JP6265094B2 - 制御装置、および、その製造方法 - Google Patents

Description

本発明は、気体濃度センサを制御する制御装置に関するものである。

特許文献１に示されるように、印加電圧の変化量と素子電流の変化量とに基づいてガス濃度センサの交流インピーダンスを検出するガス濃度検出装置が知られている。このガス濃度検出装置は、ガス濃度センサに電圧を印加する印加電圧制御回路と素子電流を検出するための電流検出抵抗を有する。

特開２００４−２５１８９１号公報

特許文献１に示されるガス濃度検出装置は、電流検出抵抗を流れる電流を検出することで素子電流の変化量を検出しており、この電流は電流検出抵抗の抵抗値とその両端電圧に基づいて検出することができる。電流検出抵抗の両端電圧は印加電圧制御回路の印加する電圧に依存するが、印加電圧制御回路や電流検出抵抗には製造誤差がある。そのために交流インピーダンスの検出精度が低下する虞がある。

そこで本発明は上記問題点に鑑み、インピーダンスの検出精度の低下が抑制された制御装置、および、その製造方法を提供することを目的とする。

上記した目的を達成するための第１発明は、気体濃度センサ（２００）を制御する制御装置であって、印加電圧を時間的に変動することで、気体濃度センサへ時間的に電流値の変動する掃引電流を供給する掃引回路（１０）と、気体濃度センサを流れる電流を検出するための電流検出用抵抗（２０）と、気体濃度センサのインピーダンスを算出する算出部（３０）と、を有し、掃引回路から電位の一定な基準電位へと向かって気体濃度センサと電流検出用抵抗とが順に直列接続されており、掃引回路は、定電圧回路（１１，１２）と基準抵抗（１３，１４）を有し、掃引電流は定電圧回路が出力する定電圧と基準抵抗の抵抗値とに依存し、基準抵抗と電流検出用抵抗とが同一の半導体チップに同一材料を用いて同一形状で形成されており、算出部は、電流検出用抵抗の抵抗値に気体濃度センサの印加電圧の時間変化分を乗算した値を電流検出用抵抗の印加電圧の時間変化分でもって割ることで、気体濃度センサのインピーダンスを算出することを特徴とする。
第２の発明は、印加電圧を時間的に変動することで、気体濃度センサ（２００）へ時間的に電流値の変動する掃引電流を供給する掃引回路（１０）と、気体濃度センサを流れる電流を検出するための電流検出用抵抗（２０）と、気体濃度センサのインピーダンスを算出する算出部（３０）と、を有し、掃引回路から電位の一定な基準電位へと向かって気体濃度センサと電流検出用抵抗とが順に直列接続されており、掃引回路は、定電圧回路（１１，１２）と基準抵抗（１３，１４）を有し、掃引電流は定電圧回路が出力する定電圧と基準抵抗の抵抗値とに依存し、算出部は、電流検出用抵抗の抵抗値に気体濃度センサの印加電圧の時間変化分を乗算した値を電流検出用抵抗の印加電圧の時間変化分でもって割ることで、気体濃度センサのインピーダンスを算出する、気体濃度センサの制御装置の製造方法であって、基準抵抗と電流検出用抵抗とを同一の設計、同一の製造方法で同一の半導体チップに形成することを特徴とする。

上記したように第１発明では基準抵抗（１３，１４）と電流検出用抵抗（２０）とが同一の半導体チップに同一材料を用いて同一形状で形成されている。したがって第２発明と同様にして基準抵抗（１３，１４）と電流検出用抵抗（２０）とを同一の製造方法で同一の半導体チップに製造することができる。そのため電流検出用抵抗（２０）の印加電圧の時間変化分に本来であれば含まれる誤差がキャンセルされる。これにより電流検出用抵抗（２０）の印加電圧の検出精度が向上され、気体濃度センサ（２００）のインピーダンスの検出精度の低下が抑制される。

なお、特許請求の範囲に記載の請求項、および、課題を解決するための手段それぞれに記載の要素に括弧付きで符号をつけているが、この括弧付きの符号は実施形態に記載の各構成要素との対応関係を簡易的に示すためのものであり、実施形態に記載の要素そのものを必ずしも示しているわけではない。括弧付きの符号の記載は、いたずらに特許請求の範囲を狭めるものではない。

第１実施形態に係る制御装置の概略構成を示す回路図である。 図１に示す掃引回路の概略構成を示す回路図である。 掃引電流と検出電圧の時間変化を示すタイミングチャートである。 インピーダンスＺａｃの算出処理を示すフローチャートである。 誤差がない場合のインピーダンスＺａｃの理論式を説明するための模式図である。 誤差がある場合のインピーダンスＺａｃの理論式を説明するための模式図である。 インピーダンスＺａｃの算出処理の変形例を示すフローチャートである。 インピーダンスＺａｃの算出処理の変形例を示すフローチャートである。

以下、本発明の実施形態を図に基づいて説明する。
（第１実施形態）
図１〜図６に基づいて本実施形態に係る制御装置１００を説明する。以下においては物理量を示すためにＺａｃ、Ｖ１などの各種記号を用いるが、本文中ではこれらを全角で記し、数式として示す場合と図面においてはこれら各種記号を半角で記す。また以下ではｄ、Δという記号を用いるが、ｄは時間変化を示し、Δは誤差を示している。

本実施形態に係る気体濃度センサ２００は限界電流式酸素センサである。気体濃度センサ２００は例えば内燃機関の排気ガスの通る排気管に設けられ、排気ガスの成分濃度に応じた信号を制御装置１００へと出力する。制御装置１００は気体濃度センサ２００を制御するとともに、気体濃度センサ２００から入力された信号を受け取る。制御装置１００は気体濃度センサ２００の制御回路の他に、図示しないがエンジン制御回路を備えており、気体濃度センサ２００からの信号、および、内燃機関の回転数や吸入空気量などの内燃機関の情報に基づいて燃料噴射装置の燃料噴射量を制御する。

