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JPH04197097A - 交流電動機可変速システム - Google Patents

交流電動機可変速システム

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Publication number
JPH04197097A
JPH04197097A JP2323155A JP32315590A JPH04197097A JP H04197097 A JPH04197097 A JP H04197097A JP 2323155 A JP2323155 A JP 2323155A JP 32315590 A JP32315590 A JP 32315590A JP H04197097 A JPH04197097 A JP H04197097A
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motor
inverter
capacity
variable speed
converter
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JP2323155A
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Shigeta Ueda
上田　茂太
Takashi Ikimi
高志 伊君
Mitsuyuki Motobe
本部　充幸
Noboru Ogawa
昇 小川
Toshihito Chifuku
地福　順人
Kenzo Kamiyama
神山　健三
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Original Assignee
Hitachi Ltd
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野〕 本発明は、交流電動機可変システムに係り、特に大容量
で高応答が要求される圧延機等の駆動システムにおいて
、ＧＴＯサイリスタを使用した電力変換装置で交流電動
機を可変速駆動する大容量交流電動機可変速システムに
関する。
〔従来の技術〕
従来、インバータによる交流電動機可変速システムの最
大容量のもとしては、ポンプやファン等の一般産業用と
して４４００ｋＶＡのシステムが発表されている。この
例として、三菱電機技報第６０巻１号（１９８６）２８
頁、東芝レビュー第４３巻３号（１９８８）２５３頁な
どに示されている。
一方、大容量で高応答化が要求される圧延機駆動等の分
野では、まだサイクロコンバータによる交流電動機可変
速システムが採用されている。この例として１日立評論
第７２巻５号（１９９０）４４１〜４４６頁、東芝レビ
ュー第４３巻３号（１９８８）２５６頁、三菱電機技報
第６２巻６号（１９８８）５０１〜５０６頁などに示さ
れている。これまでのところ、圧延機駆動等の大容量高
応答分野でのインバータ化に関する研究、実績について
の発表はない。
〔発明が解決しようとする課題〕
上記従来技術において、インバータの大容量化を図る場
合、主回路のスイッチング素子に使用されるＧＴＯサイ
リスタ（ゲートターンオフサイリスタ）は高電圧、大電
流の素子が用いられる。しかし素子容量が大きくなると
素子の許容スイッチング周波数は低下（現状１００〜１
５０Ｈｚが限界）し、これによりインバータ出力波形の
高調波の増加、電動機のトルクリプルの増加、さらにＧ
ＴＯのスナバ回路の損失の増加（電圧の自乗で増加）と
いった点で適用のメリットがないものとされていた。
一方、大容量高応答分野に唯一適用可能なサイクロコン
バータの場合には、電源力率が０．６程度が限界であり
、これを改善するためには電源側に大容量の力率改善用
コンデンサが必要になり、装置が大型になるという問題
があった。
本発明の第１の目的は、交流電動機のトルクリプルを１
％以下を達成する大容量交流電動機の可変速システムを
提供する。
第２の目的は、効率９５％以上を達成する大容量交流電
動機の可変速システムを提供する。
第３の目的は、速度応答６０ｒａｄ／ｓ以上を達成する
大容量交流電動機の可変速システムを提供する。
第４の目的は、交流電源力率９８％以上を達成する大容
量交流電動機の可変速システムを提供する。
第５の目的は、交流電動機のトルクリプルを１％以下、
効率９５％以上、速度応答６０ｒａｄ／ｓ以上及び交流
電源力率９８％以上を達成する大容量交流電動機の可変
速システムを提供する。
〔課題を解決するための手段〕
上記第１の目的を達成するために、許容スイッチング周
波数１　ｋＨｚ以上のＧＴＯサイリスタをインバータの
主回路スイッチング素子に用い、さらに瞬時空間ベクト
ルＰＷＭ制御によりインバータの出力電圧を制御する。
または、許容スイッチング周波数５００）１ｚ以上のＧ
ＴＯサイリスタをインバータの主回路スイッチング素子
に用い、インバータを並列多重接続或いは直列多重接続
し、さらに瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御によりインバー
タの出力電圧を制御する。または、許容スイッチング周
波数５００Ｈｚ以上のＧＴＯサイリスタをインバータの
主回路スイッチング素子に用い、交流電動機を６相以上
の多相にし、インバータの出力相数を６相以上の多相に
し、さらに瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御によりインバー
タの出力電圧を制御する。
第２の目的を達成するために、許容スイッチング周波数
１　ｋＨｚ以上のＧＴＯサイリスタをインバータの主回
路スイッチング素子に用い、ＧＴＯサイリスタに接続す
るスナバ回路構成はスナバに発生する損失を前記インバ
ータ入力側の直流電源に回収するスナバエネルギー回収
手段を備えた構成にする。または、許容スイッチング周
波数５００Ｈｚ以上のＧＴＯサイリスタをインバータの
主回路スイツチング素子に用い、インバータを並列多重
接続或いは直列多重接続し、さらにＧＴＯサイリスタに
接続するスナバ回路構成はスナバに発生する損失を前記
