JPH0578974B2

JPH0578974B2 -

Info

Publication number: JPH0578974B2
Application number: JP17744384A
Authority: JP
Inventors: Shigenobu Minami
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1984-08-28
Filing date: 1984-08-28
Publication date: 1993-10-29
Also published as: JPS6156526A

Description

【発明の詳細な説明】〔発明の技術分野〕本発明は、衛星通信や拡声電話において、通話
品質の劣化要因となる反響信号を打消す反響信号
打消装置に関する。

〔発明の技術的背景〕

衛星通信等においては、回線の遅延時間が地上
回線に比べてはるかに長いため、自分の送話信号
がしばらく遅れて受話信号に混入して聞こえる現
象が起こり、しばしば通話の障害となる。そのた
め、従来より、第７図に示す様にエコー・キヤン
セラーを、衛星回線と地上回線との結合点に挿入
して、これを防いでいる。

また、拡声電話においては、スピーカから出た
音が壁、人間等で反射してマイクに拾われ、この
音響結合が、ハウリングの原因になつたり、残響
として通話品質の劣化につながる。そのため、従
来より、第８図に示す様にエコー・キヤンセラー
を、スピーカー、マイク間に挿入して、これを防
いでいる。

第７図、第８図において、エコー・キヤンセラ
ー１０１は、受話信号ｘ(t)となる反響路特性を、
ｘ(t)、後述するｚ(t)により学習し、自装置内上反
響路特性に近似した擬似反響路特性を持つフイル
タを合成し、これにより、擬似反響信号y^(t)を生
成し、近端話者の真の送信信号ｎ(t)と、反響信号
ｙ(t)よりなる送信信号ｚ(t)からy^(t)を減算器１０
２で差し引く事により、反響信号を打消す。

このエコー・キヤンセラーは、一般的に第９図
に示す様に、デイジタル・フイルタDF３０１、
反響路推定回路EST３０２、減算器３０４、同
時通話検出回路DTD３０３から成る。DF３０１
はｋサンプル時点で、 H^(k)＝（h₁^(k)，h₂^(k)，…，hn^(k)）^T（Ｎ＞０）
……(1) （但し、Ｔは転置行列である。）なるＮ個の係数を持つ非巡回形デイジタルフイル
タでEST３０２は、サンプリングされたｘ(k)，
後述するｅ(k)により、DF３０１が擬似反響路特
性を持つフイルタとなる様H^(k)を定める。このH^
(k)の算出は、一般に遂次的に H^（ｋ＋１）＝H^(k)＋Δ(k) ……(2) なる演算を繰り返し、順次、修正項Δ(k)を加えて
ゆく事により、DFを真の反響路特性に近づけて
ゆく。

(2)式のΔ(k)の算出は、種々の方式があるが、例
えば、学習同定法と呼ばれる方式では、サンプリ
ングされた受信信号の系列、Ｘ(k)＝（ｘ(k)，（ｋ−１），…，ｘ（ｋ−Ｎ＋１））
^T
……(3) と減算器３０４求めた残差信号ｅ(k)＝ｚ(k)−y^(k)＝ｙ(k)＋ｎ(k)−y^(k) ……(4) により Δ(k)＝ｅ(k)Ｘ(k)／‖Ｘ(k)‖ ……(5) 但し‖Ｘ(k)‖＝Ｘ(k)^TＸ(k) なる演算を行う。

以上の各回路により反響路推定が進み、最終的
にはｙ(k)＝y^(k) となり、(4)式によりｅ(k)＝ｎ(k)となる事により、
反響信号が打消されるが、学習同定法を含む、多
くの推定方式は、送信信号が存在する時、すなわ
ちｎ(k)≠０の時は、H^(k)の逐次推定が乱れる場合
がある。そのため、従来より、同時通話検出回路
３０３を設け、近端話者が送話中Δ(k)≒０にし
て、これを防いでいる。