気体濃度センサ２００は排気ガスに含まれている空気と燃料の比（空燃比）に応じて出力電圧が変動する。より詳しく言えば、気体濃度センサ２００は、内燃機関にて空気と燃料とが過不足なく反応される理想的な空燃比（理想空燃比）よりも排気ガスの空燃比が低い（酸素濃度が薄い）場合、理想空燃比時よりも出力電圧が上昇する。これとは反対に理想空燃比よりも空燃比が高い（酸素濃度が濃い）場合、理想空燃比時よりも出力電圧が下降する。したがって制御装置１００は気体濃度センサ２００の出力電圧が上昇した場合、酸素濃度が濃くなるように燃料噴射装置の燃料噴射量を制御し、気体濃度センサ２００の出力電圧が下降した場合、酸素濃度が薄くなるように燃料噴射装置の燃料噴射量を制御する。こうすることで制御装置１００は内燃機関の排気ガスの空燃比が理想空燃比となるように制御する。

図示しないが、気体濃度センサ２００は拡散抵抗層に第１電極、固体電解質、第２電極が順次積層されて成る。拡散抵抗層は小孔を有する多孔質のアルミナなどから成り、第１電極と第２電極は白金などから成る。そして固体電解質はジルコニア固体電解質である。拡散抵抗層を介して第１電極に排気ガスが流入され、第２電極は大気に開放されている。第１電極は気体濃度センサ２００の第１端子２００ａに接続され、第２電極が第２端子２００ｂに接続されている。以下においては第１電極を排気側電極、第２電極を大気側電極と示す。

排気ガスの空燃比が理想空燃比よりも高い場合（空燃比がリーンの場合）、排気ガスに含まれる酸素分子が排気側電極へ吸入される。吸入された酸素分子はイオン化して固体電解質へと移動し、固体電解質を介して大気側電極へと移動する。そして大気側電極においてイオン化した酸素が酸素分子に戻されて、大気へ放出される。このように排気ガスの空燃比がリーンの場合、排気側電極から大気側電極へとイオン化した酸素が流れる。換言すれば、空燃比がリーンの場合、大気側電極から排気側電極へと電流が流れる。これとは異なり、排気ガスの空燃比が理想空燃比よりも低い場合（空燃比がリッチの場合）、大気に含まれる酸素分子が大気側電極へ吸入される。吸入された酸素分子はイオン化して固体電解質へと移動し、固体電解質を介して排気側電極へと移動する。そして排気側電極においてイオン化した酸素が酸素分子に戻されて、排気ガスへ放出される。この排気側電極から放出された酸素分子は、排気ガスに含まれる未燃ガス（一酸化炭素、塩化水素、水素など）と反応する。このように排気ガスの空燃比がリッチの場合、大気側電極から排気側電極へとイオン化した酸素が流れる。換言すれば、空燃比がリッチの場合、排気側電極から大気側電極へと電流が流れる。

上記した気体濃度センサ２００を流れる電流（以下、センサ電流と示す）は、印加電圧が低い場合、その印加電圧と気体濃度センサ２００の抵抗値に応じて流れる。しかしながら印加電圧が所定値を超えると、センサ電流は飽和する。排気ガスの空燃比がリーンの場合、排気ガスに含まれる酸素分子の吸入が拡散抵抗層によって制限されるためにセンサ電流が飽和する。これに対して排気ガスの空燃比がリッチの場合、未燃ガスと酸素分子との反応が拡散抵抗層によって制限されるためにセンサ電流が飽和する。このようにセンサ電流が飽和し、気体濃度センサ２００に限界電流が流れる。

この限界電流は排気ガスに含まれる酸素濃度（空燃比）に正比例する性質を有する。したがって限界電流を検出することで酸素濃度を検出することができる。また、気体濃度センサ２００のインピーダンスは温度依存性がある。したがって気体濃度センサ２００の印加電圧とセンサ電流それぞれの時間変化分を検出することでインピーダンスを求め、インピーダンスの温度依存性に基づいて気体濃度センサ２００の温度を検出することもできる。

図１に示すように制御装置１００は、掃引回路１０と、電流検出用抵抗２０と、処理回路３０と、基準回路４０と、を有する。掃引回路１０は気体濃度センサ２００に電流を流すとともに電圧を印加するものであり、電流検出用抵抗２０は気体濃度センサ２００を流れる電流を検出するためのものである。処理回路３０は気体濃度センサ２００のインピーダンスを算出してその温度を算出するとともに、気体濃度センサ２００の出力信号（出力電圧およびセンサ電流）に基づいて燃料噴射装置を制御するものである。そして基準回路４０は、制御装置１００の基準電位（オフセット電位）を定めるものである。処理回路３０が特許請求の範囲に記載の算出部に相当する。

図１に示すように気体濃度センサ２００の第２端子２００ｂに掃引回路１０が接続され、気体濃度センサ２００の第１端子２００ａに電流検出用抵抗２０が接続されている。そして掃引回路１０から基準回路４０へと向かって気体濃度センサ２００と電流検出用抵抗２０とが順に直列接続されている。この接続構成により、掃引回路１０から掃引電流Ｉｏｐｒが出力されると、図１に実線矢印で示すように掃引回路１０から気体濃度センサ２００と電流検出用抵抗２０とを介して、基準回路４０へと掃引電流Ｉｏｐｒが流れる。本実施形態において処理回路３０は、掃引回路１０と気体濃度センサ２００との間の第１電位Ｖ１、気体濃度センサ２００と電流検出用抵抗２０との間の第２電位Ｖ２、電流検出用抵抗２０と基準回路４０との間の第３電位Ｖ３それぞれの時間変化分ｄ（Ｖ１）〜ｄ（Ｖ３）を検出する。そして処理回路３０は検出したｄ（Ｖ１）〜ｄ（Ｖ３）、および、電流検出用抵抗２０の抵抗値Ｒｓに基づいて気体濃度センサ２００のインピーダンスＺａｃを算出する。

