JPH0793595B2 - ダブルトーク検出方法及びダブルトーク検出器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、拡声電話、衛星通信等の電話回線に適用さ
れるエコーキャンセラのダブルトーク検出方法及びダブ
ルトーク検出器に関する。

（従来の技術） 従来、この種のエコーキャンセラとしては例えば特開昭
61-56526号公報に開示されているように拡声電話に適用
した構成のものがある。

第５図はこの従来のエコーキャンセラの構成例を示すブ
ロック図である。同図において、800はエコーキャンセ
ラ、802は拡声電話器である。この装置は、拡声電話器8
02において、スピーカ804から出力された音声信号R_out
が室内を反響系路（エコーパス（Echo Path）。以下EP
と称する場合がある。）としてマイクロホン806に入力
され、送信信号にエコー信号S_in(k)となって漏れるのを
エコーキャンセラ（Echo Canceller。以下、ECと称する
場合がある。）800で消去するものである。尚、808はス
ピーカ用増幅器、810はマイクロホン用増幅器である。

エコーキャンセラ800は受信信号が入力されて擬似エコ
ー信号Ｓ_in(k)を出力する適応ディジタルフィルタ（Ada
ptive Digital Filer。以下、ADFと称する場合があ
る。）812と、ADF812の適応推定動作を制御するダブル
トーク検出器（Double Talk Detector。以下、DTDと称
する。）814と、擬似エコー信号Ｓ_in(k)をエコー信号S
_in(k)から減算して残差信号R_es(k)を生ずる加算器816と
で主として構成される。尚、ここで、818、820はA/D変
換器であり、822、824はD/A変換器であり、ｋは例えば8
kHzの同期クロックパルスで同期されて行われるサンプ
リング時刻を表わしている。

ADF812の適応推定動作は受信信号R_in(k)のみが存在し、
近端話者信号Ｎが存在しないシングルトークのときの
み、正確に行われるため、受信信号R_in(k)と近端話者信
号Ｎとが同時に存在するダブルトーク状態では、ADF812
の適応推定動作を禁止するDTD814が必要不可欠となる。

ところで、上述した特開昭61-56526号公報に開示された
技術では、DTD814の検出感度を高めていた。第６図はこ
の従来構成のDTDを示すブロック図である。この構成に
おいて、901〜903、923はピーク値検出器、904〜906は
二乗回路、907、908はプライオリティエンコーダ、909
はATメモリ、910、918、924、925は加算器、911、912、
916は比較器、913、914、917はスイッチ、915はシフト
回路、919、920はリミッタ、921、922は修正量メモリで
あり、その詳細な説明は省略するが、この構成によれ
ば、受信信号R_in(k)とエコー信号S_in(k)と残差信号R
_es(k)（第６図ではこれら信号をｘ（ｋ）、ｙ（ｋ）及
びｅ（ｋ）とする。）を対応するピーク値検出回路90
1、902、903でピーク値を検出した後、二乗回路904、90
5、906でピーク電力を求める。そして受信信号ｘ
（ｋ）、残差信号ｅ（ｋ）のそれぞれの信号レベルL
_x(k)、L_e(k)をプライオリティエンコーダ907、908で対
数領域値として求め、比較器912において受信信号レベ
ルL_x(k)と閾値AT（ｋ）との差が残差信号の信号レベルL
_e(k)よりも大となったとき、すなわち、 L_x(k)−AT（ｋ）＞L_e(k) のとき、非ダブルトークと判定してADF適応動作禁止信
号INH＝０として出力し、一方、 L_x(k)−AT（ｋ）≦L_e(k) のとき、ダブルトークと判定してADF適応動作禁止信号I
NH＝１を出力させて、ADFの適応動作の制御を行ってい
る。この検出結果に基づいて、閾値ATは 非ダブルトーク時（INH＝０） AT（ｋ＋１）＝AT（ｋ）＋δＤ ダブルトーク時（INH＝１） AT（ｋ＋１）＝AT（ｋ）−δＤ のように制御している。ダブルトーク時及びEPの変動に
よって L_x(k)−AT（ｋ）≦L_e(k) が成立し、ADF812の適応動作が禁止されても、時刻の経
過によって閾値AT（ｋ）が下がるため、 L_x(k)−AT（ｋ）＞L_e(k) となり、再びADF812が適応推定動作を開始するという特
色を有している。

