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JPH0586096B2 - - Google Patents

Info

Publication number
JPH0586096B2
JPH0586096B2 JP1027738A JP2773889A JPH0586096B2 JP H0586096 B2 JPH0586096 B2 JP H0586096B2 JP 1027738 A JP1027738 A JP 1027738A JP 2773889 A JP2773889 A JP 2773889A JP H0586096 B2 JPH0586096 B2 JP H0586096B2
Authority
JP
Japan
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signal
threshold
data
thresholds
reproduced
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
JP1027738A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH027745A (ja
Inventor
Toranbure Ibu
Jon Nikoruson Debitsuto
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nortel Networks Ltd
Original Assignee
Northern Telecom Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Northern Telecom Ltd filed Critical Northern Telecom Ltd
Publication of JPH027745A publication Critical patent/JPH027745A/ja
Publication of JPH0586096B2 publication Critical patent/JPH0586096B2/ja
Granted legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06T—IMAGE DATA PROCESSING OR GENERATION, IN GENERAL
    • G06T1/00—General purpose image data processing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of DC offset
    • H04L25/065—Binary decisions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—DC level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of DC offset
    • H04L25/063—Setting decision thresholds using feedback techniques only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
    • H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
    • H04L7/033—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information using the transitions of the received signal to control the phase of the synchronising-signal-generating means, e.g. using a phase-locked loop

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  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)