なお、基準回路４０によって制御装置１００の下限と成る基準電位がグランド電位よりも高められている。したがって掃引回路１０によってグランド電位よりも高く、且つ、基準電位よりも低い電圧が生成されることで、図３に示すように掃引電流Ｉｏｐｒの流動方向が逆転される。以下、制御装置１００の構成要素である掃引回路１０、電流検出用抵抗２０、処理回路３０、および、基準回路４０を個別に説明した後、処理回路３０のインピーダンスＺａｃの算出処理について説明する。

掃引回路１０は気体濃度センサ２００に印加する電圧を時間的に変動することで、時間的に電流値が変動し、且つ、電流値が正負に反転する（電流の流動方向が逆転する）掃引電流Ｉｏｐｒを気体濃度センサ２００へ供給するものである。図２に示すように掃引回路１０は、定電圧回路１１，１２と、基準抵抗１３，１４と、スイッチ１５，１６と、掃引制御回路１７と、を有する。第１基準抵抗１３、第１スイッチ１５、第２スイッチ１６、第２基準抵抗１４が順に直列接続され、第１基準抵抗１３の両端に第１定電圧回路１１が接続され、第２基準抵抗１４の両端に第２定電圧回路１２が接続されている。スイッチ１５，１６の中点が出力端子となっており、スイッチ１５，１６の駆動状態が掃引制御回路１７によって制御される。掃引制御回路１７によってスイッチ１５，１６が駆動状態とされることで、基準抵抗１３，１４によって電圧降下された定電圧回路１１，１２の定電圧が上記した出力端子に印加される。この結果、出力端子から基準抵抗１３，１４の抵抗値と定電圧回路１１，１２の定電圧に依存する掃引電流Ｉｏｐｒが出力される。定電圧回路１１，１２から出力される定電圧の電圧レベルは互いに異なるが、基準抵抗１３，１４の抵抗値は互いに等しくなっている。掃引制御回路１７によってスイッチ１５，１６それぞれの駆動状態を制御することで掃引電流Ｉｏｐｒの電流値が時間的に変動されるとともに電流の流動方向が逆転される。

図３では掃引電流Ｉｏｐｒの電流値を掃引回路１０から基準回路４０へと流動する場合に正、その反対の場合に負で示している。図３に示すように掃引電流Ｉｏｐｒの電流値は時間ｔ１においてゼロであるが、時間ｔ２においてゼロから最大電流値まで上昇し、時間ｔ４まで電流値が一定に保たれる。そして時間ｔ４にて掃引電流Ｉｏｐｒの電流値が最大電流値からゼロへと戻り、時間ｔ５に至るとゼロから最低電流値へと下降する。そして掃引電流Ｉｏｐｒの電流値は時間ｔ６まで一定に保たれ、時間ｔ６にて最低電流値からゼロへと戻る。

図３に示すように時間ｔ１において掃引電流Ｉｏｐｒはゼロなので、電位Ｖ１〜Ｖ３それぞれは時間的に変化しない。しかしながら時間ｔ２に至り掃引電流Ｉｏｐｒの電流値が上昇すると、第３電位Ｖ３は基準回路４０のためにさほど変化しないが、電位Ｖ１，Ｖ２それぞれは上昇し始める。そして時間ｔ２から検出時間Ｔだけ経過した時間ｔ３に至ると電位Ｖ１，Ｖ２それぞれは最大値となる。処理回路３０は時間ｔ１において電位Ｖ１（ｔ１）、Ｖ２（ｔ１）、Ｖ３（ｔ１）を検出し、時間ｔ３において電位Ｖ１（ｔ３）、Ｖ２（ｔ３）、Ｖ３（ｔ３）を検出する。なお電位Ｖ１〜Ｖ３はアナログ信号である。処理回路３０は電位Ｖ１〜Ｖ３をＡＤ変換することで電位Ｖ１〜Ｖ３をデジタル信号とし、後述するようにインピーダンスＺａｃを算出する処理を行う。

上記したように掃引電流Ｉｏｐｒの電流値は上昇した後に逆向きに流れるように変化される。これは掃引電流Ｉｏｐｒの供給によって気体濃度センサ２００に蓄積された電荷を放電するためである。また掃引電流Ｉｏｐｒは、気体濃度センサ２００に上記した限界電流が流れるように電圧が印加されている際に、所定周期で気体濃度センサ２００に供給される。限界電流を流すための電圧（限界電圧）はｍｓオーダーで時間変動するが、掃引電流を流すための電圧（掃引電圧）はμｓオーダーで時間変動する。したがって掃引電圧は限界電圧に対して時間的に変動する。上記した限界電圧の気体濃度センサ２００への印加は掃引回路１０によって行ってもよいし、他の電圧印加回路によって行ってもよい。なお、掃引電流Ｉｏｐｒの最大電流値および最低電流値は、スイッチ１５，１６に入力する切り替え信号のデューティ比を変えることで変更可能となっている。このデューティ比の切り替えは、例えば車両に搭載のＥＣＵなどの外部装置からの指示が掃引制御回路１７に入力されることで成される。