（発明が解決しようとする問題点） しかしながら、この従来構成のエコーキャンセラの拡声
電話系の場合には、急激なエコーパスの変動が起ってハ
ウリングが発生すると、 L_x(k)−AT（ｋ）≦L_e(k) となり、閾値AT（ｋ）が逐次減少して L_x(k)−AT（ｋ）＞L_e(k) が成立するまでの間、ADFが適応動作禁止され、ハウリ
ング状態が継続してしまうという重大な欠点があった。
従って、遠端話者及び近端話者はハウリング音のため通
話不可能となる欠点があった。

この発明の目的は、このような急速なエコーパス変動に
よって生じたハウリングがADFの適応動作禁止区間中接
続するという従来の欠点を除去し、通話品質の優れたエ
コーキャンセラを得るためのダブルトーク検出方法及び
その装置を提供することにある。

（問題点を解決するための手段） この目的を達成を図るため、この発明のダブルトーク検
出方法によれば、 受信信号を入力して疑似エコー信号を生成する適応ディ
ジタルフィルタと、ダブルトーク状態を検出するダブル
トーク検出器と、ハウリング状態を検出するハウリング
検出器とを有し、前記ハウジング検出器及び前記ダブル
トーク検出器の検出結果に基づいて前記適応ディジタル
フィルタの適応推定動作を制御するエコーキャンセラに
おけるダブルトーク検出方法において、 前記疑似エコー信号をエコー信号から減算した残差信号
と、前記受信信号とのレベル差を算出し、ダブルトーク
検出閾値を基準として、前記レベル差からダブルトーク
状態か否かを検出するため、前記ダブルトーク検出閾値
を、 （ｉ）前記ダブルトーク検出閾値が前記レベル差よりも
小さいシングルトーク時であって、かつ、前記受信信号
の有音時には、前記レベル差の長時間平均値に設定し、 （ii）シングルトーク時であってかつ前記受信信号の無
音時又は近端信号のみが送信されているときには、現行
の閾値に保持し、 （iii）ダブルトーク検出閾値が前記レベル差よりも大
きいダブルトーク時であって、かつ、前記受信信号の有
音時又はハウリングに至らない程度の前記エコーパス変
動時には、除々に低下させ、 （iv）ハウリング検出時には、前記（iii）の場合より
も速く低下させること を特徴とする。

さらに、この発明のダブルトーク検出器によれば、受信
信号を入力して疑似エコー信号を生成する適応ディジタ
ルフィルタと、ダブルトーク状態を検出するダブルトー
ク検出器と、ハウリング状態を検出するハウリング検出
器とを有し、前記ハウジング検出器及び前記ダブルトー
ク検出器の検出結果に基づいて前記適応ディジタルフィ
ルタの適応推定動作を制御するエコーキャンセラにおけ
るダブルトーク検出器において、 前記受信信号と、該受信信号に応答して前記適応ディジ
タルフィルタから出力された疑似エコー信号を前記エコ
ー信号から減算して得られた残差信号が供給され、該受
信信号と該残差信号のレベル差を算出する信号レベル算
出回路と、 前記受信信号及び前記残差信号間のレベル差信号と、ダ
ブルトーク検出閾値との比較を行って適応推定動作禁止
信号を出力すると共に、シングルトーク状態かダブルト
ーク状態かのトーク状態検出信号を出力する比較器と、 ハウリングを検出してハウリング検出信号を出力するハ
ウリング検出器と、前記受信信号の無音状態を検出して
無音検出信号を出力する無音検出器と、 前記レベル差信号、前記トーク状態検出信号、前記ハウ
リング検出信号及び前記無音検出信号が供給され、 （ｉ）前記ダブルトーク検出閾値が前記レベル差よりも
小さいシングルトーク時であって、かつ、前記受信信号
の有音時には、前記レベル差の長時間平均値を用い、 （ii）シングルトーク時であってかつ前記受信信号の無
音時又は近端信号のみが送信されているときには、現行
の閾値に保持し、 （iii）ダブルトーク検出閾値が前記レベル差よりも大
きいダブルトーク時であって、かつ、前記受信信号の有
音時又はハウリングに至らない程度の前記エコーパス変
動時には、除々に低下させ、及び （iv）ハウリング検出時には、前記（iii）の場合より
も速く低下させるように前記ダブルトーク検出閾値を場
合に分けて制御するためのダブルトーク検出閾値制御回
路を具えることを特徴とする。