  • Manipulation Of Pulses (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明はデータ再生器に関し、そして特に、バ
イナリ・データ信号の再生のための適切なしきい
値を有するデータ再生器に関する。
従来の技術及び発明が解決しようとする問題点 伝送信号は、雑音、シンボル間干渉、及び伝送
中の歪みのような因子からの劣化を被り、そして
そのような劣化の程度は、本質的に時間に対する
信号振幅のプロツトであるアイダイアグラム
（eye closure diagram）にて表現できることが
公知である。バイナリ・データ信号に対して、そ
のようなダイアグラムは、信号劣化によつて決定
される広がりに開き閉じる単一のアイを有する。
信号の最適再生に対し、振幅決定又はしきい値に
関して、そしてアイダイアグラムの開いた部分内
に最適に位置する時点にて、信号をサンプリング
することが望ましい。
データ信号の伝送率は次第に増大してきてお
り、そして益々高速且つより感度の高い伝送シス
テムが望まれている。これは、例えば、1.3μm程
度の波長を使用しそしてアバランシエ・ホトダイ
オード（APD）検出器を使用して、1Gb／ｓを
超える伝送率を与える光フアイバ伝送システムの
使用につながつた。このようなシステムにおい
て、所与のビツト誤り率（BER）に対する受信
器感度およびこのため検出器に与えられた必要な
光のパワーは、データ信号再生のために使用され
るしきい値に極めて大きく依存する。例えば、僅
か８％のしきい値変動は、最大約1dBの（−10-9
のBERにて規定された）受信器感度における変
動を生じさせる。
現在、バイナリ・データ再生器は、所定の信号
パワー・レベルにおいて最良のBERを与えるた
めに、（スライス・レベルとも呼ばれる）固定し
きい値にプリセツトされる。一般に、特に温度と
エージングの効果を考慮すると、再生器の使用に
おいて同一条件は一般に行なわれておらず、その
結果プリセツトしきい値は最適ではない。その結
果、必要とされるよりも、より高い信号パワー・
レベルと、結果的により接近した中継器間隔を使
用する伝送システムを与えなければならない。
動作モニターを備えている公知のデータ再生器
の一例は、「デジタル信号動作モニター」と題し、
ノーザン テレコム リミテツド社に譲度され、
1978年６月27日発行にされたハーマンの米国特許
第4097697号に記載されている。この公知の配置
において、回復クロツク信号によつて計時された
第１の差動増幅器は、入力バイナリ・データ信号
を固定のスライス・レベル又はしきい値と比較す
ることにより、データ信号を再生する。同様に計
時された第２の差動増幅器は、入力バイナリ・デ
ータ信号をオフセツト・スライス・レベルと比較
し、誤り再生信号を生成し、２つの再生信号が比
較され、そして、オフセツトを決定するために、
結果が積分及び制御回路を経てフイードバツクさ
れる。オフセツト量は入力信号の劣化の尺度であ
る。
問題点を解決するための手段 本発明の目的は、改良されたデータ再生器を提
供することである。
本発明により、第１、第２及び第３再生信号を
それぞれ生成するために、第１、第２及び第３し
きい値に関してデータ信号を再生する手段と、第
１及び第２再生信号の間の差に依存した第１しき
い値を制御する手段と、第２及び第３再生信号の
間の差に依存した第３しきい値を制御する手段
と、第１しきい値と第３しきい値との間に第２し
きい値を生成するために、第１及び第３しきい値
に応答して第２しきい値を決定する手段とから成
る再生器が提供される。
都合の良いことに、第１及び第３しきい値を制
御する手段は、第２再生信号に関して、所定の誤
り率をそれぞれ有する第１及び第３再生信号を維
持する手段を含む。
本発明による再生器の重要な利点は、この再生
器は、動作指示を与えるために、しきい値の間の
差に応答する指示手段の提供を容易にするという
ことである。再生器はまた、第１及び第３しきい
値の間の差を最大にするために、再生手段のサン
プリング時間を修正する手段をも含むことがで
き、これにより再生サンプリング時間は再生しき