インバータ入力側の直流電源に回収するスナバエネルギ
ー回収手段を備えた構成にする。
または、許容スイッチング周波数１ｋＨｚ以上のＧＴＯ
サイリスタをインバータとコンバータの主回路スイッチ
ング素子に用い、ＧＴＯサイリスタに接続するスナバ回
路構成はスナバに発生する損失を前記インバータ入力側
の直流電源に回収するスナバエネルギー回収手段を備え
た構成にする。または、許容スイッチング周波数５００
Ｈｚ以上のＧＴＯサイリスタをインバータとコンバータ
の主回路スイッチング素子に用い、インバータ及びコン
バータはそれぞれに並列多重接続或いは直列多重接続し
、ＧＴＯサイリスタに接続するスナバ回路構成はスナバ
に発生する損失を前記インバータ入力側の直流電源に回
収するスナバエネルギー回収手段を備えた構成にする。
第３の目的を達成するために、許容スイッチング周波数
１　ｋＨｚ以上のＧＴＯサイリスタをインバータの主回
路スイッチング素子に用い、さらに交流電動機の１次電
流におけるトルク成分と磁束成分を分離して制御するベ
クトル制御と瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御によりインバ
ータの出力電圧を制御する。または、許容スイッチング
周波数５００Ｈｚ以上のＧＴＯサイリスタをインバータ
の主回路スイッチング素子に用い、インバータを並列多
重接続或いは直列多重接続し、さらに交流電動機の１次
電流におけるトルク成分と磁束成分を分離して制御する
ベクトル制御と瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御によりイン
バータの出力電圧を制御する。または、許容スイッチン
グ周波数５００Ｈｚ以上のＧＴＯサイリスタをインバー
タの主回路スイッチング素子に用い、交流電動機を６相
以上の多相にし、インバータの８力相数を６相以上の多
相にし、さらに交流電動機の１次電流におけるトルク成
分と磁束成分を分離して制御するベクトル制御と瞬時空
間ベクトルＰＷＭ制御によりインバータの出力電圧を制
御する。
第４の目的を達成するために、許容スイッチング周波数
１　ｋＨｚ以上のＧＴＯサイリスタをインバータとコン
バータの主回路スイッチング素子に用い、コンバータを
力率調整回路と瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御より制御す
る。または、許容スイッチング周波数５００Ｈｚ以上の
ＧＴＯサイリスタをコンバータの主回路スイッチング素
子に用い、コンバータは並列多重接続或いは直列多重接
続し、コンバータを力率調整回路と瞬時空間ベクトルＰ
ＷＭ制御より制御する。
第５の目的を達成するために、許容スイッチング周波数
１　ｋＨｚ以上のＧＴＯサイリスタをインバータとコン
バータの主回路スイッチング素子に用い、ＧＴＯサイリ
スタに接続するスナバ回路構成はスナバに発生する損失
をインバータ入力側の直流電源に回収するスナバエネル
ギー回収手段を備え、交流電動機の１次電流におけるト
ルク成分と磁束成分を分離して制御するベクトル制御と
瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御によりインバータの出方電
圧を制御し、力率調整回路と瞬時空間ベクトルＰＷＭ制
御よりコンバータを制御する。または、許容スイッチン
グ周波数５００１１ｚ以上のＧＴＯサイリスタをインバ
ータの主回路スイッチング素子に用い、ＧＴＯサイリス
タに接続するスナバ回路構成はスナバに発生する損失を
インバータ入力側の直流電源に回収するスナバエネルギ
ー回収手段を備え、インバータを並列多重接続或いは直
列多重接続し、交流電動機の１次電流におけるトルク成
分と磁束成分を分離して制御するベクトル制御と瞬時空
間ベクトルＰＷＭ制御によりインバータの出力電圧を制
御し、力率調整回路と瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御より
コンバータを制御する。
〔作用〕
１ｋＨｚ以上の許容スイッチング周波数を有する高周波
ＧＴＯサイリスタの使用により、インバータ出方電圧を
きめ細かにＰＷＭ制御出来るためインバータ出力電流の
高調波が低減でき電動機のトルクリプルが低減できると
共に、瞬時空間ベクトルによるＰＷＭ制御により、電動
機の磁束内に沿うように電圧ベクトルを選択してインバ
ータの出力電圧を制御するため、電動機のトルクリプル
がさらに低減できることになる。なお、許容スイッチン
グ周波数が５００Ｈｚ以上のＧＴＯを用いた場合には、
インバータを並列多重化或いは直列多重化化することに
より、１ユニツトのインバータのＰＷＭスイッチング周
波数ｆｓとすれば、電動機側から見た等価スイッチング
周波数は２倍（２ｆ　Ｓ）となり、スイッチング周波数
を高周波化できることからインバータ出力電流の高調波
を低減でき電動機のトルクリプルが低減できる。また、
交流電動機を６相以上に多相化することに、より、電動
機の巻線高調波に伴う空隙磁束の空間高調波を低減でき
トルクリプルが低減できる６以上の構成要素を適宜組み
合わせることにより、電動機トルクリプル１％以下が達
成できる。
また、高効率化に関しては、ＧＴＯサイリスタに接続す
るスナバ回路のコンデンサに蓄積されるエネルギーは従
来は抵抗器で熱消費させていたが、その損失エネルギー
を変成器或いはＤＣ／ＤＣコンバータによりインバータ
入力側の直流電源に８０％以上回収することができるた
め、スナバ損失が低減され、ＧＴＯスイッチング損失と
併せたインバータの総合効率は９５％以上が達成できる
。
また、速度応答特性の向上に関しては、速度応答特性は
負荷の慣性の大きさと電流制御応答特性に依存する。従
って、瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御或いは空間ベクトル
型ＳＨ方式のＰＷＭ制御を採用することにより、従来の
ＳＨ法ＰＷＭ制御（変調波を三角波の搬送波で変調して
ＰＷＭ制御する）に比べてマイコンの演算処理時間が短
くできるため、その分電動機の電流制御演算の回数を増
すことができ、それによって電流制御応答特性が向上す
る。さらにその電流制御は電動機のベクトル制御により