〔背景技術の問題点〕

上記のダブルトーク検出回路は第１０図に示す
様に、一般に、受話信号ｘ(k)、送話信号ｚ(k)の、
平均電圧比、平均電力比、ピーク電圧比、ピーク
電力比、等のレベル比による検出が行なわれてお
り、これは、反響路が利得を有さないため、送話
信号ｚ(k)中の反響信号ｙ(k)のレベルは、受話信号
ｘ(k)のレベルを越える事がなく、ダブルトーク時
のみ送話信号ｎ(k)が加わる事により、このレベル
比が逆転する性質を利用している。

この方式は、簡単なハードで実現できるため現
在、広く用いられているが、平均値を用いる場
合、ダブルトーク発生から検出迄時間がかかり、
また、ピーク値を用いる場合も、ｘ(k)のピーク値
以上のｎ(k)が来て、はじめてダブルトークを検出
できる。したがつて、いずれの方式も、ダブルト
ーク発生から検出まで、時間を要し、この間に、
エコー・キヤンセラーの反響路推定動作が乱れ、
この乱れが、ダブルトーク終了後も、しばらく残
り、反響信号の打消能力が低下するため大きな問
題であつた。

この様な問題点を改善する方式として、第１１
図に示す様に、送話信号ｚ(k)に替えて、エコー・
キヤンセラーの残差信号ｅ(k)を用いる方式が考え
られている。この場合、エコー・キヤンセラーの
反響路推定が終了しているとすれば、ｅ(k)におい
て、反響信号ｙ(k)は、すでに打消されているた
め、エコー・キヤンセラーの打消量Ｇ dB分、
しきい値を下げる事が可能になり、ダブルトーク
信号ｎ(k)の小さいレベルでも検出可能となり、こ
の分検出時間も短くなり、エコー・キヤンセラー
の反響路推定動作の乱れも少なくなる。

しかし、この方式は、しきい値が低いため、反
響路変動が起こり、打消能力が低下する事により
ｅ(k)のレベルが増加する場合にも、ダブルトーク
と誤判定してしまい、必要な反響路推定動作が行
なわれなくなるという重大な欠点を有していた。

〔発明の目的〕

本発明は、上述の問題点を改善するためになさ
れたもので、ダブルトークを高速に検出し、かつ
反響路変動時の誤検出が防止された反響信号打消
装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明は、残差信号ｅ(k)と受信信号ｘ(k)のレベ
ル比Ａ＝−log（ｅ(k)のレベル）／（ｘ(k)のレベル）を観測し、−Ａが、しきい値−A_Tを超えた時（−
Ａ＞−A_T）に、ダブルトークであると判定する
ダブルトーク検出回路において、ｋサンプル時点のしきい値−A_T(k)を、ダブル
トーク検出結果に従い、以下の様に移動する事を
特徴としている。

(1) ダブルトーク判定時 A_T（ｋ＋１）＝A_T(k)−δu (2) ダブルトーク判定以外の受話時 A_T（ｋ＋１）＝A_T(k)＋δD (3) その他 A_T（ｋ＋１）＝A_T(k) 〔発明の効果〕この発明によれば、ダブルトーク検出のためし
きい値を低く設定でき、更に、このしきい値を可
変とすることにより、反響路変動時には反響路推
定動作が正常に動作することが可能となる。

〔発明の実施例〕

次に、この発明例を詳細に説明する。この説明
に先立ち、まずこの発明の主要原理を説明する。

上記〔発明の概要〕に示した操作の趣旨は、残
差信号ｅ(k)を用いる従来方式において、反響路変
動時にも、ｅ(k)のレベルが増大してダブルトーク
を誤判定する欠点を改善する事にあり、上記によ
うな信号のレベル比でダブルトーク判定をする場
合において反響路変動時には、ダブルトーク時に
比較して、はるかに長時間ダブルトーク判定が継
続する性質を利用している。

以下、第２図に示すダブルトークおよび反響路
変動のモデルを用いて説明する。

同図において、PASSA６０３，PASSB６０
４は、それぞれ、特性の異なる反響路で、スイツ
チ６０５を切換える事により反響路が変動する。

またノイズ源６０９は、ダブルトーク信号を発
生するもので、スイツチ６０８がオオンの時、加
算器６０７により、反響信号ｙ(k)に加えられる。

ここで本発明のダブルトークデイテエクタ６０
１は、受話信号ｘ(k)と、残差信号ｅ(k)を入力し、
ダブルトーク判定時にエコー・キヤンセラー６０
２の反響路推定動作を禁止する信号INHを出力
する。