い値と同様に適切なものとなる。
本発明は、さらに、第１、第２及び第３再生信
号をそれぞれ生成するために第１、第２及び第３
しきい値とデータ信号を比較し、第１再生信号を
第２再生信号と比較しそして第２再生信号に関し
て第１再生信号の所定誤り率を維持するために比
較に依存した第１しきい値を制御し、第３再生信
号を第２再生信号と比較しそして第２再生信号に
関して第３再生信号の所定誤り率を維持するため
に比較に依存した第３しきい値を制御し、第１し
きい値と第３しきい値との間にある第２しきい値
を生成することを含むバイナリ・データ信号を再
生する方法を提供する。
方法は、さらに、第１及び第３しきい値の間の
差を最大にするために、しきい値とデータ信号と
の比較時間を修正することを更に含むことができ
る。
好ましくは、第２しきい値は、第１及び第３し
きい値に対して所定の比率にて生成される。
本発明は、添付の図面を参照し、以下の説明か
らさらに理解されるであろう。
第１図を参照すると、本発明の実施態様による
バイナリ・データ再生器は、３つの２レベルＡ／
Ｄ（アナログ対デジタル）コンバータ１０，１２
と１４、３つのリタイミング回路１６，１８と２
０、２つの誤り計数回路２２と２４、及び動作モ
ニター２６を具備する。
再生される入力バイナリ・データ信号は、デー
タ入力線２８を経て、コンバータ１０，１２と１
４の各々の非反転（＋）入力に供給され、各々の
コンバータの反転入力には比較値又はしきい値Ｖ
＋、VoptとＶ−が、それぞれ、動作モニター２
６から供給される。コンバータ１０，１２と１４
のデジタル出力信号は、それぞれリタイミング回
路１６，１８と２０によつてリタイミングを取ら
れ、リタイミング回路は線３０における回復クロ
ツク信号によつてバイナリ・データ信号周波数に
おいて計時される。
再生バイナリ・データ出力信号は、リタイミン
グ回路１８によつて生成され、そして出力データ
線３２および誤り計数回路２２と２４の各々の入
力に供給される。リタイミング回路１６の出力に
おける誤つた再生信号は、誤り計数回路２２の別
の入力に供給され、そしてリタイミング回路２０
の出力における誤つた再生データは、誤り計数回
路２４の別の入力に供給される。誤り計数回路２
２と２４の出力は、以下に詳細に記載されるよう
に、しきい値Ｖ＋、VoptとＶ−を制御するため
に動作モニター２６に結合される。
第１図のデータ再生器の動作を、第２ａ〜２ｃ
図のアイダイアグラムを参照して以下に記載す
る。第２ａ〜２ｃ図の各々は、線３０におけるク
ロツク信号のタイミングに対応した信号サンプリ
ング時間を表わす垂直線と、しきい値Ｖ＋、
VoptとＶ＋を表わす水平線とをまとめたアイダ
イアグラムを示す。第２ａ図は、電圧Ｖ＋とＶ−
の間に比較的大きな差を有する比較的開いたアイ
を示し、そして第２ｂ図は、電圧Ｖ＋とＶ−の間
に小さな差を有する比較的閉じたアイを示しそし
て比較的劣化した入力バイナリ・データ信号を示
しており、そして第２ｃ図は非対称のアイを示
す。
動作モニター２６は、データ信号のバイナリ１
における所定のビツト誤り率が、出力線３２にお
けるデータに関してリタイミング回路１６の出力
におけるデータ中に生成され、そしてこのため誤
り検出回路２２によつて検出されるような電圧に
おいて、しきい値Ｖ＋を生成する。同様に、動作
モニター２６は、データ信号のバイナリ・ゼロに
おける所定のビツト誤り率が、出力線３２におけ
るデータに関してリタイミング回路２０の出力に
おけるデータ中に生成され、このため誤り検出回
路２４によつて検出されるような電圧において、
しきい値Ｖ−を生成する。所定のビツト誤り率
は、都合の良いことに、同一であり、例えば各々
約10-6である。
動作モニター２６は、しきい値Ｖ＋とＶ−の間
にそれらに対して所定の比率である最適値を有す
るようなしきい値Voptを生成する。例えば、動
作モニター２６は、 Vopt＝（Ｖ−）＋ｋ｛（Ｖ＋）−（Ｖ−）｝ であるようなしきい値を生成することができ、こ
の場合ｋは最適しきい値Voptのために選ばれた
正の小数である。一般に、バイナリ１に対する誤
り密度はバイナリ・ゼロに対するよりも大きいた
めに、ｋの値は、一般に0.5よりも小さい。例え
ば、ｋは、0.3乃至0.5の範囲にあるであろう。