直流電動機と同様に磁束とトルクに分離して独立に制御
されるので、負荷変動に対して安定した高速な応答を得
ることができる。
また、電源力率の向上に関しては、コンバータ入力電流
が交流電源電圧の位相と同位相になるようにコンバータ
を制御することにより交流電源力率を１に近く制御でき
る。
〔実施例〕
以下、本発明の大容量交流電動機可変速システムの一実
施例を第１図により説明する。１１０，１２０はユニッ
トインバータ、２１０，２２０はユニットコンバータで
、各ユニットのインバータとコンバータの主回路のスイ
ッチング素子１１１，１２１，２１１，２２１は電圧４
．５ｋＶ、電流３ｋＡ　、スイッチング周波数５００Ｈ
ｚ以上を許容する大容量高周波ＧＴＯサイリスタを用い
る。
各ユニットのインバータとコンバータとはコンデンサ７
１．７２を介して接続している。ユニットインバータ１
１０と１２０の出力端子は相間リアクトル９２で並列多
重接続し、相関リアクトル９２の中点に交流電動機５を
接続する。また、他方のユニットコンバータ２１０と２
２０の入力端子も相間リアクトル９３で並列多重接続し
、相間リアクトル９３の中点に交流電電源６を接続する
。ここで上記インバータ及びコンバータの主回路を構成
するＧＴＯサイリスタにはスナバ回路とスナバ回路に蓄
えられる電気エネルギーを前記コンデンサ側の直流電源
に回収するスナバエネルギー回収回路４を接続する。各
インバータ及びコンバータは制御回路３００により制御
され、制御回路３００において速度制御及びベクトル制
御回路３３０と瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御回路３１０
によりインバータ１００を制御し、力率調整及び電圧制
御回路３４０と瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御回路３２０
によりコンバータ２００を制御する。
次に上記システムの構成要素の詳細な説明をする。スナ
バエネルギー回収回路４は、各ユニットインバータ、コ
ンバータにおいて例えば第２図に示すように構成する。
ここでスナバ回路は第１のコンデンサ２１００、第２の
コンデンサ２２００、順方向に直列接続された２個のダ
イオード２３００．２４００を有して形成する。直列ダ
イオード２３００のアノードは、第１のコンデンサ２１
００を介して主スイツチング回路の正極端に接続し、直
列ダイオード２４００のカソードは主スイツチング回路
の負極端に接続し、直列ダイオード２３００と２４００
の共通接続点は第２のコンデンサ２２００を介して正・
負アームの共通接続点に接続する。
スナバエネルギー回収回路はダイオード３８００、変成
器３０００、抵抗３１００を有して形成する。変成器３
０００の１次巻線は、直列ダイオード２３００と２４０
０に並列接続し、言い換えれば第１のコンデンサ２１０
０を介して、直流端に並列接続されている。一方、変成
器３０００の２次巻線は、逆流防止用のダイオード３８
００を介して、直流端子に接続する。変成器３０００の
１次側にはリセット抵抗３１００を並列接続し、スナバ
回収エネルギーの放電電流の一部を並列抵抗３１００に
分流させて回収するようにし、変成器３０００の励磁電
流を速やかに減衰させて、鉄心の磁気飽和を防止させる
。これによれば、スナバ吸収エネルギーを回収してない
ときにも継続して流れる励磁電流を抵抗３１００によっ
て速やかにリセットできるので、鉄心の磁気飽和が防止
でき、変成器を小形のものにすることが可能である。
次に第３図、第４図を用いてスナバエネルギーの回収動
作を説明する。第３図（、）〜（ｆ）は、正極アームの
通流状態から負極アームの通流状態を経て、再び正極ア
ームの通流状態にもどるまでの回路動作を示したもので
ある。同図（ａ）の状態は、ＧＴＯサイリスタ１１００
がオン状態にあり、直流電源から交流端へ電流ｉＬが供
給されている。
この状態のときに、ＧＴＯサイリスタ１１００にオフゲ
ート信号が入ると、それまで流れていたｉＬは、同図（
−ｂ）に示す経路（コンデンサ２１００→ダイオード２
３００→コンデンサ２２００を経由）で流れる。この際
に、スイッチングサージが吸収されるとともに、コンデ
ンサ２２００に図示極性で蓄積されていたエネルギーは
、交流端に放出される。この同図（ｂ）の状態は、ＧＴ
Ｏサイリスタ１２００がオフからオンに切り換えられる
から、電流ｉＬの極性が正（流れ出す方向）のままで、
交流端電圧の極性が正から負に切り換わるため、等価的
に遅れ力率、すなわち遅相運転状態になっている。一方
、同図（ｂ）においてコンデンサ２１００は過充電され
る。次に、同図（Ｃ）に示すように、電流ｉＬが負極ア
ームに転流する還流モードに移ると、コンデンサ２１０
０の電荷は点線で示す経路で放電され、変成器３０００
の１次側に放電電流ｉｓが流れる。これにより、変成器
３０００の２次側に１次巻線と２次巻線の巻数に逆比例
した値の電流ｉｓ２が流れ、直流側電源へエネルギーが
回収される。
次に、同図（ｄ）に示すように、ＧＴＯサイリスタ１２
００にオフゲート信号が入った後、ＧＴＯサイリスタ１
１００に再びオンゲート信号が入ると、コンデンサ２２
００が充電されスイッチングサージが吸収され、電流が
ＧＴＯサイリスタ１１００に流入し、同図（ｆ）の状態
に至り、最初の状態同図（ａ）に戻る。
なお、同図（ｃ）〜（ｆ）への転流動作の場合、負荷電
流の極性が正のまま出力電圧極性が負から正へ切り換わ
るので、等価的に進み力率、すなわち進相運転状態にな
っている。
一方、第４図は、負極アームの通流状態から正極アーム
の通流状態を経て、再び負極アーム通流状態に至る場合
の回路動作を示したものである。
同図（ａ）から（ｄ）の転流動作は、第３図（、）から
（ｃ）への動作と同じく遅相モードの転流動作である。
また、同図（ｄ）から（ｆ）への動作は第３図（ｃ）か
ら（ｆ）への動作と同じく進相モードの転流動作である
。第４図（ｄ）から（ｅ）へ移る場合、コンデンサ２２
００の蓄積エネルギーは交流端から流入する電流のため
交流側へ放出できないため、ＧＴＯサイリスタ１２００
がターンオンした時に同図（ｅ）の■と■に示した電流
経路で直流側に回収される。このように、ＧＴＯサイリ