さて、本発明のダブルトークデイテエクタ６０
１は、第１図に示す様に、構成される。同図にお
いて、受話信号ｘ(k)、残差信号ｅ(k)は、レベル検
出回路７０２，７０３で、レベル検出（平均電
圧、平均電力、ピーク電圧、又は、ピーク電力の
検出）され、対数回路７０５，７０６で対数領域
の値Le(k)，Lx(k)に変換される。

減算器７０８はLx(k)−A_T(k)を行う事により、
ダブルトーク検出のしきい値を移動させる。この
減算器７０８の出力およびLe(k)は判定回路７０
９に入力される。この回路７０９においてはLe
(k)（Lx(k)−A_T(k)）を満たすか否かの判定がな
され、満たされる時に、ダブルトークと判定し、
INH信号として「１」を出力する。このINH信
号によつてエコー・キヤンセラーの反響路推定が
禁止される。したがつてA_T(k)が大きい程しきい
値が下がり、ｅ(k)の小さいレベルに対してもダブ
ルトークと判定できる。よつて検出精度および検
出速度が増す。

上記のようにしきい値を移動させるための構成
として、A_Tメモリ７１０、加算器７１６、修正
量メモリ７１２，７１３，７１４を設け、スイツ
チ７１７の選択により、しきい値を逐次修正し
て、適正値に設定する。

この修正量は、ダブルトーク判定結果である
INH信号に従い、スイツチ７１７を切換える。
すなわち (1) ダブルトーク時（INH＝「１」の時）…修正
量として、−δu（δu＞０）として、A_T(k)を減少
させる事により、しきい値を上げ、ダブルトー
クと判定しにくい方向に移動させる。よつて、
スイツチ７１７のＡを選択する。

(2) 非ダブルトーク時（INH＝「０」の時）…修
正量として、＋δD（δD＞０）としてA_T(k)を増加
させる事により、しきい値を下げ、ダブルトー
クと判定し易い方向に移動させる。よつてスイ
ツチ７１７のＢを選択する。

以上の操作により、ダブルトーク・デイテエク
タのしきい値A_T(k)は、適正値に保たれるが、更
に動作を確実にするために、送信信号ｚ(k)をレベ
ル検出回路７０１、対数回路７０４を通して得ら
れるL_z(k)と、ｘ(k)のレベルであるL_x(k)を、比較
器７０７に入力して、L_z(k)L_x(k)を検出し、こ
の時に、スイツチ７１７において、Ｃを選択する
事により、修正量として、＋δHD（但し、＋δHD
は、＋δHよりも、かなり大きな値）を供給し、し
きい値を大巾に下げる事により、ダブルトーク判
定を、容易にする事もできる。

なお、送話時、ならびに無通話時には比較器７
１５により、スイツチ７１８をＢ側に倒すことに
よりA_T(k)の修正を禁止する。つまり比較器７１
５において、受話信号ｘ(k)のレベルL_x(k)が、し
きい値XTより小さい時には、非受話時（送話時
又は無通話時）であると判定し、A_T(k)の修正を
行なわない。

第３図は、第２図におけるエコー・キヤンセラ
ーのA_T(k)の変化と、ダブルトーク検出結果を、
概略的に示したものであるが、以下、両図をもと
に、動作を説明する。

ここで、エコー・キヤンセラーの収束速度は、
6dB／sec，−δD，＋δuの修正量は、いずれも
4dB／sec（0.0005dB／sample，8kHzサンプル時）
として入力信号ｘ(k)およびダブルトーク信号ｎ(k)
は−10dBm程度の白色雑音とする。

第３図ａは、エコー・キヤンセラーの初期状態
からのもので、タツプ係数はクリヤ、しきい値−
A_Tは、A_T(o)＝40なる最大値に設定されていると
する。また、第６図において、スイツチ６０３は
反響路Ａ側に、スイツチ６０８はオフでダブルト
ーク信号は無しとする。