さらに、この発明のダブルトーク検出の実施に当って、 前記ハウリング検出器は、受信信号、エコー信号又は残
差信号が入力される２次非巡回形適応予測フィルタを具
え、該適応予測フィルタの２次の係数、予測値出力制御
係数及び擬似エコー出力用の適応ディジタルフィルタの
受信信号レジスタパワーによって前記ハウリングを検出
してなるように構成するのが好適である。

（作用） このように、この発明によるダブルトーク検出方法及び
これを実施するための装置によれば、ハウリングが生じ
なければダブルトークの検出及び検出閾値の制御を行
い、ハウリングが生じた時にはダブルトークの検出閾値
の低下速度をダブルトークの場合よりも早くしてADFの
適応推定動作の禁止の解除を速く行う。

従って、ハウリング時には検出結果に基づき直ちにADF
が適応推定を行うため、ハウリングが即時に停止し、よ
って、通話品質が損なわれることが無く、また、ダブル
トーク検出によって、従来と同等の通話品質が保証され
る。

（実施例） 以下、図面を参照して、この発明の方法及びその装置の
実施例につき併せて説明する。

第１図は、エコーキャンセラに用いられるこの発明のダ
ブルトーク検出器の構成の一実施例を示すブロック図で
ある。

この実施例では、エコーキャンセラの適応ディジタルフ
ィルタの適応推定動作を制御するためのダブルトーク検
出器100を受信信号x_k(k)(R_in(k))のパワー検出器102及
び対数変換器104及び残差信号e_(k)R_es(k))のパワー検出
器106及び対数変換器108からなり、それぞれの信号レベ
ルL_x(k)及びL_e(k)を出力する信号レベル算出回路110
と、両対数変換部104及び108からのレベル信号の加算器
112と、比較器114と、この比較器114におけるダブルト
ーク検出閾値A_t(k)を設定するためのダブルトーク検出
閾値制御回路（以下、A_t制御回路という。）116と、無
音検出器118と、ハウリング検出器120とで構成してい
る。

受信信号R_in(k)及び残差信号R_es(k)はパワー検出器102
及び106でそれぞれパワー検出され、パワー信号P_x(k)及
びP_e(k)をそれぞれ求めた後、後段に接続されている対
数変換器104及び108でそれぞれ対数領域の値の信号レベ
ルL_x(k)及びL_e(k)にそれぞれ変換される。加算器112で
は、両者の信号レベルの差であるレベル差信号A_com(k)
＝L_x(k)−L_e(k)を出力して一方においてはA_t制御回路11
6へ供給し他方においては比較器114へ供給する。

比較器114では、A_t制御回路116によって予め（ｋ−１）
のサンプリング時刻に計算された閾値A_t(k)と、レベル
差信号A_com(k)との比較を行って、 A_t(k)＜A_com(k)の場合には、比較結果として生ずるト
ーク状態検出信号J₂はシングルトーク状態であることを
表わす一方の論理値例えば「０」となり、適応動作禁止
信号INH＝０を出力してADFを適応動作可能とする。

また、A_t(k)≧A_com(k)の場合には、トーク状態検出信
号J₂はダブルトーク状態であることを表わす他方の論理
値例えば「１」となり、INH＝１を出力してADFを適応動
作禁止状態にする。

このトーク状態検出信号J₂は第１図に示したA_t制御回路
116へA_t制御選択信号として入力させる。

上述した無音検出器118は、この実施例では、受信信号
の信号レベルL_x(k)と、予め設定された無音検出閾値L_xt
hとの比較を行って受信信号の無音を検出する比較器を
以って構成する。この比較器118において、L_xth＞L_x(k)
と判定したときは、ADFの推定動作が乱れるのを防止す
るため適応動作禁止信号INH＝１を出力すると共に、A_t
制御選択信号として検出信号J₁（J₁＝１）をA_t制御回路
116へ入力させる。逆にL_xth≦L_x(k)の場合には有音であ
るので、INH＝０とし、検出信号J₁をJ₁＝０としてそれ
ぞれ出力する。