スタのターンオフに伴い発生するサージエネルギーはス
ナバ回路のコンデンサに吸収され、その吸収エネルギー
は進相、遅相いずれの運転モードにあっても交流側ある
いは直流側へ電力として回収できる。
第５図は、第２図において各相ごとに設けていた変成器
を一括して設ける例で、この場合にはさらにスナバ回路
４を小型化できる。
第６図、第７図は変換装置を大容量化するためにＧＴＯ
サイリスタを直列接続して使用する場合の構成を示す。
なお第７図は第６図において各相ごとに設けていた変成
器を一括して設けたものである。第６図、第７図におい
て、４１０．４２０．４３０はダイオード、コンデンサ
、抵抗を用いたスナバ回路で、各ＧＴＯサイリスタに個
別に接続する。この場合、直列接続したＧＴＯサイリス
タの分担電圧を均等化することができる。
これまでに記述した本実施例におけるスナバエネルギー
回収回路においては変成器３０００を使用したが、第８
図に示したようにＤＣ／ＤＣコンバータ３２００を使用
してもよい。同図（ａ）に対して同図（ｂ）はアーム構
成がＧＴＯサイリスタを複数個直列接続した場合を示す
。ここで、コンデンサ２１００は常時直流電圧Ｅｄに充
電されており、Ｅｄからの過充重分エネルギーがＤＣ／
ＤＣコンバータ３２００を介して直流側へ回収される。
以上に述べたエネルギー回収回路によれば回収率は８０
％以上が得られる。これは変成器方式では変成器に並列
に接続されるリセット抵抗器３１００の損失が１０〜２
０％あり、また、ＤＣ／ＤＣコンバータによる方式にお
いても同程度のコンバータの損失があることによる。
第９図は上記コンバータ及びインバータを並列多重接続
した電力変換器で誘導電動機を運転したときの電力変換
器の損失と効率を示す。今回対象とした電力変換器容量
２７００ｋＶＡ　（１３５０ｋＶＡ　ｘ　２）　テはＧ
ＴＯのターンオン、ターンオフスイッチング損失は３３
ｋＷ、スナバ損失はエネルギー回収回路により４０ｋＷ
まで減少でき、その他の相間リアクトル等の損失は２９
に警あり、変換器の総合効率としては９６．２％が達成
できた。
次に、第１図の速度制御及びベクトル制御回路３３０の
一例を第１０図に示す。その構成は、三相交流電動機５
の回転速度ωｒを速度検出器５１より検出し、速度指令
ωｒ＊と検出速度ωｒとの偏差からトルク電流指令１９
車を生成する速度調節器３３０２と、回転速度ωｒから
励磁電流指令■ｄ＊を生成する界磁弱め制御回路３３０
１と、前記トルク電流指令と励磁電流指令よりすべり周
波数ωＳを演算するすベリ演算器３３０８と、前記すべ
り周波数と回転速度を加算して１次局波数指令ω工＊を
演算する加算器３３０９と、インバータからの三相出力
電流を電流検出器８１より検出し、その三相交流電流検
出値１ｕ−ｉｔｙをトルク及び励磁成分の電流Ｉｄ　、
　Ｉｑに変換する変換器３３０７と、トルク電流の指令
値工ｑ＊と検出値■９との偏差から電圧指令ｖｑ本を、
また励磁電流の指令値と検出値との偏差から電圧指令Ｖ
ｄ＊をそれぞれ生成する直流電流調節器３３０３と、前
記ＶＱネ、　Ｖｄ＊を三相電圧指令ｖｕ’〜ｖｗ’　に
変換する変換器３３０４と、電流成分指令Ｉｑ本、Ｉｄ
＊を三相電流指令ｉｕ寧〜ｉＩに変換する変換器３３０
５と、その三相電流指令と検出値との偏差から補正電圧
Δｖｕ〜Δｖｖを生成する交流電流調節器３３０６と、
前記三相電圧指令と補正電圧を加算して１次電圧指令ｖ
ｕ＊〜ｖｗ＊を演算する加算器３３１０からなる。
また、前記１次電圧指令に基づきインバータの出力電圧
をＰＷＭ制御する瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御３１０は
、インバータが並列多重接続される場合にはユニットイ
ンバータ間を循環する循環電流を抑制する循環電流制御
３１０１を付加して構成される。
以上の制御構成は分かり易くするためアナログ的に処理
するブロック図で示したが、本発明ではマイクロコンピ
ュータを用いて制御演算処理することを前提としている
。
ここで速度制御系（ＡＳＨ）の応答特性は負荷の慣性の
大きさと電流制御系（ＡＣＲ）の応答特性に依存する。
通常ＡＳＨの応答に対してＡＣＲの応答が５〜１０倍以
上あれば安定な速度制御ができるとされている。本例の
ベクトル制御方式ではＩｄ　、　Ｉｑの直流ＡＣＲを用
いるので全て直流量で処理できることから瞬時値を扱う
交流ＡＣＲに比べ制御誤差が少なく安定に電流制御でき
、このため交流ＡＣＲよりも電流制御応答を必要としな
い。
なお、本例で用いた交流Ａ　ＣＲ３３０６は主回路スイ
ッチング素子のデッドタイムに起因する出力電流歪のみ
を低減するために設けている また、本例のようなベクトル制御を用いればトルクと磁
束に対応するトルク電流と励磁電流の各成分を独立分離
して制御するので負荷変化（負荷トルク変化）に対して
安定した高速な速度制御特性を得ることが出来る。
次に瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御３１０について第１１
図を用いて説明する。
三和単一インバータには８通りのスイッチング状態があ
る。第１１図（ａ）はこれらのスイッチング状態を空間
座標上に表現したもので、各々の状態をＶ。−ｖ７の出
力電圧ベクトルとして表す。電圧指令も空間ベクトルと
して取り扱い、電圧指令ベクトル■＊をインバータの出
方電圧ベクトルの一次結合として表し、電圧ベクトルに
応じたスイッチング状態を、その係数に比例したパルス
時間だけ出力する。
その際、無駄なスイッチングを無くするため。
出力電圧ベクトルは電圧指令ベクトルを含む三角形の頂
点に位置するベクトルのみを選択する。第１１図（ａ）
の場合には、選択する電圧ベクトルはｖｌとｖ２および
ＶＯ，Ｖ７の零ベクトルとなる。また、スイッチングの
回数を少なくするために同図（ｂ）に示すａ序、すなわ
ちｖ、−ｖｌ−ｖ２−ｖ７−Ｖ２−Ｖ□−ｖｏの順序で
電圧ベクトルを出方する。
その各電圧ベクトルＶｋの出方時間ｔｋは次式を解くこ
とにより求められる。
Ｖ＊”　　（ｔｘ　　Ｖ、＋　ｔｚ　　Ｖ２＋ｔ０Ｖ０
＋ｔ、ｖ、）・・・川（１）Ｔ＝ｔ□＋１２＋１．　＋
１．　　・・・・１旧・・（２）Ｔ：サンプリング周期 ただし、上記二式の関係だけでは１０とｔ７の和は求ま
