JPH0783220B2

JPH0783220B2 - 前置増幅器

Info

Publication number: JPH0783220B2
Application number: JP61035409A
Authority: JP
Inventors: ロバート・エー・ホールト; ロバート・ピー・レグーサ
Original assignee: ザ・パーキン‐エルマー・コーポレイシヨン
Priority date: 1985-02-21
Filing date: 1986-02-21
Publication date: 1995-09-06
Anticipated expiration: 2010-09-06
Also published as: DE3605488A1; JPS61193508A; GB2171512B; US4682022A; DE3605488C2; GB2171512A; GB8601999D0

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、一定の抵抗成分と、入射光強度により変化す
るコンダクタンス成分とを有する光検出器、時に水銀カ
ドミウムテルリウム／テルライド（MCT）型または感光
型検出器のための前置増幅器に関する。

従来の技術 MCT検出器に使用される種々の前置増幅器がこれまで提
案されている。

しかし従来のMCT検出用前置増幅器は、MCT検出器を流れ
る電流を一定に保持し、MCT検出器の両端に発生する電
圧を測定するものである。従って実際には光度または入
射光の変化により引き起こされる抵抗変化が、MCT検出
器のコンダクタンス変化の代わりに監視されるようにな
っている。この技術により得られる出力信号は一般に非
線形の特性を有している。

従って上記のように、光検出器を通る電流を一定の保持
して、そこに発生する電圧を測定するという従来の前置
増幅器には大きな欠点がある。

発明が解決しようとする課題本発明の課題は、得られる出力信号が改善された線形の
特性を有するような、光検出器用の前置増幅器を提供す
ることである。

さらに本発明の課題は、不要な信号成分および非直線性
を実質的にオフセットする前置増幅器を提供することで
ある。

さらに本発明の課題は、水銀カドミウムテルライド検出
器に使用するのに特に適する回路を提供することであ
る。

課題を解決するための手段上記課題は前置増幅器が、ダイナミックに変化する電流
を光検出器のコンダクタンスに依存して該光検出器に供
給することにより前記光検出器の端子間の電圧を一定に
保持するための手段と、前記光検出器に供給される前記
ダイナミックな電流を測定するための手段とを有するよ
うに構成して解決される。

第２の課題は前置増幅器が、光検出器に一定の暗電流を
供給するための手段と、ダイナミックに変化する電流を
前記光検出器のコンダクタンスに依存して該光検出器に
供給することにより前記光検出器の端子間の電圧を一定
に保持するための手段と、前記光検出器のスプリアス抵
抗成分によって生じる、前記ダイナミックな電流の非直
線性を実質的にオフセットするために上記光検出器に電
流を供給するための手段と、前記光検出器に供給される
前記ダイナミックな電流を測定するための手段とを有す
るように構成して解決される。

第３の課題は、光検出器に接続された信号検出および帰
還装置と、前記信号検出および帰還装置に接続され、第
１の出力側を有する信号レベル検出回路と、前記第１の
出力側と基準電圧回路とに接続され、第２の出力側を有
する加算増幅回路と、前記第２の出力側と接続され、第
３の出力側を有する極ゼロ補償回路と、前記第３の出力
側と接続され、第４の出力側を有するレベルシフタ回路
と、前記第４の出力側に接続され、前記信号検出および
帰還装置に接続された第５の出力側を有する電流ドライ
バ回路と、前記信号検出および帰還装置と前記信号レベ
ル検出回路とに接続された調整可能な正帰還回路とから
なる回路によって解決される。

発明の作用本発明では、光検出器の両端をこの光検出器のコンダク
タンスが変化しても常に一定の電圧に保持し、電圧を一
定に保持するために必要な、コンダクタンス変化に依存
してダイナミックに変化する電流を光強度を表わす出力
信号として測定するのである。この構成により出力信号
の直線性が改善され、また雑音レベルも改善される。

〔実施例〕

第１図は水銀−カドミウム−テルライド（MCT）すなわ
ち光検出器11に接続される本発明の前置増幅器10のブロ
ツク図である。この増幅器は同図中のブロツク11に示す
ような検出器の等価回路にもとずいて構成されている。

MCT検出器11の動作特性は、暗電流用の固定されたコン
ダクタンスGoと、このコンダクタンスGoに並列であつて
入射光に比例して変化する第２のコンダクタンスＧと、
漂遊固定直列抵抗Rdからなる等価回路で実質的に表わす
ことが出来ることが判つた。これによれば、従来の前置
増幅器は一般にMCT検出器11に発生する電圧を測定する
間その電流一定にするものであるから本質的にその出力
は非線形となる。