適応ハウリング検出器120は、その詳細については後述
するも、残差信号ｅ（ｋ）と、ADFの受信信号レジスタ
パワーMPOW（ｋ）を用いてハウリングを検出し、ハウリ
ング検出時にはA_t制御回路116へA_t制御選択信号J₃＝１
を入力させる。尚、このADFの受信信号レジスタパワーM
POW（ｋ）は、ADFが学習同定法によって適応推定動作を
行うために算出されている値であって、ADFの各単位遅
延素子に保存されている各サンプリング時刻に対応する
受信信号（R_in(k)，R_in(k-1)，・・・，R_in(k-n)（但
し、ｎはADFの次数。））のパワーの総和（総電力）で
ある。

一方、このA_t制御回路116は上述した比較器114での検出
結果のJ₂と、無音検出器118（第１図）からA_t制御禁止
信号として入力される無音検出結果J₁及び後述する適応
ハウリング検出器（AHD）120のハウリング検出結果J₃と
に基づいて、これら信号に応動してダブルトーク検出閾
値A_t(k)の更新、保存及び減算のそれぞれ行う回路であ
る。第２図は、このA_t制御回路116の具体的な構成例を
示すブロック図である。このA_t制御部116は、平均値回
路202と、セレクタスイッチ204と、後述する閾値を減少
させるための加算器206と、このA_t制御回路116の出力信
号である次のサンプリング時刻に対応する閾値A_t(k+1)
を出力するリミッタ208と、この出力を単位サンプリン
グ時間だけ遅延させる単位遅延素子210と、定数０、δ₁
又はδ₂（このδ₁及びδ₂は互いに独立した定数であ
る。）を選択するセレクタスイッチ212と、選択された
定数を掛ける乗算器214と、後述する閾値A_t(k)とレベル
差信号A_com(k)との差をとる加算器216とで構成されてい
る。

レベル差信号A_com(k)は平均値回路202及び加算器216に
それぞれ供給される。この平均値回路202は信号A_com(k)
の例えば128とか256サンプリング区間とかういう長時間
平均値を求める回路で、例えば、 に従って、平均値を算出する。

続いて、所要に応じて、長時間平均値の信号に対しダブ
ルトーク検出感度を一定に保持するような処理を行った
後、セレクタスイッチ204へ送る。

この平均値の出力はセレクタスイッチ204のＡ側端子に
供給される。尚、セレクタスイッチ204のＢ側端子には
単位遅延素子210が接続されている。このセレクタスイ
ッチ204には、無音検出器118からの無音検出結果J₁と、
ダブルトーク検出のための比較器114からの検出結果
（制御禁止信号）J₂とがそれぞれ入力しており、これら
の検出結果J₁及びJ₂に基づいて次表Ｉで示すような関係
で動作する。

表Ｉ J₁ J₂ 選択端子 ０ ０ Ａ ０ １ Ｂ １ ０ Ｂ １ １ Ｂ この表Ｉからも理解出来るように、このセレクタスイッ
チ204は、有音かつシングルトークの場合に端子Ａが選
択されて平均値回路202で算出した長時間平均値を出力
し、その他の状態ではすなわち無通話若しくは近端信号
のみが送話されている場合には、端子Ｂが選択されA_t制
御回路116が閾値のホールド又は減値減算を行う動作状
態となる構成となっている。

加算器216は信号A_com(k)と単位遅延素子210の出力A_t(k)
と差信号を乗算器214へ出力する。

乗算器214はセレクタスイッチ212で選択された定数
（０、δ₁又はδ₂）を差信号A_t(k)−A_com(k)に乗算して
その結果を加算器206へ供給する。

加算器206は、セレクタススイッチ204の出力から乗算器
214の出力を減算してリミッタ208へ出力する。このリミ
ッタ208は閾値A_t(k)が不当に高く或いは低くセットされ
ないように所要に応じて閾値A_t(k)の値を制限する機能
を有している。このリミッタ208の出力は更新された閾
値A_t(k+1)として単位遅延素子210及び第１図に示す比較
器114へ出力される。