電流検出用抵抗２０は気体濃度センサ２００を流れた電流を検出するためのものである。上記したように掃引電流Ｉｏｐｒの流動方向が正の場合、掃引電流Ｉｏｐｒは掃引回路１０から気体濃度センサ２００と電流検出用抵抗２０とを介して基準回路４０へと流れる。したがって掃引電流Ｉｏｐｒが正方向に流れているタイミング（時間ｔ３）にて電流検出用抵抗２０を流れる掃引電流Ｉｏｐｒを検出することで、気体濃度センサ２００を流れた掃引電流Ｉｏｐｒを、センサ電流として検出することができる。電流検出用抵抗２０の抵抗値をＲｓとし、電流検出用抵抗２０の両端電圧をＶｒｓとすると、掃引電流ＩｏｐｒはＶｒｓ／Ｒｓと表すことができる。この電圧ＶｒｓはＶ２−Ｖ３によって表すことができる。

本実施形態では電流検出用抵抗２０と掃引回路１０とが同一の半導体チップに形成されている。そして電流検出用抵抗２０と掃引回路１０の有する基準抵抗１３，１４は同一の設計になっており、同一の製造方法で形成されている。そのため、電流検出用抵抗２０と基準抵抗１３，１４とは、その抵抗値のねらい値からのバラツキ（製造バラツキ）の増減傾向が同一になっている。より具体的に示せば、下記式に示すように、基準抵抗１３，１４それぞれの抵抗値Ｒｒｅｆでもって自身の製造誤差ΔＲｒｅｆを割った値と、電流検出用抵抗２０の抵抗値Ｒｓでもって自身の製造誤差ΔＲｓを割った値とが等しい関係になるように、電流検出用抵抗２０と基準抵抗１３，１４とが形成されている。
（式１）

ΔRref/Rref=ΔRs/Rs=α

数式１に含まれるαは一定値である。この関係により、後述するように電圧Ｖｒｓの検出精度が向上される。なお、抵抗１３，１４，２０を例えばポリシリコンで形成する場合、同一の製造工程において同一の形状を成すポリシリコンを上記した半導体チップの土台となる基板に積層する。そして同一の製造工程において同一の形状を成す端子をポリシリコンの端部に形成する。こうすることで抵抗１３，１４，２０を形成し、数式１を成立させる。なおもちろんではあるが、抵抗１３，１４，２０の形成としては上記例に限定されない。例えば抵抗１３，１４，２０を上記した基板の一部によって形成する場合、基板に同一の製造工程において同一の形状を成す端子を形成する。こうすることで抵抗１３，１４，２０を形成し、数式１を成立させてもよい。

処理回路３０は気体濃度センサ２００の出力電圧によって排気ガスの空燃比が理想空燃比よりも低いのか高いのかを検出し、燃料噴射装置の燃料噴射量を制御する。また処理回路３０は気体濃度センサ２００のインピーダンスＺａｃを求める。本実施形態に係る処理回路３０は気体濃度センサ２００のインピーダンスＺａｃの温度特性を記憶しており、この温度特性と算出したインピーダンスＺａｃに基づいて気体濃度センサ２００の温度（センサ温度）も算出する。気体濃度センサ２００には駆動温度を制御するためのヒータが設けられており、処理回路３０はセンサ温度が一定となるようにヒータの駆動を制御する。なお処理回路３０は、電流検出用抵抗２０の抵抗値Ｒｓを記憶しており、電位Ｖ１〜Ｖ３の時間変化分ｄ（Ｖ１）〜ｄ（Ｖ３）を検出することで、インピーダンスＺａｃを算出する。処理回路３０によるインピーダンスＺａｃの算出については後述する。

基準回路４０は上記したように制御装置１００の基準電位（オフセット電位）を定めるものである。図１に示すように基準回路４０は、オペアンプ４１と抵抗４２，４３を有する。抵抗４２，４３が電源とグランドとの間に直列接続され、その中点がオペアンプ４１の非反転入力端子に接続されている。そしてオペアンプ４１の反転入力端子と出力端子とが接続され、出力端子が電流検出用抵抗２０の端部に接続されている。この接続構成によりボルテージホロアー回路が構成され、オペアンプ４１から抵抗４２，４３の中点電圧が出力される。

次に、図４に基づいて処理回路３０によるインピーダンスＺａｃの算出を説明する。先ずステップＳ１０において処理回路３０は、掃引回路１０から掃引電流Ｉｏｐｒが供給される前（掃引前）の時間ｔ１における電位Ｖ１（ｔ１）、Ｖ２（ｔ１）、Ｖ３（ｔ１）を検出する。

次いでステップＳ２０へ進むと処理回路３０は、時間ｔ２において掃引電流Ｉｏｐｒを供給する指示（掃引開始指示）を含む信号を掃引回路１０に出力する。これにより図３に示すように時間ｔ２において掃引電流Ｉｏｐｒが供給され、電位Ｖ１〜Ｖ３が変動し始める。

その後ステップＳ３０へ進むと処理回路３０は、時間ｔ２から検出時間Ｔだけ経過したか否かを判定する。検出時間Ｔが経過していないと判定した場合、処理回路３０はステップＳ３０を繰り返す。しかしながら検出時間Ｔが経過したと判定した場合、処理回路３０は電位Ｖ１，Ｖ２の電圧値が最大値に達したと判定し、ステップＳ４０へ進む。すなわち処理回路３０は、掃引電流Ｉｏｐｒの最大電流値に応じた分だけ電位Ｖ１，Ｖ２の電圧値が上昇したと判定し、ステップＳ４０へ進む。なお検出時間Ｔの値はあらかじめ電位Ｖ１，Ｖ２の上昇スピードに基づいて決定されるが、掃引電流Ｉｏｐｒの電流値が最大値をとる時間（ｔ４−ｔ２）よりも短く、且つ、その時間の半分以上に設定される。

ステップＳ４０へ進むと処理回路３０は、掃引電流Ｉｏｐｒの最大電流値に応じた分だけ電位Ｖ１，Ｖ２の電圧値が上昇した時間ｔ３における電位Ｖ１（ｔ３）、Ｖ２（ｔ３）、Ｖ３（ｔ３）を検出する。