従つて本発明の基本概念は動電流Idを変化する入射光に
比例して変化させると同時にモニタされている信号情報
に対する漂遊抵抗Rdの信号に対する有害な効果を実質的
に打消す信号成分を導入するように前置増幅器10を構成
するものである。

説明の便宜上まず暗条件すなわち検出器11に入射光のな
いあるいは殆どない状態があるとする。暗条件下の検出
器11では静電流源12は検出器11に静電流I_s1を与えるよ
うにセツトされる。

静電流源12は例えば使用される検出器11に適した範囲内
で静電流I_s1を選択するためのジヤンパ可変装置（図示
せず）を有する従来のものでよい。

前置増幅器10は後述するように前置増幅器10のバイアス
電流となる第２の静電流I_s2を与えるように予め条件づ
けられる。

電流I_s1とI_s2は検出器11にまたがり電圧を発生させる。
この電圧の値は後述のように前置増幅器10が動作すると
きほヾ一定に維持される。

暗条件下のときには検出器11は端子13と14の間に一定の
抵抗値をもつ。しかしながら光を検出すると検出器11の
コンダクタンスは増加し、すなわち端子13と14間の実効
抵抗が減少して一時的に電圧が低下する傾向がある。

前述のように本発明の前置増幅器10は電流を検出しつつ
検出器11の電圧を実質的に一定に維持するという方法を
用いている。

検出器11の電圧はサーボループ回路16−21によりほヾ一
定に維持される。サーボループ回路16−21は帰還入力16
を有する信号レベル検出器すなわち信号電圧増幅器と、
加算（演算）増幅器17と、周波数補償回路18と、レベル
シフタ19と、電流ドライバ20と、帰還（抵抗）素子21と
から構成される。

動作を述べると、信号レベル検出器16により（瞬間的）
電圧降下が接続点24において検出されると、導線25を通
り加算増幅器17に信号（図示せず）が与えられる。加算
増幅器17の出力信号（図示せず）は周波数補償回路18を
介してレベルシフタ19の入力に加えられる。レベルシフ
タ19はこの信号に応答して電流ドライバ20が、検出器11
にまたがる電圧をほヾ一定に維持するための動電流Idを
帰還回路21を介して出せる。このように動電流Idが帰還
回路21と検出器11を通じて検出器11のコンダクタンス変
化に比例して与えられる。

次に検出器11の入射光が減少すると、上述のサーボルー
プ回路16−21は再び検出器11の実質的に予め定められて
いる暗電圧レベルを維持するために帰還回路21を介して
検出器11に入る動電流Idをそれなりに比例して減少させ
る。漂遊抵抗Rdはかなりの望ましくない電圧降下を生じ
させるから、これを補償しないと測定出力の直線性が得
られない。

漂遊抵抗のこの効果は前置増幅器10に等しいが負の抵抗
を入れることにより実質的に打消される。この負性抵抗
は検出器11にまたがる電圧を電流Idの変化に直接比例し
てRdに等しくなるだけ上昇させるようにすることにより
与えられる。正帰還回路15はこの実効的な負性抵抗効果
を発生するために用いられている。漂遊抵抗Rdは直接に
は測定出来ないから、この正帰還は、ほゞ０である検出
器のカツトオフ波数より下の見かけのエネルギーレベル
から判断して最良の直線性を与えるように、例えばポテ
ンシヨメータにより経験的に調節する。

例えば温度補償基準22と可変電圧基準23をもつ温度補償
回路を温度条件の変動に対してサーボループ回路、特に
信号電圧増幅器16の動作を修正するために用いてもよ
い。

動電流Idは接続点26において高域フイルタ28を介して可
変利得電圧増幅器27により検出される。この増幅器27は
検出器11のコンダクタンス、従つて入射光レベルをほゞ
比例して表わす信号出力を端子29に与える。

検出器11、静電流源12、高域フイルタ28および可変利得
電圧増幅器27からなる回路は従来のものでよく、従つて
その詳細は省略する。

第２図を参照して前置増幅器10の詳細を次に述べる。

まずサーブループ回路16−21の内容と機能を説明する。
上述のように接続点24は検出器11、静電流源12、検出／
帰還装置21の一方の端子に、そして導線30を介して信号
電圧増幅器−交流利得制御装置または信号レベル検出器
16に接続する。