セレクタスイッチ212は上述した検出結果J₁、J₂及びJ₃
に基づいて、３種類の定数「０」、「δ₁」及び「δ₂」
（但し、０≦δ₁＜＜δ₂≦１と設定しておく。）のうち
閾値A_t(k)のホールド、A_t(k)の減算の状態に応じて１つ
の定数を選択し、次の表IIで示すような動作を行う。

この表IIからも理解出来るように、このセレクタスイッ
チ212は、J₁＝０、J₂＝０及びJ₃＝０のシングルトーク
状態では定数「０」が選択されて差信号A_t(k)−A_com(k)
に乗算されて０となり、一方セレクタスイッチ204で平
均値回路202からの長時間平均値の信号が選択されて加
算器206から出力値A_t(k+1)をリミッタ208に送る。

また、J₁＝１、J₂＝０及びJ₃＝０の無通話若しくは近端
信号のみが送話されている場合には、セレクタスイッチ
204がＢ側端子に接続されかつセレクタスイッチ212で定
数「０」が選択されているので、閾値A_t(k+1)＝A_t(k)と
なり、ホールド状態となる。

さらに、J₁＝０、J₂＝１及びJ₃＝０のダブルトーク状態
若しくはエコーパス変動では、セレクタスイッチ204が
Ｂ側端子に接続され、セレクタスイッチ212が定数δ₁を
選択して乗算器214からδ₁（A_t(k)−A_com(k)）を出力す
るので、加算器206からの出力値は A_t(k+1)＝A_t(k)−δ₁（A_t(k)−A_com(k)） となり、これがため出力値すなわち次のサンプリング時
刻（ｋ＋１）のときのダブルトーク検出閾値A_t(k+1)はA
_com(k)とA_t(k)の差に比例して徐々に減算される。

さらに、J₁＝０、J₂＝１及びJ₃＝１の急速なエコーパス
変動によるハウリング状態では、セレクタスイッチ204
がＢ側端子に接続されかつセレクタスイッチ212が定数
δ₂を選択するので、ダブルトーク状態又はエコーパス
変動のある場合と同様に閾値A_t(k+1)は減算されるが、
しかしこの場合には定数δ₂がδ₁に比べて相当大きいの
で、この閾値A_t(k+1)は A_t(k+1)＝A_t(k)−δ₂（A_t(k)−A_com(k)） の式に従って急速に減算される。従って、急速にA
_com(k)＞A_t(k)となり、これがため、 L_x(k)−A_t(k)＞L_e(k) の条件が回復し、よってADFが適応動作可能となる。す
なわち、ハウリング状態となると、A_com(k)が減少してA
DFの適応動作が禁止されるが、これを直ちに検出してAD
Fの適応動作が急速に開始されハウリングが停止する。
これがため、ダブルトーク検出感度は一定になり、エコ
ーパスの微少変動に対する追従性が改善され、この電話
回線の通信品質が高品質に保持されることとなる。

尚、（J₁、J₂、J₃）が（１、１、０）、（１、１、１）
及び（１、０、１）となる状態は矛盾であるので、これ
らの状態は表IIから除外してある。また、（０、０、
１）はハウリング状態に対してADFが適応動作可能であ
ることを示しており、この表IIから除外してある。

次に適応ハウリング検出器（AHD）120につき説明する。

第３図は適応ハウリング検出器120の一構成例を示すブ
ロック図であり、第４図はそれに組み込まれている２次
非巡回形適応予測フィルタ（以下、２次FIRと称する場
合がある。）の回路構成図である。

このハウリング検出器120は残差信号ｅ（ｋ）（R
_es(k)）が入力される２次FIR502と、２次FIR502係数の
₁(k)，₂(k)制御部504と、適応予測フィルタの予測
出力制御係数ｇ（ｋ）の制御部506と、ｇ（ｋ），
₂(k)及びADF受信信号レジスタパワーMPOW（ｋ）よりハ
ウリングを検出する判定部508とで構成され、ハウリン
グ検出時には、ハウリング検出信号J₃を一方の論理値例
えば「１」としてA_t制御回路116へ出力すると共に、そ
れ以外ではこのハウリング検出信号J₃を他方の論理値例
えば「０」としてA_t制御回路116へ出力する構成となっ
ている。