そしてステップＳ５０へ進むと処理回路３０は、ステップＳ１０，Ｓ４０にて検出した電位（電圧）Ｖ２（ｔ１），Ｖ２（ｔ３）、Ｖ３（ｔ１）、Ｖ３（ｔ３）と、記憶していた電流検出用抵抗２０の抵抗値Ｒｓとに基づいて掃引電流Ｉｏｐｒの時間変化分ｄ（Ｉｏｐｒ）を算出する。上記したように掃引電流ＩｏｐｒはＶｒｓ／Ｒｓと表すことができる。したがってｄ（Ｉｏｐｒ）は、電圧Ｖｒｓの時間変化分をｄ（Ｖｒｓ）とすると、ｄ（Ｖｒｓ）／Ｒｓと表すことができる。電圧ＶｒｓはＶ２−Ｖ３と表すことができるので、ｄ（Ｖｒｓ）はｄ（Ｖ２）−ｄ（Ｖ３）と表すことができる。そして電位Ｖ２の時間変化分を表すｄ（Ｖ２）は今までに検出したＶ２（ｔ１），Ｖ２（ｔ３）によって、Ｖ２（ｔ３）−Ｖ２（ｔ１）と表すことができる。同様にしてｄ（Ｖ３）はＶ３（ｔ３）−Ｖ３（ｔ１）と表すことができる。以上によりｄ（Ｉｏｐｒ）は下記式で表される。
（式２）

d(Iopr)=[(V2(t3)-V2(t1))-(V3(t3)-V3(t1))]/Rs

その後ステップＳ６０へ進むと処理回路３０は、ステップＳ１０，Ｓ４０にて検出した電位（電圧）Ｖ１（ｔ１），Ｖ１（ｔ３）、Ｖ２（ｔ１）、Ｖ２（ｔ３）に基づいて気体濃度センサ２００の両端電圧Ｖｚａｃの時間変化分ｄ（Ｖｚａｃ）を算出する。電圧ＶｚａｃはＶ１−Ｖ２と表すことができるので、ｄ（Ｖｚａｃ）はｄ（Ｖ１）−ｄ（Ｖ２）と表すことができる。そして電位Ｖ１の時間変化分を表すｄ（Ｖ１）は今までに検出したＶ１（ｔ１），Ｖ１（ｔ３）によってＶ１（ｔ３）−Ｖ１（ｔ１）と表すことができる。以上によりｄ（Ｖｚａｃ）は下記式で表される。
（式３）

d(Vzac)=[(V1(t3)-V1(t1))-(V2(t3)-V2(t1))]

最後にステップＳ７０へ進むと処理回路３０は、今までに算出したｄ（Ｉｏｐｒ）とｄ（Ｖｚａｃ）に基づいて気体濃度センサ２００のインピーダンスＺａｃを算出する。インピーダンスＺａｃは、気体濃度センサ２００に印加された電圧Ｖｚａｃの時間変化分ｄ（Ｖｚａｃ）をセンサ電流（掃引電流Ｉｏｐｒ）の時間変化分ｄ（Ｉｏｐｒ）によって割ることで表すことができる。したがってインピーダンスＺａｃは下記式によって表すことができる。
（式４）

Zac=d(Vzac)/d(Iopr)

以上によりインピーダンスＺａｃは数式２〜４により下記式によって表すことができる。
（式５）

Zac=Rs×[(V1(t3)-V1(t1))-(V2(t3)-V2(t1))]/[(V2(t3)-V2(t1))-(V3(t3)-V3(t1))]

処理回路３０はこの数式５を計算することで、インピーダンスＺａｃを算出する。なお、数式５の右辺の分子は、電流検出用抵抗２０の抵抗値Ｒｓに気体濃度センサ２００の印加電圧の時間変化分ｄ（Ｖｚａｃ）を乗算した値を示し、分母は電流検出用抵抗２０の印加電圧の時間変化分ｄ（Ｖｒｓ）を示している。そのために数式５は下記式のように表すこともできる。
（式６）

Zac=Rs×d(Vzac)/d(Vrs)

次に、気体濃度センサ２００のインピーダンスＺａｃの理論式を図５および図６に基づいて説明する。以下においてはこれまでに記述した数式１〜６と一部重複するが、議論を簡明とするために、重複を厭わずにそのまま記載する。そして理論式の説明後に制御装置１００の作用効果を説明する。

上記したように気体濃度センサ２００のインピーダンスＺａｃは、気体濃度センサ２００に印加された電圧Ｖｚａｃの時間変化分ｄ（Ｖｚａｃ）を、気体濃度センサ２００を流れた掃引電流Ｉｏｐｒの時間変化分ｄ（Ｉｏｐｒ）で割ることで表される。
（式７）

Zac=d(Vzac)/d(Iopr)

また掃引電流Ｉｏｐｒは、電流検出用抵抗２０の両端電圧Ｖｒｓを電流検出用抵抗２０の抵抗値Ｒｓで割ることで表すことができる。そのため下記式に示すように、掃引電流Ｉｏｐｒの時間変化分ｄ（Ｉｏｐｒ）は、両端電圧Ｖｒｓの時間変化分ｄ（Ｖｒｓ）を抵抗値Ｒｓで割ることで表すことができる。
（式８）

d(Iopr)=d(Vrs)/Rs

以上からインピーダンスＺａｃは下記式で表すことができる。
（式９）

Zac=Rs×d(Vzac)/d(Vrs)