信号電圧増幅器および交流利得制御導線30は電界効果トランジスタ（FET）Q₁とQ₂のゲート
Ｇと演算増幅器U1の非反転（＋）入力端子を接続する。

FETQ₁およびQ2はＮチャンネル形であり、共通ソースモ
ードに並列接続されており、それらのケースは接地され
て低雑音動作をするようになつている。FETQ₁とQ₂のド
レンは接続点31および演算増幅器U2の非反転入力に接続
している。FETQ₁のソースＳは抵抗R5とR10の接続点に接
続する。FETQ₂のソースＳは抵抗R6とR11の接続点に接続
する。FETQ₁とQ₂は抵抗R2を通る電流を引き込むことに
よりゲートＧ−ソースＳ間電圧の増幅を行う。

抵抗R5とR6の接続点は可変正帰還回路15に接続する。こ
れら抵抗は分流抵抗であつてFETQ₁とQ₂およびソース抵
抗R10とR11の間で夫々正帰還電流を分流させるものであ
る。

コンデンサC10とC12は抵抗R10とR14の接続点33と接地電
位間に背−背接続された有極コンデンサであり、接続点
33を交流的に接地するものである。

抵抗R14は接続点33と−12ボルト電源との間に接続され
てFETQ₁のソース−ドレンバイアス電流を設定する。

同様にFETQ₂のソースＳは、抵抗R10、R14およびコンデ
ンサC10、C12と同様に機能する抵抗R11、R15およびコン
デンサC11、C13によりバイアスされる。

抵抗R2の一端は接続点31にそして他端は抵抗R1に接続す
る。抵抗R2は基本的にはFETQ₁とQ₂の交流電流に比例す
る電圧を発生するための負荷抵抗である。この電圧は導
線34を介して加算増幅器U2の非反転（＋）入力に加えら
れる。

抵抗R1とコンデンサC3は正電源以外の交流雑音を波す
るための低減フイルタを形成する。

コンデンサC4はバイパス交流フイルタおよび負荷調整手
段を形成する。

加算増幅器加算増幅器17（第１図）は、導線34を介して接続点31に
接続する非反転（＋）入力を有する、演算増幅器U2から
なる。その反転入力（−）は後述するように例えば温度
補償基準22である基準源に接続する。

コンデンサC5とC9は不要の交流雑音を接地側へ波する
バイパスフイルタを形成する。

周波数補償周波数補償回路18は抵抗R3、R12およびコンデンサC16か
らなる極−ゼロ補償回路である。これら素子の値は極が
ほゞ30KHzでゼロがほゞ300KHzとなるように選ばれる。
この回路18はサーボループ回路16−21を安定させるもの
である。加算増幅器U2の出力は周波数補償回路18の入力
すなわち抵抗R3の一端に接続し、その出力は接続点35と
導線36を介してレベルシフタ４の入力に接続する。

レベルシフタレベルシフタ19は、導線36を介して周波数補償回路18の
接続点35に接続するゲート、−12ボルト電源に接続する
ドレンＤと、電流ドライバ20に接続するソースＳを有す
るFETQ₄からなる。レベルシフタ19は加算増幅器U2の電
圧範囲を拡げる機能を有する。

電流ドライバ電流ドライバ20は、−12ボルト電源に接続するコレクタ
と、検出／帰還抵抗R16とポテンシヨメータR17の間の接
続点に接続するエミツタと、LET17のソースに接続する
ベースを有するエミツタホロワトランジスタからなる。
電流ドライバ20は加算増幅器U2の出力信号を助長するた
めの電流ブースタとして機能する。

検出／帰還装置検出／帰還装置21は接続点24と37の間に直列接続する抵
抗R16からなる。この抵抗の基本的機能は静電流I_s2と動
電流Idを接続点24を介して検出器11に結合し、導線30を
介してFETQ₁とQ₂のゲートに結合されるべき電圧信号を
接続点24に形成し、そして導線38を介して高域フイルタ
28に結合されるべき出力信号を接続点37に形成すること
である。

可変正帰還上述のように正帰還は帰還電流を共通ゲートモードで接
続されるFETQ₁とQ₂に注入（交流結合により）すること
によつて負性抵抗効果をつくるために用いられる。基本
的にはこの正帰還回路15は接地点と接続点26との間に、
ワイパ39がコンデンサC17とC18を介して接続点32は接続
するように接続されたトリムポツトあるいはポテンシヨ
メータR17からなる。コンデンサC17とC18は帰還路からF
ETQ₁とQ₂への直流を阻止するためのものである。ポテン
シヨメータR17は検出器毎に設定されれものであり、ま
た設定される光レベルにもある程度依存する。従つてポ
テンシヨメータR17は特定の動作条件について最良の直
線性が得られるように経験的に調整しうる。