この時、最初の約８秒間は、A_T＞Ａなので、
INH＝「１」になり、反響路推定は禁止され、こ
の分、収束は遅くなる。しかし、この間、ダブル
トーク検出が「１」となつているため、A_Tは
除々に減少し、８秒目で、A_T＝Ａとなり、その
後A_T＜Ａと逆転する事により、INH＝「０」とな
り反響路推定が始まる。よつて、エコー・キヤン
セラーの打消能力が増す事により、Ａは増加す
る。と同時に、ダブルトーク検出が「０」である
ため、A_Tは増加に転ずる。しかし、ここで、Ａ
の増加は、6dB／sec，A_Tの増加は4dB／secであ
るため、A_Tは増加するにもかかわらず、収束が
終了する迄、INH＝「０」となる。一度、収束が
始まると、最終迄、続行する。そして、約７秒の
収束の後、A_Tは、エコー・キヤンセラーの打消
能力の最大値であるＡ＝35dB前後で振動し、そ
れにより、INHも「０」と「１」を、くり返す。

次に、第３図ｂは、反響路変動の例で、第２図
のモデルにおいて、反響路Ａ→Ｂへの切替えで生
じ、実際の回線用エコー・キヤンセラーでは、回
線の変化で生じ、更に、音響用エコー・キヤンセ
ラーでは、人物の移動等により引き起こされる。

第３図ｂにおいて、最初、エコー・キヤンセラ
ーは反響路Ａで収束しているものとし、スイツチ
６０８はオフ、すなわち、ダブルトークは無しと
し、Ａは約35dBを得ているとする。またA_Tも、
約35dB前後で振動しているとする。その後、約
６秒の時点で、第２図のスイツチ６０５が切替
り、反響路Ｂに切替わつたとする。

この時、第３図ｂに示す様に、エコー・キヤン
セラーの打消能力が低下するため、Ａが大巾に低
下し、同図ａの時と同様に、Ａ＜A_Tとなり、ダ
ブルトークと誤判定する事によりINH＝「１」と
なり誤動作状態となる。

従来方法では、このまま、反響路推定が行われ
る事なく、限りなく、この状態が続いたか、本方
式においては、同図ａと同様、除々に、A_Tが減
少する事により、この例では、約８秒後にA_T＜
Ａとなり、再び収束が始まる。

最後に、ダブルトークの場合を第３図ｃに従い
説明する。同図において、最初、エコー・キヤン
セラーは、第２図における反響路Ａで収束してい
るものとし、スイツチ６０８はオフでダブルトー
クなしとし、Ａは約35dBを得ているとする。ま
たA_Tも同図ｂと同様、約35dB前後で振動してい
るとする。

その後、約６秒の時点で、第２図のスイツチ６
０８がオンとなり、ダブルトークが発生したとす
る。

この時、(b)同様Ａ＜A_Tとなり、INH＝「１」と
なる事で、エコー・キヤンセラーの反響路推定が
禁止される。

この場合も(b)同様A_Tは減少し始めるが、一般
にダブルトークが、８秒以上続く事は実際には非
常に少ないと考えられる。

本例は、ダブルトークが８秒で終了するとして
いるがこの様に８秒以内にダブルトークが終了す
れば、ダブルトーク時に、A_T＜Ａとなる事がな
く、ダブルトーク時に反響路推定を行う事がな
い。よつてエコー・キヤンセラーの打消量劣化を
防ぐ事ができる。

第４図に本発明の実施例を示し、以下、詳細に
説明する。同図おいて、入力信号ｘ(k)、送信信号
ｚ(k)、残差信号ｅ(k)は、8kHzでサンプリングさ
れたｋサンプル目の信号で、語長16bitとする。
但し、ｘ(k)１、ｅ(k)１、ｚ(k)１とする。

これら各信号は、それぞれピーク値検出回路９
０１〜９０３でピーク値が検出され、語長16bit
の信号ｘ max(k)、ｚ max(k)、ｅ max(k)と
なり、２乗回路９０４〜９０６で、32bitのレベ
ル検出信号ｘ max²(k)，ｙ max²(k)，ｅ
max²(k)を得る。