るが、分離できないので、次式の条件を加える。
ｊｏ＝ｔ、　　　　　　　・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（３）これは零電圧ベクトルを
出力する際に一回の時間を長くするよりも、均等な時間
出方した方が電圧指令値との位相ずれが小さくなり、ト
ルクリプルを小さくできる。
すなわち、同図（ｃ）に示すように、サンプリング周期
Ｔの間に電動機の２次巻線に鎖交する鎖交磁束ベクトル
φが進む角度Δθ内において、最適な電圧ベクトルｖ０
〜ｖ７が選択され鎖交磁束ベクトルφは角速度ωで回転
するほぼ円形の軌跡を描く。これより磁束変動に伴うト
ルクリプルは減少する。
また、瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御によるパルス時間の
変化からインバータ相電圧の大きさを観察すると第１２
図に示すようになり、その最大値は正弦波変調型ＳＨ方
式（Ｓ　Ｈ：　Ｓｕｂ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ）における最
大値に比べＶ’３／２になる。従って、飽和せずに出力
できる相電圧の最大値がＳＨ方式より２／ｖ’３幻１．
１５倍となり電圧利用率を高くすることができる。
以上、本ＰＷＭ方式の特長は、 １）零電圧ベクトル（Ｖ、とｖ７）の出力時間を均一に
することによりトルクリプルが減少する。（１ｋＨｚの
スイッチングでトルクリプル１％以下が達成できる。） ２）最大電圧利用率が従来の正弦波変調型ＳＨ方式に比
べて１５％向上する。このためインバータ入力直流電圧
は１５％小さくてよくスイッチング素子耐量の低いもの
が使用可能となる。
３）三相分のＰＷＭ演算処理を一括処理するため演算時
間が短く、マイコンへの負担が軽減する。
しかし、多重インバータを制御する場合には出力電圧ベ
クトルの数が１９種類、組合わせのモートの数が２４に
増加するためモード判別だけでも演算時間が長くなって
しまうという問題がある。
そこで、多重インバータをＰＷＭ制御する場合には次に
述べる空間ベクトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御を用いるよ
うにする。この方式の原理は前記した瞬時空間ベクトル
ＰＷＭ制御によって得られた相電圧（第１２図）と相似
の変調波を作成し、この変調波に基づきＳＨ方式のアル
ゴリズムでＰＷＭパルスを作成するものである。
第１３図は並列多重インバータをＰＷＭ制御する空間ベ
クトル型ＳＨ方式の構成をブロック図で示す。電圧指令
手段５０００は、正弦波の３相の瞬時電圧指令７０本〜
ｖｗ＊を発生する。電圧指令比較手段６０００は前記３
相の瞬時電圧指令を互いに大小比較し、それらの中の中
間値を出力する。前記電圧指令の中間値の２分の１の値
を電圧指令補正信号■０として、これを前記各相の電圧
指令に加えたて変調波信号Ｖｕ本＊〜ｖｗ＊＊を作成し
、比較器６１００，６１１０に入力する。搬送波発生手
段５０１０は、インバータ入力直流電圧Ｅｄの４分の１
に相当する信号を波高値とする周波数ｆｃの三角波ｅｃ
を発生する。ここで第一の搬送波ｅｃｘは前記三角波ｅ
ｃに直流電圧Ｅｄの４分の１に相当する信号を加算し、
第二の搬送波ｅｃ２は前記三角波ｅＣに直流電圧Ｅｄの
４分の１に相当する信号を減算してそれぞれの搬送波を
作成する。比較器６１００では前記変調波信号ｖ１＊＊
〜Ｖ　ｗ＊本と第一の搬送波ｅＣ１を各相毎に比較し、
第一のユニットインバータのＰＷＭ信号を作成する。同
様に比較＄６１１０でも前記変調波信号■ｕ＊＊〜Ｖ　
ｗ＊＊と第二の搬送波ｅｃ２を各相毎に比較し、第二の
ユニットインバータのＰＷＭ信号を作成する。循環電流
制御３１０１はユニットインバータ間を循環する循環電
流を抑制するように前記で作成されたＰＷＭ信号を加工
する。
第１４図は空間ベクトル型ＳＨ方式による多重インバー
タのＰＷＭ動作波形を示す。ここで電圧指令補正信号Ｖ
ｏは三相電圧指令を大が比較し、その中間値を２分の１
した値より得られる。各相の変調波ｖｕｓ零（図中には
Ｕ相のみを示す）は各相の電圧指令に補正信号ＶＯを加
算することにより得られ、これは第１２図に示した瞬時
空間ベクトル方式から得られた相電圧波形と等しくなっ
ている。
インバータ各相電圧は変調波と二重搬送波を比較して得
られる３レベルのＰＷＭパルス波形となる。
線間電圧でみるとＰＷＭスイッチング周波数は搬送波周
波数の２倍が得られていることがわかる。
以上より、多重インバータをＰＷＭ制御する場合には上
記の空間ベクトル型ＳＨ方式を使うことにより瞬時空間
ベクトル方式と出力ＰＷＭパルス形状は同一であって、
ＰＷＭ演算を５分の１以下にできる。このためＰＷＭ演
算処理を行うマイクロコンピュータの負担が軽くなり、
その分だけ電流及び速度制御系のサンプリング回数を増
やすことができ、制御系の応答性能を向上できる。
第１５図は並列多重インバータで誘導電動機を駆動した
ときの動作波形を示す。この時の仕様はユニットインバ
ータは容量１３５０ｋＶＡ、入力直流電圧４ｋＶ、スイ
ッチング周波数５００Ｈｚ、出力周波数４０Ｈｚ、誘導
電動機は出力２０００ｋＷ、２０００Ｖ、４極である。
同図（ａ）は空間ベクトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御で運
転した場合を、同図（ｂ）は正弦波変調型ＳＨ方式のＰ
ＷＭ制御で運転した場合を示す。正弦波変調型ＳＨ方式
では電圧指令が飽和しているため、パルス間引きの状態
（相電圧の中心部分でＰＷＭ制御されていない状態）に
あり、電流リプルやトルクリプルが大きくなっている。
これに比べて、空間ベクトル型ＳＨ方式では電圧指令の
最大値付近で変調波が平らになっているため電圧指令が
飽和せず、パルス間引きの状態に達せず、相電圧のパル
ス幅がほぼ一定となっている。また、線間電圧のパルス
間隔もほぼ一定になっており、電圧利用率向上の効果が
現れていることがゎがる。また、トルクリプルも１％以
下に達成できることがわがる。
第１６図は速度ステップ応答特性を示す。速度指令のス
テップ変化に対して電動機の実速度は速やかに応答して
