの素子抵抗検出方法。
【請求項６】固体電解質を用いた素子部を有し、被検出
ガス中の特定成分の濃度を検出するガス濃度センサに適
用され、濃度検出のために前記素子部に印加した電圧を
素子抵抗検出用の電圧に所定の時定数を持たせて切り換
え、その時の電圧変化とそれに伴う電流変化とから前記
素子部の抵抗値を検出するガス濃度検出装置において、前記所定の時定数を持たせた電圧の変化量が所定の値に
達したことを判定する第１の回路部と、前記第１の回路部による判定のタイミングで、素子抵抗
検出のための電圧変化と電流変化とを検出する旨を決定
する第２の回路部と、前記第２の回路部によるタイミング決定に応じて、電圧
変化に対応する電流変化を計測する第３の回路部とを備
えることを特徴とするガス濃度検出装置。
【請求項７】請求項６に記載のガス濃度検出装置におい
て、前記第１の回路部は、濃度検出時の印加電圧を素子抵抗
検出用の印加電圧に切り換える時の電圧変化の指令値よ
りも小さい電圧幅でしきい値を設定し且つ、時定数に従
い変化する電圧と前記しきい値とを比較する比較回路か
らなるガス濃度検出装置。
【請求項８】請求項６又は請求項７に記載のガス濃度検
出装置において、前記第３の回路部は、濃度検出時には素子抵抗検出のた
めの前回計測値を保持したままガス濃度検出値を更新
し、素子抵抗検出時にはガス濃度検出のための前回値を
保持したまま素子抵抗検出値を更新するガス濃度検出装
置。
【請求項９】請求項６〜請求項８のいずれかに記載のガ
ス濃度検出装置において、前記第１〜第３の回路部をアナログ素子を用いた回路で
構成するガス濃度検出装置。