可変電圧基準可変電圧基準回路23はポテンシヨメータR9、抵抗R13お
よびコンデンサC15からなる。ポテンシヨメータR9と抵
抗R13は接地点と−12ボルト電源端子40との間に直列に
接続される。コンデンサC15は端子40と接地点との間に
接続して端子40を交流雑音から切離するためのバイパス
コンデンサとして機能する。ポテンシヨメータR9は抵抗
R13と共に、抵抗R8を介して演算増幅器U1の反転（−）
入力に加えられる電圧をセツトする。抵抗R13はポテン
シヨメータR9を適正な、すなわち所望の動作電圧範囲に
するためのレンジ抵抗である。抵抗R13がセツトされる
と暗条件下にある検出器に加えられる動バイアス電流Id
は一般に２〜３ミリアンペアの範囲となる。

温度補償基準温度補償基準回路22は演算増幅器U1、抵抗R6、R7、R8、
コンデンサC6、C7、C8、C14およびダイオードCR1からな
る。抵抗R4とR8は演算増幅器U1の利得をセツトする。コ
ンデンサC6の主機能は演算増幅器U1を安定化することで
あるが、抵抗R4との関連において演算増幅器U1の反転
（−）入力から出力へ低周波を結合しそして例えば300H
zの高周波を阻止するための低減フイルタとしても機能
する。コンデンサC7とC8は＋12ボルトおよび−12ボルト
電源から交流雑音を除くためのバイパスコンデンサであ
る。抵抗R7とコンデンサC14は演算増幅器U1の出力と接
地点との間に直列に接続して約1Hzのカツトオフ特性を
もつ低減フイルタとして機能する。

ダイオードCR1は接地点（Ｐ）と、抵抗R7とコンデンサC
14との接続点との間に接続して、演算増幅器U1がコンデ
ンサC14の極性をくずさないようにする機能を有する。
電圧基準回路23の基準電圧出力は抵抗R8を介して演算増
幅器U1の反転（−）入力に結合され、演算増幅器U1によ
り、導線30と非反転入力とを介して与えられる接続点24
上の検出器電圧と一般に1Hz以下の周波数で直接に比較
される。このように、FETQ₁とQ₂内の低い温度ドリフト
の効果が実質的に打消される。

第２図の前置増幅器10は下表（１）にあげる素子値（経
験または計算により選ぶことが出来る）のとき満足すべ
き効果を示した。

第１表 C3＝100μＦ C4＝C5＝C7＝C8＝C9＝C15＝C19＝0.1μＦ C10＝C11＝C12＝C13＝C14＝47μＦ C17＝C18＝2.2μＦ C6＝1000PF C16＝0.01μＦ R1＝R5＝R6＝100Ω R2＝402Ω R3＝499Ω R4＝499KΩ R7＝22.1KΩ R8＝2KΩ R9＝R17＝1KΩ R10＝R11＝40.2Ω R12＝49.9Ω R13＝4.99KΩ R14＝R15＝1.5KΩ R16＝200Ω FETQ₁,Q₂…CM860（テレダインクライスタロニクス） FETQ₄…2N5115 トランジスタQ₃…2N5086 演算増幅器U1…OPA27GZ（バー−ブラウン）演算増幅器U2…OPA37GZ（バー−ブラウン）〔発明の効果〕以上述べたように本発明の前置増幅器によれば光検出器
の電圧を一定として入射光に比例する電流が直接測定し
うるようになり、その直線性は著しく改善される。また
検出器の漂遊抵抗による効果がほゞ完全に打消され、測
定精度を満足すべきものとすることが出来る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロツク図、第2A図および
第2B図は第１図の実施例の回路図である。 10……前置増幅器、11……光検出器、12……静電流源、
16……信号レベル検出器、17……加算増幅器、18……周
波数補償回路、19……レベルシフタ、20……電流ドライ
バ、21……帰還回路、22……温度補償基準回路、23……
可変電圧基準回路、27……可変利得電圧増幅器、28……
高域フイルタQ₁,Q₂,Q₄……FET、Q₃……エミツタホロク
トランジスタ、U1,U2……演算増幅器