このうち、ｘ max²(k)とｅ max²(k)は、プラ
イオリテイエンコーダ回路９０７，９０８で、 L_x(k)＝｜32＋INT〔log₂（x²max(k)）〕｜ Le(k)＝｜32＋INT〔log₂（e²max(k)）〕｜（但しINT〔ｘ〕はｘを越えない整数）なる処理を受け、０〜32の整数である対数領域の
レベル検出信号L_x(k)，Le(k)となる。

一方、しきい値A_T(k)は、０〜32の整数を蓄積
するA_Tメモリ９０９に蓄えており、加算器９１
０にて、サンプル毎に、以下の様に修正を受け
る。

(1) 通常のダブルトーク時比較器９１２により、ダブルトークと判定され
INH＝「１」になつた時は、スイツチ９１４がＢ
を選択し、比較器９１２のＡ側の入力Le(k)を選
択し、これをもつて修正量とする。この修正量
は、シフト回路９１５でA_Tメモリの出力をシフ
トしているため、実際の修正量は−2^-16・Le(k)／
sampleとなり、ダブルトーク判定が続く限り、
A_Tの値は減少する。

ここで、修正量にLe(k)を用いたものは、ダブ
ルトーク信号のレベルが低い時に、A_Tの減少速
度が一定であれば、短時間でA_T＜Ａなる状態に
移行し、INH＝「０」となり適応動作が始まるの
を防ぐためであり、レベルLe(k)に比例した修正
量を用いて、これを防いている。

なお、定常的なノイズ等でエコーキヤンセラー
の打消能力が常に減少している系の場合、以上の
ような構成によつては、適応動作禁止が充分でな
い恐れがある。そこで、第１２図に示されるよう
にピーク値検出回路９２３、減算器９２４，９２
５を用いて、ある程度近い過去のA_Tの最大値と、
現在の打消量の差をもつて修正量とすれば、以上
のような問題も解決され、約８秒の適応動作禁止
が保証される。

(2) 非ダブルトーク時比較器９１２により、非ダブルトークと判定さ
れ、INH＝「０」になつた時は、スイツチ９１４
がＡを選択し、一定値＋δD（δD＞０）を選択し、
これをもつて、修正量とする。

したがつて、受話時の非ダブルトーク時には、
A_Tの値は、＋δD／sampleずつ増加する。この修
正量は、シフト回路９１５でA_Tメモリ９０９の
出力をシフトしているため実際には2^-16・δD／
sampleとなる。

(3) 高レベルダブルトーク時送信信号のレベルが、受信信号ｘ(k)のレベルよ
り大きくなる高レベルのダブルトーク時には比較
器９１６の出力によりスイツチ９１３がＢ側を選
択し、一定値＋δHD（≫＋δD）を選択し、これを
もつて修正量とする。これは、明らかにダブルト
ークと判定できる場合には、大きな修正量を用
い、急速にA_Tを増加させ、ダブルトーク判定を
容易にするための操作である。したがつて、通常
は、スイツチ９１３はＡ側を選択している。

以上の修正は、全て受話時に行い、比較器９１
１において、受話信号ｘ(k)のレベルが、しきい値
xTより小さい時には、非受話時であると判定し、
スイツチ９１７がＡ側を選択する事により、修正
は行わない。この様にして得たA_Tは、シフト回
路９１５で×2^-16の演算を行なつた後、減算器９
１８でL_x(k)から差し引く。よつて比較判定のし
きい値が移動されることになる。なお、リミツタ
回路９１９は、減算器９１８の出力を０〜32の間
の値に制限するもので、また、リミツタ回路９２
０は、A_Tの値を０〜32の間に制限するものであ
る。

以上が、実施例全体の説明である。次に、本発
明の主要回路である、ピーク値検出回路９０１〜
９０３と、プライオリテイエンコーダ９０７につ
いて、その具体的構成例を示す。

第５図は、ピーク値検出回路の一例である。入
力信号ｘ(k)は、最大値検出回路１００１に入力
し、メモリ１００２に蓄えてある１サンプル前の
信号xmax（ｋ−１）を乗算器１００３で１〜2^-r
（ｒは例えば10程度の値とする）倍する事により
微少量減少させた値との間で比較を行い、大きい
方の値をもつて出力する。したがつて、遠い過去
の値ほど重みが減少するが、近似的に、ある程度
近い過去の最大値を検出できる。