次に、このハウリング検出の原理につき説明する。

今、ハウリングが発生した時のエコーキャンセラ800の
入出力R_in(k)、R_es(k)、R_in(k)をそれぞれｘ（ｋ）、ｅ
（ｋ）、ｙ（ｋ）とすると、これらｘ（ｋ）、ｅ
（ｋ）、ｙ（ｋ）はほぼ単一の正弦波であり、スペクト
ルは線スペクトル性となり、 この正弦波を の伝達関数をもつ２次巡回形フィルタ（以下、２次IIR
と称する。）のインパルス応答と考えると、この正弦波
を逐次適応予測して無相関にするためには、 Ｑ（Ｚ）＝１−（Ｚ） …… の伝達関数をもつ２次FIRに入力すれば良い。

第４図に示す２次FIRの回路は残差信号ｅ（ｋ）が入力
されダミー予測値_d(k)とからダミー残差信号r_d(k)を
出力させる加算器602と、この信号ｅ（ｋ）を単位サン
プリング時間だけ遅延させる単位遅延素子604と、この
遅延されたｅ（ｋ）を再遅延させるための単位遅延素子
606と、単位遅延素子604からの信号ｅ（ｋ−１）に係数
₁(k)を乗算する乗算器608と、単位遅延素子606からの
信号ｅ（ｋ−２）に係数₂(k)を乗算する乗算器610
と、これら乗算器608及び610からの信号を加算して予測
値（ｋ）を出力する加算器612と、この予測値
（ｋ）に係数g_d(k)を乗算して上述したダミー予測値_d
(k)を出力する乗算器614と、この予測値（ｋ）と残差
信号ｅ（ｋ）から減算して残差信号ｒ（ｋ）を出力する
加算器616とを具えた構成となっている。ここで得られ
た残差信号ｒ（ｋ）及びダミー残差信号r_d(k)は共に第
３図の₁(k)，₂(k)制御部504及びｇ係数制御部506に
送られる。

この第４図に示す構成において、どの周波数でハウリン
グが起っても、適応的に予測値（ｋ）を出力して残差
信号ｒ（ｋ）を無相関にするためのアルゴリズムにつ
き、以下説明する。

r²(k)を予測フィルタの係数_i(k)で微分した微分項は ｒ（ｋ）＝ｅ（ｋ）−（ｋ） …… 従って、逐次更新の方法は もしくは、 a_i（ｋ＋１）＝a_i（ｋ）＋δ・sgn｛ｒ（ｋ）｝・sgn
｛ｅ（ｋ−ｉ）｝ …… 但し、０＜α＜２ δは正の微少値 となる。従って、Ａ（ｚ）＝（ｚ）のとき、入力ｅ
（ｋ）＝予測値（ｋ）となり、残差信号ｒ（ｋ）は無
相関となる。

また、正弦波のみを予測してｒ（ｋ）は無相関にする目
的であれば、₂ (k)＝１ …… としても良い。これは、１−Ａ（ｚ）＝０の根ＰをＺ平
面上に極座標表示すると、 Ｐ＝ｒ・ｅ^±ｊω …… 但し、r:複素数Ｐの絶対値 ω：複素数Ｐの偏角 e:自然対数の底 と表現出来、これを１−Ａ（ｚ）＝０に代入することに
よって、 １−Ａ（ｚ）＝０ （１−re^ｊωＺ^-1）・（１−re^−ｊωＺ^-1）＝０ １−2r・cos ω・Z^-1＋r²Z^-2＝０ …… となり、２次IIRのインパルス応答が正弦波となるの
は、r²＝１のときに限られるからである。₁ (k)，₂(k)制御部504は上述した、、の式に
基づいて、係数₁(k)，₂(k)を制御する。

次に、信号がどの程度、正弦波に近いかを表わす方法と
して、予測値出力制御係数ｇ（ｋ）を導入する。この係
数ｇ（ｋ）を適応的に変えてダミー残差信号r_d(k)を無
相関にするアルゴリズムは以下説明するようにして与え
られる。

r_d(k)＝ｅ（ｋ）−_d(k) …… 従って、 もしくは、 ｇ（ｋ＋１）＝ｇ（ｋ）＋δ・sgn｛r_d(k)｝・sgn｛
（ｋ）｝ …… ０≦ｇ（ｋ）≦１ …… ｇ（ｋ）制御部506は、、式に基づいてｇ（ｋ）
を制御する。