フロントページの続き (56)参考文献特開昭54−135549（ＪＰ，Ａ) 特開昭54−78955（ＪＰ，Ａ) 特開昭60−134611（ＪＰ，Ａ)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】一定の抵抗成分と、入射光強度により変化
するコンダクタンス成分とを有する光検出器のための前
置増幅器において、ダイナミックに変化する電流を前記光検出器のコンダク
タンスに依存して該光検出器に供給することにより前記
光検出器の端子間の電圧を一定に保持するための手段
と、前記光検出器に供給される前記ダイナミックな電流を測
定するための手段とを有することを特徴とする前置増幅
器。
【請求項２】前記電圧を一定に保持するための手段はサ
ーボループ回路である特許請求の範囲第１項記載の前置
増幅器。
【請求項３】可変正帰還回路を含む特許請求の範囲第２
項記載の前置増幅器。
【請求項４】温度補償回路を含む特許請求の範囲第１項
記載の前置増幅器。
【請求項５】前記電圧を一定に保持するための手段は、前記光検出器に接続される信号入力側と出力側とを有す
る信号レベル検出器と、該信号レベル検出器の出力側に接続された第１の入力側
と基準電圧に接続された第２の入力側と出力側とを有す
る加算増幅器と、該加算増幅器の出力側に接続された入力側と出力側とを
有する周波数補償回路と、該周波数補償回路の出力側に接続された入力側と出力側
とを有するレベルシフタ回路と、該レベルシフタ回路の出力側に接続された入力側と前記
光検出器に接続された出力側とを有する電流ドライバと
からなる特許請求の範囲第１項記載の前置増幅器。
【請求項６】前記信号レベル検出器と前記光検出器との
間に接続された正帰還回路と、前記基準電圧を前記加算
増幅回路に供給するための温度補償回路とを含む特許請
求の範囲第５項記載の前置増幅器。
【請求項７】一定のスプリアス抵抗成分と、入射光強度
変化に比例して変化するコンダクタンス成分とを有する
光検出器のための前置増幅器において、前記光検出器に一定の暗電流を供給するための手段と、ダイナミックに変化する電流を前記光検出器のコンダク
タンスに依存して該光検出器に供給することにより前記
光検出器の端子間の電圧を一定に保持するための手段
と、前記光検出器のスプリアス抵抗成分によって生じる、前
記ダイナミックな電流の非直線性を実質的にオフセット
するために上記光検出器に電流を供給するための手段
と、前記光検出器に供給される前記ダイナミックな電流を測
定するための手段とを有することを特徴とする前置増幅
器。
【請求項８】前記一定の暗電流を供給するための手段は
ジャンパ選択の可能な電流源を含む特許請求の範囲第７
項記載の前置増幅器。
【請求項９】前記電圧を一定に保持するための手段は正
帰還回路を有するサーボループ回路を含む特許請求の範
囲第７項記載の前置増幅器。
【請求項１０】前記光検出器に電流を供給するための手
段は前記サーボループ回路に挿入されてそれに応答する
電流ドライバ装置を含む特許請求の範囲第９項記載の前
置増幅器。
【請求項１１】水銀カドミウムテルライド光検出器に使
用する回路において、前記光検出器（11）に接続された信号検出および帰還装
置（21）と、前記信号検出および帰還装置に接続され、第１の出力側
を有する信号レベル検出回路（16）と、前記第１の出力側と基準電圧回路（22、23）とに接続さ
れ、第２の出力側を有する加算増幅回路（17）と、前記第２の出力側と接続され、第３の出力側を有する極
ゼロ補償回路（18）と、前記第３の出力側と接続され、第４の出力側を有するレ
ベルシフタ回路（19）と、前記第４の出力側に接続され、前記信号検出および帰還
装置に接続された第５の出力側を有する電流ドライバ回
路（20）と、前記信号検出および帰還装置と前記信号レベル検出回路
とに接続された調整可能な正帰還回路（15）とからなる
ことを特徴とする定電圧回路。
【請求項１２】前記信号検出および帰還装置は抵抗から
なり、前記信号レベル検出回路は並列ソース共有動作す
るように接続された一対の電界効果トランジスタからな
り、前記加算増幅器は前記第１の出力側に接続された第
１の入力側と前記基準電圧回路に接続された第２の入力
側を有する演算増幅器からなり、前記極ゼロ補償回路は
抵抗−容量回路からなり、前記レベルシフタ回路は電界
効果トランジスタからなり、前記電流ドライバ回路はト
ランジスタからなり、前記調整可能な正帰還装置は前記
信号レベル検出回路にキャパシタンスを介して接続され
たワイパを有するポテンシオメータからなる特許請求の
範囲第11項記載の回路。
【請求項１３】電圧−電流源と前記光検出器との間に接
続されたジャンパ選択可能な暗電流源回路（12）と、前
記信号検出および帰還装置に接続された入力側を有する
ハイパスフィルタ回路（28）と、該ハイパスフィルタ回
路の出力側に接続された可変利得電圧増幅回路（27）と
を含む特許請求の範囲第11項記載の回路。