ただし図６に示すように掃引回路１０に含まれる基準抵抗１３，１４には製造誤差ΔＲｒｅｆがあるために掃引電流Ｉｏｐｒにも誤差ΔＩｏｐｒがある。同様にして電流検出用抵抗２０にも製造誤差ΔＲｓがある。したがって数式９に示す電圧Ｖｒｓの時間変化分ｄ（Ｖｒｓ）は下記式に改められる。
（式１０）

d(Vrs+ΔVrs)=(Rs+ΔRs)×d(Iopr+ΔIopr)

上記したように掃引電流Ｉｏｐｒは基準抵抗１３，１４の抵抗値Ｒｒｅｆと定電圧回路１１，１２の定電圧に依存する。定電圧は一定値であり、掃引電流Ｉｏｐｒは抵抗値Ｒｒｅｆに反比例するので、下記関係式が成立する。
（式１１）

Iopr ∝ 1/Rref

したがって誤差を含む掃引電流Ｉｏｐｒ＋ΔＩｏｐｒは下記関係式によって表すことができる。
（式１２）

Iopr+ΔIopr ∝ 1/(Rref+ΔRref)

数式１１，１２から、誤差を含む掃引電流Ｉｏｐｒ＋ΔＩｏｐｒは下記式で表される。
（式１３）

Iopr+ΔIopr=Iopr/(1+ΔRref/Rref)

また数式１に示したように、抵抗値Ｒｒｅｆと抵抗値Ｒｓとは次の関係式を満たす。
（式１４）

ΔRref/Rref=ΔRs/Rs=α

以上により数式１０は数式１３，１４から下記に示すように数式展開することができる。
（式１５）

d(Vrs+ΔVrs)=(Rs+ΔRs)×d(Iopr+ΔIopr)
=Rs×(1+ΔRs/Rs)×d(Iopr)/(1+ΔRref/Rref)
=Rs×(1+α)×d(Iopr)/(1+α)
=Rs×d(Iopr)
=d(Vrs)

このように数式１４（数式１）の関係のためにｄ（Ｖｒｓ）に含まれる抵抗１３，１４，２０の製造誤差がキャンセルされる。したがって数式９，１５により誤差Δを含むインピーダンスは下記式によって表される。
（式１６）

Zac+ΔZac=(Rs+ΔRs)×d(Vzac+ΔVzac)/d(Vrs+ΔVrs)
=(Rs+ΔRs)×d(Vzac+ΔVzac)/d(Vrs)

以上がインピーダンスＺａｃの理論式の説明であるが、上記したように処理回路３０は、数式６を計算することでインピーダンスＺａｃを算出する。数式６におけるＲｓは処理回路３０が記憶していた電流検出用抵抗２０の抵抗値の設計値であり、実際の電流検出用抵抗２０に含まれる製造誤差の分、誤差がある。また数式６におけるｄ（Ｖｚａｃ）は数式３によって表され、処理回路３０が検出した値である。やはりこのｄ（Ｖｚａｃ）にも検出誤差がある。しかしながら数式６におけるｄ（Ｖｒｓ）は数式５の分母によって表され、処理回路３０が検出した値であるけれども、数式１５，１６に示すように数式１４（数式１）の関係のためにｄ（Ｖｒｓ）に本来であれば含まれる抵抗１３，１４，２０の製造誤差がキャンセルされる。これにより電圧Ｖｒｓの検出精度が向上され、気体濃度センサ２００のインピーダンスＺａｃの検出精度の低下が抑制される。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。

本実施形態では処理回路３０が電位Ｖ１〜Ｖ３を検出することでインピーダンスＺａｃを算出する例を示した。しかしながら処理回路３０が電位Ｖ１の他に、電位Ｖ２、Ｖ３のいずれか一方を検出することでインピーダンスＺａｃを算出してもよい。この場合、処理回路３０は抵抗値Ｒｓの他に掃引電流Ｉｏｐｒの時間変化分ｄ（Ｉｏｐｒ）を記憶している。このｄ（Ｉｏｐｒ）は図３に示すように掃引電流Ｉｏｐｒの最大電流値を示しており、予め設定される値である。

数式４，６により、インピーダンスＺａｃは下記のように表すことができる。
（式１７）

Zac=Rs×d(Vzac)/(Rs×d(Iopr))

したがって数式３により下記式が成立する。
（式１８）

Zac=Rs×[(V1(t3)-V1(t1))-(V2(t3)-V2(t1))]/(Rs×d(Iopr))

このように処理回路３０は電位Ｖ１，Ｖ２を検出し、数式１８を計算することで、インピーダンスＺａｃを算出することができる。なお数式１８を用いてインピーダンスＺａｃを算出する場合、処理回路３０は図４に示す処理に代えて、図７に示す処理を行う。すなわち処理回路３０はステップＳ１０において電位Ｖ１（ｔ１）、Ｖ２（ｔ１）を検出し、ステップＳ４０において電位Ｖ１（ｔ３）、Ｖ２（ｔ３）を検出する。そして処理回路３０はステップＳ５０において記憶していた掃引電流Ｉｏｐｒの時間変化分ｄ（Ｉｏｐｒ）と抵抗値Ｒｓを読み出し、ステップＳ６０において検出した電位Ｖ１（ｔ１）、Ｖ２（ｔ１）、Ｖ１（ｔ３）、Ｖ２（ｔ３）に基づいてｄ（Ｖｚａｃ）を算出する。最後にステップＳ７０において処理回路３０は数式１８に基づいてインピーダンスＺａｃを算出する。このように処理回路３０は電位Ｖ１，Ｖ２を検出し、数式１８を計算することで、インピーダンスＺａｃを算出する。なお図７に示すステップＳ２０、Ｓ３０は図４に示すステップＳ２０、Ｓ３０と同一である。