おり、その時の応答としては８゜ｒａｄ／ｓが得られる
ことがわかる。
次に、第１図のコンバータ部２００の制御装置における
力率調整及び電圧制御３４０の構成の一例をを第１７図
に示す。構成の概略は第１０図に示したインバータの制
御装置と同一である。異なる点はコンバータ入力側より
三相交流電圧位相及び三相交流電流をそれぞれ検出器８
３．８２より検出し、座標変換器３４０４において三相
交流電圧位相を基準にして三相交流電流Ｉ　Ｒ＋　ｌ　
Ｓｖ　１　丁から有効及び無効電流ｉ　ｑ、　ｉ　ｄを
直流量で検出する。コンバータの出力側より直流電圧Ｅ
ｄを検出し、これを指令値Ｅｄ本に一致させるための電
圧調整回路（ＡＶＲ）３４０１を設ける。有効電流指令
ｊｑ＊はＡＶＲ出力値とコンバータ出力をコンデンサで
平滑した後の直流電流値Ｉｄｃの加算値より求める。こ
れより無効電流は零となるように、また有効電流はその
指令値となるように直流電流調節器（Ｉｄ、■ｑ　−Ａ
　ＣＲ）３４０２を設け、それぞれの成分に相当する直
流量の電圧信号を生成する。その電圧信号は座標変換器
３４０６に入力され三相の交流電圧信号を出力する。
交流電流調節器（Ａ　Ｃ−Ａ　ＣＲ）３４０３は入力電
流歪みを低減するためもので、座標変換器３４０５によ
ってｉｄ零とｉｑ＊を三相交流電流指令信号に変換した
値と前記で検出した三相交流電流値との偏差から補正電
圧信号を生成する。補正電圧信号は前記座標変換器３４
０６からの出力信号と加算し三相電圧指令信号ＶＲ＊、
Ｖｓ＊、Ｖｌを演算する。瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御
部３２０では三相電圧指令信号に基づいてＰＷＭパルス
を作成し、この信号によりコンバータ２００をＰＷＭ制
御する。ここで瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御部３２０は
前記したインバータ部における瞬時空間ベクトルＰＷＭ
制御部３１０と全く同様の動作をする。なお、コンバー
タが多重で構成される場合には、ＰＷＭ演算処理時間の
短縮を図るためＰＷＭ制御部３１０は前記した空間ベク
トル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御を採用する。
第１８図は並列多重コンバータ運転時のコンバータ入力
側における三相交流電源の相電圧と相電流の波形を示す
。コンバータの仕様は１ユニツトの容量１３５０ｋＶＡ
、電源電圧２ｋＶ、電源周波数５０Ｈｚ、スイッチング
周波数５００Ｈｚである。
同図（、）はカ行運転時の場合で、同図（ｂ）は回生運
転時の場合を示す。いずれの場合においても電流波形は
１　ｋＨｚのＰＷＭスイッチングによるリプルが基本波
に若干重畳しているが、基本波でみた電圧と電流の位相
差は８度以下であり、基本波力率は約９９％が得られる
ことがわかる。
以上本発明の第１の実施例によれば、２０００ｋＶＡ以
上の大容量交流電動機の可変速システムで、電力変換器
を構成するコンバータとインバータの主回路スイッチン
グ素子に許容スイッチング周波数５００Ｈｚ以上のＧＴ
Ｏサイリスタを用いる場合において、インバータを並列
多重接続し、瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御によりインバ
ータの出力電圧を制御することにより、交流電動機のト
ルクリプルを１％以下にすることができる。また、コン
バータとインバータの主回路スイッチング素子のＧＴＯ
サイリスタに接続するスナバ回路にスナバエネルギー回
収手段を備えることにより、電力変換器効率を９５％以
上にすることができる。また、電動機のベクトル制御と
、インバータの並列多重接続と、瞬時空間ベクトルＰＷ
Ｍ制御或いは空間ベクトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御とに
より、電動機の速度応答を６０ｒａｄ／ｓ以上にするこ
とができる。
さらに、コンバータの並列多重接続と、力率調整回路と
、瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御或いは空間ベクトル型Ｓ
Ｈ方式のＰＷＭ制御とにより、交流電源の力率を９８％
以上にすることができるという効果がある。
なお、第１の実施例では上記効果を達成するために電力
変換器の主回路のＧＴＯサイリスタに許容スイッチング
周波数５００Ｈｚ以上のものを用い、並列多重化を行っ
たが、単一の電力変換器で構成する場合には許容スイッ
チング周波数１　ｋ）Ｉｚ以上のＧＴＯサイリスタを用
いれば同様な効果が得られることはもちろんである。但
し、ＧＴＯの特性から許容スイッチング周波数が大きく
なると許容スイッチング電流を下げる必要があるため、
電力変換器の容量は前記より半減し１０００ｋＶＡ以上
の大容量交流電動機の可変速システムとなる。
第１９図は第２の実施例を示す図である。第１図に示し
た実施例ではユニットコンバータ２１０とユニットイン
バータ１１０をコンデンサ７１を介して接続し、他のユ
ニットコンバータ、インバータを別のコンデンサ７２を
介して接続していた。本実施例では、コンデンサ７１と
７２を共通化してコンデンサ７３を介して２台のユニッ
トコンバータと２台のユニットインバータを接続する。
本実施例によれば、直流回路を構成するコンデンサの容
量を第１の実施例の総容量の約１／２にできるためコン
デンサの小型化を図ることができる。
第２０図は第３の実施例を示す図である。第１図に示す
実施例では、電動機は３相であったが、本実施例では、
６相、９相、・・・３ｎ相（ｎ＝２゜３．４．・・・）
と電動機を多相化した場合のシステム構成を示したもの
である。これに対応するには第１図の３相のコンバータ
２００．インバータ１００をセットとして、電動機の相
数に応じてセットの台数を増やすことで容易に実現でき
る。
本実施例によれば、システムの大容量化が図れるととも
に、電動機の多相化により低トルクリプル化を図ること
ができる。
第２１図は第４の実施例を示す図である。これは第３の
実施例を示す第２０図において、直流回路のコンデンサ
を共通化したものである。
本実施例によれば、３ｎ相の場合に必要なコンデンサ総