以上、２つの制御によって、ｅ（ｋ）が無相関であれば
ｇ（ｋ）≒０となり、予測値（ｋ）＝０となる。残差
信号ｅ（ｋ）が正弦波的（ハウリング状態）であれば、 係数ｇ（ｋ）≒１₂ (k)＝１ ｅ（ｋ）≒（ｋ）＝_d(k) となってダミー残差信号r_d(k)及びｒ（ｋ）は無相関化
される。

しかしながら、この２つの係数のみによって、ハウリン
グを検出すると、近端話者信号によって誤動作する可能
性がある。そこで、ハウリング時には、送受の信号レベ
ルが高レベルになることを利用して、ADF適応動作のた
め算出しているADFの入力信号レジスタの総パワーMPOW
（ｋ）を観測して M_pow(k)＞M_pth …… ｇ（ｋ）＞g_th ……₂ (k)＞a_2th …… M_pth：パワーM_pow(k)閾値 g_th :g（ｋ）閾値 a_2th：₂(k)閾値 〜の式が同時に成立したときハウリングと検出すれ
ば、誤検出はなくなる。もちろん、式によって係数
₂(k)＝１としているときは、式は除外しても良い。

尚、上述した適応ハウリング検出器120の構成は単なる
一例であって、このハウリング検出器120の構成はハウ
リング検出信号J₃を出力出来る構成であればその上述し
た実施例の構成に何等限定されるものではない。また、
上述のハウリング検出器の例では、残差信号R_es(k)すな
わちｅ（ｋ）を入力させて検出する構成となっている
が、受信信号R_in(k)（ｘ（ｋ））或いはエコー信号S
_in(k)（ｙ（ｋ））を入力させて処理を行わせても信号
ｅ（ｋ）の場合と同様な効果が得られる。

この発明は上述した実施例にのみ限定されるものではな
い。例えば、上述した実施例ではダブルトーク検出器に
適応ハウリング検出器及び無音検出器を組み込んだ構成
としたが、これら適応ハウリング検出器及び無音検出器
をダブルトーク検出器外に設けこれと組み合わせて用い
る場合も、この発明の範囲内に含まれるものとする。

（発明の効果） 上述した説明から明らかなように、この発明のダブルト
ーク検出方法及びその装置によれば、いずれの場合にお
いても、 通常のダブルトーク時のダブルトーク検出閾値の降下
速度よりもハウリング検出時のダブルトーク検出閾値の
降下速度を相当速くする構成となっているため、急速な
エコーパス変動によってハウリングが発生しADFが適応
動作禁止されても、高速で閾値が下がり、直ちにADFが
適応推定動作可能となるので、ハウリングが停止する。
従って、通話品質の劣化が少なく、電話回線の通話品質
を高品質に保持出来る。