以上示したように電位Ｖ３を検出しなくとも、インピーダンスＺａｃを検出することができる。そのため３つの電位Ｖ１〜Ｖ３を検出することでインピーダンスＺａｃを検出する構成と比べて検出誤差が少なくなり、インピーダンスＺａｃの検出精度の低下が抑制される。なお、上記した検出誤差とは、具体的に言えばアナログ信号である電位Ｖ１〜Ｖ３をデジタル信号へと変換する際の分解能に起因する誤差（ＡＤ変換による誤差）である。

また電圧ＶｒｓはＲｓ×Ｉｏｐｒ、若しくは、Ｖ２−Ｖ３と表すことができるので、下記式が成立する。
（式１９）

V2=V3+Rs×Iopr

したがって数式１８，１９によりインピーダンスＺａｃは下記式で表すことができる。
（式２０）

Zac=Rs×[(V1(t3)-V1(t1))-((V3(t3)-V3(t1))-Rs×d(Iopr)]/(Rs×d(Iopr))

このように処理回路３０は電位Ｖ１，Ｖ３を検出し、数式２０を計算することで、インピーダンスＺａｃを算出することができる。なお数式２０を用いてインピーダンスＺａｃを算出する場合、処理回路３０は図４に示す処理に代えて、図８に示す処理を行う。すなわち処理回路３０はステップＳ１０において電位Ｖ１（ｔ１）、Ｖ３（ｔ１）を検出し、ステップＳ４０において電位Ｖ１（ｔ３）、Ｖ３（ｔ３）を検出する。そして処理回路３０はステップＳ５０において記憶していた掃引電流Ｉｏｐｒの時間変化分ｄ（Ｉｏｐｒ）と抵抗値Ｒｓを読み出し、ステップＳ６０において検出した電位Ｖ１（ｔ１）、Ｖ３（ｔ１）、Ｖ１（ｔ３）、Ｖ３（ｔ３）、および、記憶していた抵抗値Ｒｓ，時間変化分ｄ（Ｉｏｐｒ）に基づいてｄ（Ｖｚａｃ）を算出する。最後にステップＳ７０において処理回路３０は数式２０に基づいてインピーダンスＺａｃを算出する。このように処理回路３０は電位Ｖ１，Ｖ３を検出し、数式２０を計算することで、インピーダンスＺａｃを算出する。なお図８に示すステップＳ２０、Ｓ３０は図４に示すステップＳ２０、Ｓ３０と同一である。

以上示したように電位Ｖ２を検出しなくとも、インピーダンスＺａｃを検出することができる。そのため３つの電位Ｖ１〜Ｖ３を検出することでインピーダンスＺａｃを検出する構成と比べて検出誤差が少なくなり、インピーダンスＺａｃの検出精度の低下が抑制される。なおこの検出誤差も、ＡＤ変換による誤差を示している。

本実施形態では制御装置１００が内燃機関の燃料噴射装置の制御を行う例を示した。しかしながら制御装置１００は気体濃度センサ２００の制御を行うのみでも良い。この場合、制御装置１００は空燃比を算出し、その算出した空燃比を、燃料噴射装置を制御する別の回路に出力する。

本実施形態では制御装置１００が内燃機関の排気ガスに含まれる酸素濃度を検出する気体濃度センサ２００の制御を行う例を示した。しかしながら制御装置１００の制御対象としては上記例に依らず、被検出気体に含まれるＨ_２Ｏ濃度やＣＯ_２濃度を検出する気体濃度センサを制御してもよい。

本実施形態では制御装置１００が基準回路４０を有する例を示した。しかしながら制御装置１００は基準回路４０を有していなくとも良い。この場合制御装置１００の基準電位はグランド電位になり、掃引回路１０からグランドへと向かって気体濃度センサ２００と電流検出用抵抗２０とが順に直列接続される。

本実施形態では処理回路３０が気体濃度センサ２００のインピーダンスＺａｃの温度特性を記憶しており、この温度特性と算出したインピーダンスＺａｃに基づいて気体濃度センサ２００の温度（センサ温度）を算出する例を示した。しかしながら処理回路３０は気体濃度センサ２００のインピーダンスＺａｃの温度特性を記憶していなくともよく、センサ温度を算出しなくともよい。

本実施形態では掃引電流Ｉｏｐｒの最大電流値および最低電流値は外部装置からの信号入力によって変更可能となっている例を示した。しかしながら掃引電流Ｉｏｐｒの最大電流値および最低電流値は固定されていてもよい。

本実施形態では電流検出用抵抗２０と掃引回路１０とが同一の半導体チップに形成された例を示した。しかしながら数式１（数式１４）が成立するのであれば、電流検出用抵抗２０と掃引回路１０とが同一の半導体チップに形成されていなくともよい。また、電流検出用抵抗２０と基準抵抗１３，１４の具体的な構成について特に言及していなかったが、抵抗１３，１４，２０としては複数の抵抗器を一体化したネットワーク抵抗を採用することができる。この場合においても、抵抗１３，１４，２０は同一の設計、同一の製造方法で形成されるが、半導体チップには形成されない。

本実施形態では検出時間Ｔの値が掃引電流Ｉｏｐｒの電流値が最大値をとる時間（ｔ４−ｔ２）の半分以上に設定される例を示した。しかしながら掃引電流Ｉｏｐｒの最大電流値に応じた分だけ電位Ｖ１，Ｖ２の電圧値が上昇したタイミングにおいて電位Ｖ１〜Ｖ３を検出できればよく、検出時間Ｔは時間（ｔ４−ｔ２）の半分よりも短くともよい。

１０…掃引回路
１１，１２…定電圧回路
１３，１４…基準抵抗
２０…電流検出用抵抗
３０…処理回路
１００…制御装置
２００…気体濃度センサ

Claims (9)