前述の説明から認識されるように、しきい値
Voptは、所定の誤り率に対応するしきい値Ｖ＋
とＶ−に依存した適合方法により、最適に位置付
けられ、入力バイナリ・データ信号が劣化される
特定の性質および程度に拘わらない。その結果、
先行技術におけるような、しきい値の手動プリセ
ツトは避けられ、そしてデータ再生器は、受信信
号パワー、温度、エージング等による信号変動に
拘わらず、最適データ信号再生を与えるために自
動的に自己調整する。
第１図のデータ生成器は、多様な方法、特にア
ナログ及び／又はデジタル技術を使用して実現す
ることができる。第３図は、データ再生器の１つ
の実施例を詳細に示す。
第３図を参照すると、第１図のＡ／Ｄコンバー
タ１０，１２と１４は、それぞれ差動増幅器４
０，４２と４４によつて形成された比較器により
構成された１ビツトＡ／Ｄコンバータであり、そ
れらの非反転入力は、線２８からのデータ信号を
供給され、そしてそれらの反転入力には、それぞ
れのしきい値Ｖ＋、VoptとＶ−がかけられる。
第１図のリタイミング回路１６，１８と２０は、
それぞれＤ形フリツプフロツプ４６，４８と５０
によつて構成され、それらのデータ入力Ｄは、そ
れぞれの増幅器４０，４２と４４からの出力を供
給され、そしてそれらのクロツク入力Ｃは、線３
０上の回復クロツク信号を供給される。
再生バイナリ・データ出力信号は、フリツプフ
ロツプ４８のＱ出力において生成され、そして出
力データ線３２と、２つの排他的論理和ゲート５
２と５４の各々の一方の入力とに供給され、排他
的論理和ゲートの第２入力は、それぞれフリツプ
フロツプ４６と５０のＱ出力に接続される。ゲー
ト５２又は５４は、その結果、それぞれのフリツ
プフロツプ４６又は５０の出力における再生デー
タが線３２における再生データに関して誤りであ
るときは常に、論理１の出力を生成する。ゲート
５２、セツト／リセツト・フリツプフロツプ５
６、および直列抵抗器６０、差動増幅器６４と帰
還コンデンサ６８から成る差分積分器は、全体で
誤り計数回路２２を構成する。同様に、ゲート５
４、セツト／リセツト・フリツプフロツプ５８、
および直列抵抗器６２、差動増幅器６６と帰還コ
ンデンサ７０から成る差分積分器は、全体で誤り
計数回路２４を構成する。
ゲート５２又は５４の出力は、それぞれ、フリ
ツプフロツプ５０又は５８のセツト入力Ｓに接続
され、そしてリセツト・パルス・ストリームは、
線７２を経て、各フリツプフロツプ５６と５８の
リセツト入力Ｒに供給される。リセツト・パル
ス・ストリームは、一般にクロツク信号の周波数
よりもずつと低い周波数でありそしてクロツク信
号と同期又は非同期とすることができる一定のパ
ルス・ストリームであり、一定率においてフリツ
プフロツプ５６と５８をリセツトするために役立
つ。例えば、1Gb／ｓ程度またはそれ以上のデー
タ率に対して、リセツト・パルス・ストリーム
は、典型的には約100Hz乃至約10kHzの範囲、又
は最大約50MHzまでの周波数を有するパルスから
成ることができ、例えば約１％の小さな動作周期
を有する。こうしてフリツプフロツプ５６と５８
は、パルス引き伸ばし回路（stretcher）として
作用し、それらのセツト入力における短い且つ随
時の論理１を、続く回路による積分のためにより
長い持続時間のパルスに変換する。
こうしてフリツプフロツプ５６は、フリツプフ
ロツプ４６の出力におけるデータ中の誤りに依存
してセツトされ、そしてリセツト・パルス・スト
リームによつてリセツトされ、これにより、フリ
ツプフロツプ５６は、リセツトパルス周波数でパ
ルス・ストリームをその出力Ｑにおいて生成す
る。パルス・ストリームの平均動作周期はデータ
誤り率に依存する。部品６０，６４と６８により
形成された差分積分器は、その出力部において、
差動増幅器６４の非反転入力に供給される固定直
流基準電圧Vref＋に関してこのパルス・ストリ
ームを積分することにより、電圧Ｖ＋を生成す
る。電圧Ｖ＋は差動増幅器４０の反転入力に供給
される。
相応して、フリツプフロツプ５８は、フリツプ
フロツプ５０の出力におけるデータ中の誤りに依
存してセツトされ、そしてリセツト・パルス・ス
トリームによつてリセツトされ、これによりフリ