また、プライオリテイエンコーダ回路は、例え
ば第６図の様に構成される。同図において、入力
信号x²max(k)は、ロードパルスでシフトレジス
タ１１０１にロードされる。そして、同時に、バ
イナリカウンタ１１０４がリセツトされ、RSフ
リツプフロツプ１１０２がセツトされる事によ
り、アンドゲート１１０３を介して、クロツクが
シフトレジスタ１１０１に供給され、x²max(k)
がMSB側から順次出力され、最初に「１」が出
る迄シフトが繰り返される。そして、シフト出力
より「１」が出ると、この信号がＲ／Ｓフリツプ
フロツプ１１０２のリセツト端子に加わる事によ
り、出力Ｑが「０」になり、アンドゲート１１０
３のゲートが閉じる。よつてシフトレジスタ１１
０１およびカウンタ１１０４に供給されていたク
ロツクが止まる。これに伴いバイナリカウンタ１
１０４のカウント動作が止まりプライオリテイエ
ンコーダ出力L_x(k)を得る。

以上、本発明の実施例を、デイジタル回路で構
成した例を用いて説明したが、本発明は、アナロ
グ回路、デイジタル信号処理用プロセツサのソフ
ト等で実現できるのは明らかある。また、ピーク
値検出回路は、平均値検出等の種々のレベル検出
回路により構成可能であり、全て本実施例と同様
の効果を得る。

また、以上の実施例では反響推定の禁止時間を
８秒としたが、約３秒程度に短縮したとしても、
実用上特に支障はなく、推定開始を速くすること
が可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の原理図、第２図はダブルト
ークを示すモデルを示す図、第３図は本発明の動
作説明図、第４図は本発明の実施例、第５図はピ
ーク値検出回路例を示す図、第６図はプライオリ
テイエンコーダ回路例を示す図、第７図は衛星用
エコー・キヤンセラーの応用を示した図、第８図
は拡声電話用エコー・キヤンセラーの応用を示し
た図、第９図はエコー・キヤンセラーの構成図、
第１０図及び第１１図は従来のダブルトークデイ
テエクタの例を示す図、第１２図は、発明の実施
例の変形例を示す図である。１０３……ハイブリツトコイル、１０４……電
話線、２０１，２０２…アンプ、２０３……スピ
ーカー、２０４……マイク、４０１，４０２，５
０１，５０２……レベル検出回路、４０３，５０
３……比較器、５０４……アンプ、７１２，７１
３，７１４，９２１，９２２……修正量レジス
タ。

Claims

【特許請求の範囲】１受信信号と、この受信信号の反響信号が加わ
つた送信信号により逐次反響路特性を推定し、こ
れにより得た推定反響路特性に基づき疑似反響信
号を生成し、送信手段から前記疑似反響信号を差
し引く事により、反響信号を打ち消した残差信号
を生成する反響信号打消装置において、受信信号及び残差信号のレベルの比を算出し、
この比がしきい値を越えた時にダブルトークと判
定し、前記反響路推定動作を禁止すると共に、前
記受信信号のレベルにより受話時か否かを判定す
るダブルトークデイテクタを有し、前記ダブルトークデイテクタ検出結果が、ダブ
ルトークの時は所定の継続時間内に前記レベルの
比がしきい値より小とならない様に前記しきい値
を徐々に増加させ、受話時で非ダブルトークの時
は前記しきい値を徐々に減少させ、その他の時は
前記しきい値を変えないことを特徴とする反響信
号打消装置。２受信信号及び残差信号の比として、前記受信
信号及び残差信号の比として、前記受信信号及び
残差信号の平均電圧、平均電力、ピーク電圧、ピ
ーク電力等を計算して得られるレベルの比を用い
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
反響信号打消装置。３受話時で非ダブルトークの時は、前記反響路
特性の収束速度より小さい修正量で前記しきい値
を徐々に減少させることを特徴とする特許請求の
範囲第１項記載の反響信号打消装置。