1. 気体濃度センサ（２００）を制御する制御装置であって、
   印加電圧を時間的に変動することで、前記気体濃度センサへ時間的に電流値の変動する掃引電流を供給する掃引回路（１０）と、
   前記気体濃度センサを流れる電流を検出するための電流検出用抵抗（２０）と、
   前記気体濃度センサのインピーダンスを算出する算出部（３０）と、を有し、
   前記掃引回路から電位の一定な基準電位へと向かって前記気体濃度センサと前記電流検出用抵抗とが順に直列接続されており、
   前記掃引回路は、定電圧回路（１１，１２）と基準抵抗（１３，１４）を有し、前記掃引電流は前記定電圧回路が出力する定電圧と前記基準抵抗の抵抗値とに依存し、
   前記基準抵抗と前記電流検出用抵抗とが同一の半導体チップに同一材料を用いて同一形状で形成されており、
   前記算出部は、前記電流検出用抵抗の抵抗値に前記気体濃度センサの印加電圧の時間変化分を乗算した値を前記電流検出用抵抗の印加電圧の時間変化分でもって割ることで、前記気体濃度センサのインピーダンスを算出することを特徴とする制御装置。
2. 前記基準抵抗の抵抗値をＲｒｅｆ、その製造誤差をΔＲｒｅｆ、前記電流検出用抵抗の抵抗値をＲｓ、その製造誤差をΔＲｓとすると、ΔＲｒｅｆ／Ｒｒｅｆ＝ΔＲｓ／Ｒｓという関係が成立するように、前記基準抵抗と前記電流検出用抵抗は形成されていることを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
3. 前記掃引回路と前記気体濃度センサとの間の電位をＶ１、前記電流検出用抵抗における前記気体濃度センサ側の電位をＶ２、前記電流検出用抵抗における前記基準電位側の電位をＶ３とし、
   前記電位Ｖ１の時間変化分をｄ（Ｖ１）、前記電位Ｖ２の時間変化分をｄ（Ｖ２）、前記電位Ｖ３の時間変化分をｄ（Ｖ３）とすると、
   前記算出部は、前記Ｒｓを記憶しており、前記ｄ（Ｖ１）、前記ｄ（Ｖ２）、および、前記ｄ（Ｖ３）を検出し、Ｒｓ×（ｄ（Ｖ１）−ｄ（Ｖ２））／（ｄ（Ｖ２）−ｄ（Ｖ３））を計算することで、前記気体濃度センサのインピーダンスを算出することを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
4. 前記電流検出用抵抗の抵抗値をＲｓ、前記掃引電流をＩｏｐｒ、前記掃引回路と前記気体濃度センサとの間の電位をＶ１、前記電流検出用抵抗における前記気体濃度センサ側の電位をＶ２、前記電流検出用抵抗における前記基準電位側の電位をＶ３とし、
   前記掃引電流Ｉｏｐｒの時間変化分をｄ（Ｉｏｐｒ）、前記電位Ｖ１の時間変化分をｄ（Ｖ１）、前記電位Ｖ２の時間変化分をｄ（Ｖ２）、前記電位Ｖ３の時間変化分をｄ（Ｖ３）とすると、
   前記算出部は、前記Ｒｓと前記ｄ（Ｉｏｐｒ）を記憶しており、前記ｄ（Ｖ１）と、前記ｄ（Ｖ２）および前記ｄ（Ｖ３）の一方とを検出して、前記気体濃度センサのインピーダンスを算出することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の制御装置。
5. 前記算出部は、前記ｄ（Ｖ１）と前記ｄ（Ｖ２）を検出し、Ｒｓ×（ｄ（Ｖ１）−ｄ（Ｖ２））／（Ｒｓ×ｄ（Ｉｏｐｒ））を計算することで、前記気体濃度センサのインピーダンスを算出することを特徴とする請求項４に記載の制御装置。
6. 前記算出部は、前記ｄ（Ｖ１）と前記ｄ（Ｖ３）を検出し、Ｒｓ×（ｄ（Ｖ１）−（ｄ（Ｖ３）−Ｒｓ×ｄ（Ｉｏｐｒ））／（Ｒｓ×ｄ（Ｉｏｐｒ））を計算することで、前記気体濃度センサのインピーダンスを算出することを特徴とする請求項４に記載の制御装置。
7. 前記基準電位を生成する基準回路（４０）を有し、
   前記掃引回路から前記基準回路へと向かって前記気体濃度センサと前記電流検出用抵抗とが順に直列接続されていることを特徴とする請求項１〜６いずれか１項に記載の制御装置。
8. 前記掃引回路は、前記掃引電流の最大電流値および最低電流値を変更可能であることを特徴とする請求項１〜７いずれか１項に記載の制御装置。
9. 印加電圧を時間的に変動することで、気体濃度センサ（２００）へ時間的に電流値の変動する掃引電流を供給する掃引回路（１０）と、
   前記気体濃度センサを流れる電流を検出するための電流検出用抵抗（２０）と、
   前記気体濃度センサのインピーダンスを算出する算出部（３０）と、を有し、
   前記掃引回路から電位の一定な基準電位へと向かって前記気体濃度センサと前記電流検出用抵抗とが順に直列接続されており、
   前記掃引回路は、定電圧回路（１１，１２）と基準抵抗（１３，１４）を有し、前記掃引電流は前記定電圧回路が出力する定電圧と前記基準抵抗の抵抗値とに依存し、
   前記算出部は、前記電流検出用抵抗の抵抗値に前記気体濃度センサの印加電圧の時間変化分を乗算した値を前記電流検出用抵抗の印加電圧の時間変化分でもって割ることで、前記気体濃度センサのインピーダンスを算出する、前記気体濃度センサの制御装置の製造方法であって、
   前記基準抵抗と前記電流検出用抵抗とを同一の設計、同一の製造方法で同一の半導体チップに形成することを特徴とする制御装置の製造方法。

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