ツプフロツプ５８は、リセツトパルス周波数でパ
ルス・ストリームをその反転出力−Ｑおいて生成
する。パルス・ストリームの平均動作周期はデー
タ誤り率に依存する。部品６２，６６と７０とよ
つて形成された差分積分器は、その出力におい
て、差動増幅器６６の非反転入力に供給される固
定直流基準電圧Vref−に関してパルス・ストリ
ームを積分することにより、電圧Ｖ−を生成す
る。電圧Ｖ−は差動増幅器１４の反転入力に供給
される。
リセツト・パルス・ストリーム周波数を基準電
圧Vref＋とVref−は、フリツプフロツプ４６と
５０の出力中のデータの誤り率が前述のような例
えば各々約10-6の所定値を有するように、選択さ
れる。
しきい値Ｖ＋とＶ−は、誤り計数回路によつて
直接に生成され、そして動作モニター２６に供給
される。動作モニター２６において、抵抗器７４
と７６によつて形成された分圧器は、これらのし
きい値電圧を供給され、そして第３図に示された
ように、タツピング点において最適しきい値
Voptを生成する。抵抗器７４と７６の抵抗値は
ｋの所望の値により選択される。
電圧Ｖ＋とＶ−の間の電圧差は、入力バイナ
リ・データ信号の品位の尺度であり、そして動作
指示を与えるために動作モニター２６によつて使
用される。入力バイナリ・データ信号の所与の品
位に対して、この電圧差はまた、データ再生器と
関連回路によるデータ再生の品位の、精確で、迅
速に与えられかつ更新される指示である。
従つて、第２ａ〜２ｃ図においてIQにて参照
される電圧差は、品位又は性能の尺度として直接
使用することができる。さらに、このパラメータ
ーが使用される速度のために、このパラメーター
IQは、任意の特定条件において、最良に可能な
動作、即ち最大IQに、回路を連続調整すること
を許容するために、能動的に使用することができ
る。これを、第４図を参照して以下にさらに記載
する。
第４図は、参照番号７８のデータ再生器と、上
記のような動作モニター２６とを含む光フアイバ
ー信号受信器を示す。さらに、受信器は、入力光
フアイバー８０、APD検出器８２と関連パワー
供給器８４、信号プリアンプ８６、主信号増幅器
８８、イコライザ９０、AGC（自動利得制御）回
路９２及びクロツク回復回路９４を含む。そのよ
うな受信器において、Mb／ｓ程度から最大数
Gb／ｓまでのビツト率においてバイナリ・デー
タにより変調された光信号は、検出器８２によつ
て検出され、そして生成した信号は、回路９４に
おけるクロツク回復および再生器７８において上
記のようにデータ再生とを受ける前に、ユニツト
８６，８８と９０によつて増幅かつ等化される。
AGC回路９２は、等化された信号に応答し、主
信号増幅器８８の利得および選択的に（破線９６
により表されたように）APDパワー供給器８４
を制御する。回路９４は線３０においてクロツク
信号を生成し、再生器は線３２において再生デー
タを生成し、そして動作モニター２６は出力線９
８においてパラメーターIQに依存する動作出力
信号を生成する。AGC回路９２は、再生器に供
給されたデータ信号の一定ピーク−ピーク振幅を
維持し、その結果パラメーターIQは信号振幅に
関して正規化される。
さらに、第４図の受信器において、制御線１０
０，１０２と１０４は、動作モニター２６から、
それぞれ、APDのバイアスを制御するために
APD検出器８２へと（この線は、代替的に、パ
ワー供給８４に行くとして示すこともできる）、
そして帯域制御のためにイコライザ９０へと、そ
してクロツク信号の位相制御のためにクロツク回
復回路９４へと延びる。アイダイアグラム又はビ
ツト誤り率とこのためパラメーターＱに影響を与
えるパラメーターの各々は、これにより、動作モ
ニター２６によつて制御されることを可能にさ
れ、この場合動作モニター２６はまた動作最適器
として役立つ。アイダイアグラム又はビツト誤り
率に影響を与える他のパラメーターもまた、同様
に制御される。例えば、プリアンプ８６、主増幅
器８８、及び／又はAGC回路９２の特性を、同
様に制御することができ、そして動作モニター２
６をまた、上記の値ｋを制御するように配するこ
とができる。
この場合動作モニター２６は、閉ループにおい
て動作するマイクロプロセツサーを具備し、制御