さらに、この発明の装置によれば、ハウリング検出器
を簡単な２次非巡回形適応予測フィルタによって構成し
ているので、〜式で表わされるような検出パラメー
タを併用することによってハウリングを高精度で検出出
来る。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明のダブルトーク検出器の一実施例を示
すブロック図、 第２図は、第１図に示したダブルトーク検出器に設けた
ダブルトーク検出閾値の制御回路の一構成例を示すブロ
ック図、 第３図は、この発明に用いる適応ハウリング検出器の一
構成例を示すブロック図、 第４図は、第３図に示した適応ハウリング検出器に設け
た２次FIRの一構成例を示す回路図、 第５図は、従来のエコーキャンセラの構成例を示すブロ
ック図、 第６図は、第５図のエコーキャンセラに設けたダブルト
ーク検出器の従来構成を示すブロック図である。 112,206,216,602,612,616……加算器 118……無音検出器（比較器） 100……ダブルトーク検出器（DTD） 110……信号レベル算出回路 120……適応ハウリング検出器（AHD） 114……比較器 210,604,606……単位遅延素子 102,106……パワー検出器 104,108……対数変換器 116……ダブルトーク検出閾値（A_t）制御回路 202,……平均値回路 214,608,610,614……乗算器 204,212……セレクタスイッチ 208……リミッタ 502……２次非巡回形適応予測フィルタ 504……₁，₂制御部 506……ｇ係数制御部、508……判定部。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受信信号を入力して疑似エコー信号を生成
   する適応ディジタルフィルタと、ダブルトーク状態を検
   出するダブルトーク検出器と、ハウリング状態を検出す
   るハウリング検出器とを有し、前記ハウリング検出器及
   び前記ダブルトーク検出器の検出結果に基づいて前記適
   応ディジタルフィルタの適応推定動作を制御するエコー
   キャンセラにおけるダブルトーク検出方法において、 前記疑似エコー信号をエコー信号から減算した残差信号
   と、前記受信信号とのレベル差を算出し、 ダブルトーク検出閾値を基準として、前記レベル差から
   ダブルトーク状態か否かを検出するため、前記ダブルト
   ーク検出閾値を、 （ｉ）前記ダブルトーク検出閾値が前記レベル差よりも
   小さいシングルトーク時であって、かつ、前記受信信号
   の有音時には、前記レベル差の長時間平均値に設定し、 （ii）シングルトーク時であって、かつ、前記受信信号
   の無音時又は近端信号のみが送信されているときには、
   現行の閾値に保持し、 （iii）前記ダブルトーク検出閾値が前記レベル差より
   も大きいダブルトーク時であってかつ前記受信信号の有
   音時又はハウリングに至らない程度の前記エコーパス変
   動時には、除々に低下させ、 （iv）ハウリング検出時には、前記（iii）の場合より
   も速く低下させること を特徴とするダブルトーク検出方法。
2. 【請求項２】受信信号を入力して疑似エコー信号を生成
   する適応ディジタルフィルタと、ダブルトーク状態を検
   出するダブルトーク検出器と、ハウリング状態を検出す
   るハウリング検出器とを有し、前記ハウジング検出器及
   び前記ダブルトーク検出器の検出結果に基づいて前記適
   応ディジタルフィルタの適応推定動作を制御するエコー
   キャンセラにおけるダブルトーク検出器において、 前記受信信号と、該受信信号に応答して前記適応ディジ
   タルフィルタから出力された疑似エコー信号を前記エコ
   ー信号から減算して得られた残差信号が供給され、該受
   信信号と該残差信号のレベル差を算出する信号レベル算
   出回路と、 前記受信信号及び前記残差信号間のレベル差信号と、ダ
   ブルトーク検出閾値との比較を行って適応推定動作禁止
   信号を出力すると共に、シングルトーク状態かダブルト
   ーク状態かのトーク状態検出信号を出力する比較器と、 ハウリングを検出してハウリング検出信号を出力するハ
   ウリング検出器と、 前記受信信号の無音状態を検出して無音検出信号を出力
   する無音検出器と、 前記レベル差信号、前記トーク状態検出信号、前記ハウ
   リング検出信号及び前記無音検出信号が供給され、 （ｉ）前記ダブルトーク検出閾値が前記レベル差よりも
   小さいシングルトーク時であって、かつ、前記受信信号
   の有音時には、前記レベル差の長時間平均値を用い、 （ii）シングルトーク時であって、かつ、前記受信信号
   の無音時又は近端信号のみが送信されているときには、
   現行の閾値に保持し、 （iii）ダブルトーク検出閾値が前記レベル差よりも大
   きいダブルトーク時であって、かつ、前記受信信号の有
   音時又はハウリングに至らない程度の前記エコーパス変
   動時には、除々に低下させ、及び （iv）ハウリング検出時には、前記ダブルトーク検出閾
   値を前記（iii）の場合よりも速く低下させるように前
   記ダブルトーク検出閾値を場合に分けて制御するための
   ダブルトーク検出閾値制御回路とを具えることを特徴と
   するダブルトーク検出器。
3. 【請求項３】前記ハウリング検出器は、受信信号、エコ
   ー信号又は残差信号が入力される２次非巡回適応予測フ
   ィルタを具え、該適応予測フィルタの２次の係数、予測
   値出力制御係数及び疑似エコー出力用の適応ディジタル
   フィルタの受信信号レジスタパワーによって前記ハウリ
   ングを検出してなることを特徴とする特許請求の範囲第
   ２項に記載のダブルトーク検出器。