容量の１　／　ｎにできるので、装置の小型化を図るこ
とができる。
第２２図は第５の実施例を示す図である。前述までの実
施例ではシステムの大容量化にコンバータ及びインバー
タを並列多重化して対処したが、本実施例ではコンバー
タ及びインバータの主回路を直列多重化構成して、シス
テムの大容量化とＰＷＭスイッチングの高周波化を図る
ものである。
本図では１相分における直列多重回路の一例を示す。正
側アームでは２つのＧＴＯサイリスタＴｌ。
Ｔ２を直列に接続し、負側アームでも２つのＧＴＯサイ
リスタＴ３．Ｔ４を直列に接続する。直流電源の中性点
からの一方は順方向になるダイオードを介してＧＴＯの
Ｔ１とＴ２との接続点に接続し、もう一方は逆方向にな
るダイオードを介してＧＴＯのＴ３とＴ４との接続点に
接続する。相の入出力端子はＧＴＯのＴ２とＴ３の接続
点に接続する。なお、図中には記していないが当然のご
とく各ＧＴＯには帰還ダイオードと前記したスナバ回路
が接続される。
以上の主回路構成によれば、ＧＴＯのスイッチング状態
に応じて相の入出力端子における相電圧は次のようにな
る。ＧＴＯのＴ１．Ｔ２が共にオン状態ではＥｄ／２　
（Ｅｄ：直流電源電圧）に、Ｔ２．Ｔ３が共にオン状態
では０に、Ｔ３．Ｔ４が共にオン状態では−Ｅｄ／２と
なる。これは前記並列多重インバータを空間ベクトル型
ＳＨ方法でＰＷＭ制御した時と同様の第１４図で示した
ＰＷＭ動作波形が得られ、相電圧は３レベルのＰＷＭパ
ルス波形となるため、線間電圧では搬送波周波数の２倍
の周波数のＰＷＭスイッチングが得られることになる。
本実施例によれば、並列多重方式で必要であった相間リ
アクトルと循環電流制御回路が不要となることから、装
置の小型化を図ることができる。
以上で述べた本発明の実施例を圧延機訃動に適用すれば
、低トルクリプル高応答化により圧延精度が向上すると
いう効果がある。
また、本発明を車両駆動に適用すれば、スナバロス低減
による高効率化のため、冷却系統を小型化でき、車体重
量を軽減できるという効果がある。
さらに、一般産業用ＡＣドライブ、例えばポンプ、ファ
ンの駆動に適用すれば、高効率化により省エネルギー効
果を一層向上させることができる。
〔発明の効果〕
本発明によれば、トルクリプル１％以下、電力変換器効
率９５％以上、速度応答６０ｒａｄ／ｓ以上、電源力率
９８％以上の特性を有する大容量交流電動機可変速シス
テムを実現することができる効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の第１の実施例における構成図、第２図
は第１図における変換器主回路のスナバ回路の詳細構成
図、第３図、第４図は第２図の動作説明図、第５図〜第
８図は第１図における変換器主回路のスナバ回路の別の
詳細構成図、第９図は本発明における電力変換器の損失
特性実測結果、第１０図は第１図における速度及びベク
トル制御部の詳細構成図、第１１図、第１２図は瞬時空
間ベクトルＰＷＭ制御の動作説明図、第１３図は空間ベ
クトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御の構成図、第１４図、第
１５図は空間ベクトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御の動作波
形図、第１６図は速度応答特性の実測結果、第１７図は
第１図における力率調整及び電圧制御の詳細構成図、第
１８図は第１７図の制御によって得られる特性波形、第
１９図は本発明の第２の実施例における構成図、第２０
図は本発明の第３の実施例における構成図、第２１図は
本発明の第４の実施例における構成図、第２２図は本発
明の第５の実施例における主回路部の構成図である。 ４・・・スナバエネルギー回収回路、８１．８２・・・
電流検出器、８３・・・電圧検出器、９２．９３・・・
相間リアクトル、１００・・・インバータ部、１１０，
１２０・・・ユニットインバータ、２００・・・コンバ
ータ部、２１０，２２０・・・ユニットコンバータ、３
００・・・制御回路、３１０，３２０・・・瞬時空間べ
クトル制御回路、３３０・・・速度及びベクトル制御部
、３４０・・・直流電圧制御及び力率調整制御部。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １、自己消弧素子を使用して１０００ｋＶＡ以上の容量
    を有するインバータで交流電動機を可変速駆動するシス
    テムにおいて、自己消弧素子としてスイッチング周波数
    が１ｋＨｚ以上のＧＴＯサイリスタを使用し、前記イン
    バータを瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御或いは空間ベクト
    ル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御することによって交流電動機
    のトルクリプルを１％以下にすることを特徴とする大容
    量交流電動機可変速システム。 ２、自己消弧素子を使用して２０００ｋＶＡ以上の容量
    を有するインバータで交流電動機を可変速駆動するシス
    テムにおいて、前記インバータを並列多重接続或いは直
    列多重接続し、自己消弧素子としてスイッチング周波数
    が５００Ｈｚ以上のＧＴＯサイリスタを使用し、前記イ
    ンバータを瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御或いは空間ベク
    トル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御することによって交流電動
    機のトルクリプルを１％以下にすることを特徴とする大
    容量交流電動機可変速システム。 ３、自己消弧素子を使用して２０００ｋＶＡ以上の容量
    を有するインバータで交流電動機を可変速駆動するシス
    テムにおいて、前記交流電動機を６相以上の多相にし、
    前記インバータの出力相数を６相以上の多相にし、自己
    消弧素子としてスイッチング周波数が５００Ｈｚ以上の
    ＧＴＯサイリスタを使用し、前記インバータを瞬時空間