されたパラメーターの各々を独立かつ順番に調整
し、最大IQ値を達成する。この動作は、連続的
に行なうことができ、又はパラメーターIQが所
定値以下となるときのみ行われるように配するこ
とができる。
各制御されたパラメーターに対して独立に、そ
れぞれの線１００，１０２又は１０４を経て、動
作モニター２６におけるマイクロプロセツサー
は、いづれかの方向におけるパラメーターを変化
させ、従つてIQの値を監視し、最終的に、IQの
最大値を与える値にパラメーターをセツトする。
これらの段階は、次の制御されるパラメーターに
対して順番に繰り返される。
実施例により、クロツク回復回路９４は、電圧
制御発信器と公知の形式のPLL（フエーズロツク
ループ）から成ることができる。そのような回路
において、PLLは位相比較器を含み、位相比較
器の１つの入力に、例えば接地電位である基準電
圧が従来通りにかけられる。動作モニター２６
は、制御線１０４を経て、規定制限内で基準電圧
を変化させるように容易に配置させることがで
き、これにより線３０におけるクロツク信号の位
相を変化させる。この位相シフトは、第２ａ〜２
ｃ図の垂直線の左又は右へのシフトに対応する。
他の制御パラメーターも同様に変化させること
ができる。さらに、動作モニター２６は、初期設
定、チエツク及び他の目的のために、制御パラメ
ーターの総てを所定のデフオルト値にセツトする
ように配することができる。
誤り計数回路のための差分積分器を使用するア
ナログ形式のデフオルト再生器を第３図を参照し
て記載したが、これは、必ずしも必要というわけ
ではない。記載された差分積分器の代わりに、そ
して特にリセツト・パルス・ストリームの高周波
数において、デジタル計数器を、フリツプフロツ
プ５６と５８からの出力パルスを計数するために
使用することができ、生成した計数は動作モニタ
ー２６に供給され、そしてしきい値Ｖ＋、Vopt
とＶ−とパラメーターIQを決定するために使用
される。
さらに、第３図に図示したような、別々の排他
的論理和ゲート５２又は５４と、フリツプフロツ
プ５６又は５８の代わりに、フリツプフロツプ４
８の出力、それぞれのフリツプフロツプ４６又は
５０の出力、及びリセツト・パルス・ストリーム
を供給されたゲート入力を有するセツト／リセツ
ト・フリツプフロツプによつて、同一機能を提供
することができる。そのようなフリツプフロツプ
の入力ゲートは、単に３つの状態を取り扱う必要
があるという事実により単純化される。例えば、
フリツプフロツプ４６と４８のＱ出力は、両方ゼ
ロ、両方１、又はそれぞれ１とゼロであることが
できるが、それらはそれぞれゼロと１となること
はできない。
さらに、比較器４０，４２又は４４およびフリ
ツプフロツプ４６，４８又は５０の機能を、それ
ぞれ、単一クロツク比較器回路に組み合わせるこ
とができることが認識されよう。
多数の他の修正、変形、及び適合が、特許請求
の範囲に規定されたような本発明の範囲を逸脱す
ることなしに、本発明の記載された実施態様に対
して行われるであろう。
本発明の主なる特徴及び態様は以下のとおりで
ある。
１ 第１、第２及び第３再生信号をそれぞれ生成
するために、第１、第２及び第３しきい値に関
してデータ信号を再生する手段； 第１及び第２再生信号の間の差に依存した第
１しきい値を制御する手段； 第２及び第３再生信号の間の差に依存した第
３しきい値を制御する手段； 第１しきい値と第３しきい値との間に第２し
きい値を生成するために、第１及び第３しきい
値に応答する第２しきい値を決定する手段； とからなる再生器。
２ 第１及び第３しきい値を制御する手段は、第
２再生信号に関して所定の誤り率に、それぞ
れ、第１及び第３再生信号を維持する手段から
成る上記１に記載の再生器。
３ 第２しきい値を決定する手段は、第１及び第
３しきい値に対して所定の比率で第２しきい値
を生成する手段から成る上記１又は２に記載の
再生器。
４ しきい値の間の差に応答する指示手段を含む
上記１，２又は３に記載の再生器。
５ 第１及び第３しきい値の間の差を最大にする
ために、再生手段のサンプリング時間を修正す
る手段を含む上記１〜４のいづれか１つに記載
の再生器。
６ 第１しきい値を制御する手段は、第１しきい
値を生成するために、第１及び第２再生信号の
間の差に依存する信号を積分する手段を含み、
そして第３しきい値を制御する手段は、第３し
きい値を生成するために、第２及び第３再生信
号の間の差に依存する信号を積分する手段を含
む上記１〜５のいづれか１つに記載の再生器。
７ 第１しきい値を制御する手段は、第１及び第
２再生信号を一緒にゲートさせる手段をさらに
含み、そして第３しきい値を制御する手段は、
第２及び第３再生信号を一緒にゲートさせる手
段をさらに含む上記６に記載の再生器。
８ 第１、第２及び第３再生信号をそれぞれ生成
するために、第１、第２及び第３しきい値とデ
ータ信号を比較し； 第１再生信号を第２再生信号と比較し、そし
て第２再生信号に関して第１再生信号の所定誤
り率を維持するために、比較に依存した第１し
きい値を制御し； 第３再生信号を第２再生信号と比較し、そし
て第２再生信号に関して第３再生信号の所定誤
り率を維持するために、比較に依存した第３し
きい値を制御し； 第１しきい値と第３しきい値との間にあるよ
うに第２しきい値を生成する； 各段階を含むバイナリ・データ信号を再生する
方法。
９ 第１及び第３しきい値の間の差を最大にする
ために、しきい値とデータ信号の比較時間を修
正する段階を含む上記８に記載の方法。
10 第２しきい値は、第１及び第３しきい値に対
する所定の比率で生成される上記８又は９に記
載の方法。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の実施態様によるバイナリ・
データ再生器を示すブロツク図。第２ａ〜２ｃ図
は、再生器の動作を示すアイダイアグラム。第３
図は、第１図のバイナリ・データ再生器の１つの
形式を示す回路図。第４図は、本発明の実施態様
によるバイナリ・データ再生器を組み込んだ光フ
アイバー信号受信器のブロツク図。 １０，１２，１４…２レベルＡ／Ｄコンバー
タ、１６，１８，２０…リタイミング回路、２
２，２４…誤り計数回路、２６…作動モニター、
２８…データ入力線、３０，７２…線、３２…出
力データ線、４０，４２，４４…差動増幅器、４
６，４８，５０…Ｄ形フリツプフロツプ、５２，
５４…排他的論理和ゲート、５６，５８…セツ
ト／リセツト・フリツプフロツプ、６０，６２…
直列抵抗器、６４，６６…差動増幅器、６８，７
０…帰還コンデンサ、７４，７６…抵抗器、７８
…データ再生器、８０…入力光フアイバー、８２
…APD検出器、８４…パワー供給器、８６…信
号プリアンプ、８８…主信号増幅器、９０…イコ
ライザ、９２…AGC回路、９４…クロツク回復
回路、９８…出力線、１００，１０２，１０４…
制御線。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 第１、第２及び第３再生信号をそれぞれ生成
    するために、第１、第２及び第３しきい値に関し
    てデータ信号を再生する手段； 第１及び第２再生信号の間の差に依存した第１
    しきい値を制御する手段； 第２及び第３再生信号の間の差に依存した第３
    しきい値を制御する手段； 第１しきい値と第３しきい値との間に第２しき
    い値を生成するために、第１及び第３しきい値に
    応答する第２しきい値を決定する手段； とから成る再生器。 ２ 第１、第２及び第３再生信号をそれぞれ生成
    するために、第１、第２及び第３しきい値とデー
    タ信号を比較し； 第１再生信号を第２再生信号と比較し、そして
    第２再生信号に関して第１再生信号の所定誤り率
    を維持するために、比較に依存した第１しきい値
    を制御し； 第３再生信号を第２再生信号と比較し、そして
    第２再生信号に関して第３再生信号の所定誤り率
    を維持するために、比較に依存した第３しきい値
    を制御し； 第１しきい値と第３しきい値との間にあるよう
    に第２しきい値を生成する； 各段階を含むバイナリ・データ信号を再生する
    方法。
JP1027738A 1988-02-12 1989-02-08 適切なしきい値を有するバイナリ・データ再生器 Granted JPH027745A (ja)

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