    ベクトルＰＷＭ制御或いは空間ベクトル型ＳＨ方式のＰ
    ＷＭ制御することによって交流電動機のトルクリプルを
    １％以下にすることを特徴とする大容量交流電動機可変
    速システム。 ４、自己消弧素子を使用して２０００ｋＶＡ以上の容量
    を有するインバータで交流電動機を可変速駆動するシス
    テムにおいて、前記インバータを並列多重接続或いは直
    列多重接続し、自己消弧素子としてスイッチング周波数
    が５００Ｈｚ以上のＧＴＯサイリスタを使用し、前記Ｇ
    ＴＯサイリスタに接続するスナバ回路構成はスナバに発
    生する損失を前記インバータ入力側の直流電源に回収す
    るスナバエネルギー回収手段を備え、これによって前記
    インバータの効率を９５％以上にすることを特徴とする
    大容量交流電動機可変速システム。 ５、自己消弧素子を使用して１０００ｋＶＡ以上の容量
    を有するインバータで交流電動機を可変速駆動するシス
    テムにおいて、自己消弧素子としてスイッチング周波数
    が１ｋＨｚ以上のＧＴＯサイリスタを使用し、前記ＧＴ
    Ｏサイリスタに接続するスナバ回路構成はスナバに発生
    する損失を前記インバータ入力側の直流電源に回収する
    スナバエネルギー回収手段を備え、これによって前記イ
    ンバータの効率を９５％以上にすることを特徴とする大
    容量交流電動機可変速システム。 ６、自己消弧素子を使用して２０００ｋＶＡ以上の容量
    を有するコンバータとインバータで交流電動機を可変速
    駆動するシステムにおいて、前記コンバータ及びインバ
    ータは並列多重接続或いは直列多重接続し、自己消弧素
    子としてスイッチング周波数が５００Ｈｚ以上のＧＴＯ
    サイリスタを使用し、前記ＧＴＯサイリスタに接続する
    スナバ回路構成はスナバに発生する損失を前記インバー
    タ入力側の直流電源に回収するスナバエネルギー回収手
    段を備え、これによって前記コンバータとインバータを
    含む電力変換器の総合効率を９５％以上にすることを特
    徴とする大容量交流電動機可変速システム。 ７、自己消弧素子を使用して１０００ｋＶＡ以上の容量
    を有するコンバータとインバータで交流電動機を可変速
    駆動するシステムにおいて、自己消弧素子としてスイッ
    チング周波数が１ｋＨｚ以上のＧＴＯサイリスタを使用
    し、前記ＧＴＯサイリスタに接続するスナバ回路構成は
    スナバに発生する損失を前記インバータ入力側の直流電
    源に回収するスナバエネルギー回収手段を備え、これに
    よって前記コンバータとインバータを含む電力変換器の
    総合効率を９５％以上にすることを特徴とする大容量交
    流電動機可変速システム。 ８、自己消弧素子を使用して２０００ｋＶＡ以上の容量
    を有するコンバータとインバータで交流電動機を可変速
    駆動するシステムにおいて、前記コンバータを並列多重
    接続或いは直列多重接続し、自己消弧素子としてスイッ
    チング周波数が５００Ｈｚ以上のＧＴＯサイリスタを使
    用し、前記コンバータを力率調整回路と瞬時空間ベクト
    ルＰＷＭ制御或いは空間ベクトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制
    御で制御することによって前記コンバータの入力側に接
    続する交流電源の力率を９８％以上にすることを特徴と
    する大容量交流電動機可変速システム。 ９、自己消弧素子を使用して１０００ｋＶＡ以上の容量
    を有するコンバータとインバータで交流電動機を可変速
    駆動するシステムにおいて、自己消弧素子としてスイッ
    チング周波数が１ｋＨｚ以上のＧＴＯサイリスタを使用
    し、前記コンバータを力率調整回路と瞬時空間ベクトル
    ＰＷＭ制御或いは空間ベクトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御
    で制御することによって前記コンバータの入力側に接続
    する交流電源の力率を９８％以上にすることを特徴とす
    る大容量交流電動機可変速システム。 １０、自己消弧素子を使用して１０００ｋＶＡ以上の容
    量を有するインバータで交流電動機を可変速駆動するシ
    ステムにおいて、自己消弧素子としてスイッチング周波
    数が１ｋＨｚ以上のＧＴＯサイリスタを使用し、前記交
    流電動機の１次電流におけるトルク成分と磁束成分を分
    離して制御するベクトル制御と瞬時空間ベクトルＰＷＭ
    制御或いは空間ベクトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御とによ
    り前記インバータを制御することで、前記交流電動機の
    速度応答を６０ｒａｄ／ｓ以上にすることを特徴とする
    大容量交流電動機可変速システム。 １１、自己消弧素子を使用して２０００ｋＶＡ以上の容
    量を有するインバータで交流電動機を可変速駆動するシ
    ステムにおいて、前記インバータを並列多重接続或いは
    直列多重接続し、自己消弧素子としてスイッチング周波
    数が５００Ｈｚ以上のＧＴＯサイリスタを使用し、前記
    交流電動機の１次電流におけるトルク成分と磁束成分を
    分離して制御するベクトル制御と瞬時空間ベクトルＰＷ
    Ｍ制御或いは空間ベクトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御で前
    記インバータを制御することにより、前記交流電動機の
    速度応答を６０ｒａｄ／ｓ以上にすることを特徴とする
    大容量交流電動機可変速システム。 １２、自己消弧素子を使用して２０００ｋＶＡ以上の容
    量を有するインバータで交流電動機を可変速駆動するシ
    ステムにおいて、前記交流電動機を６相以上の多相にし
    、前記インバータの出力相数を６相以上の多相にし、自
    己消弧素子としてスイッチング周波数が５００Ｈｚ以上
    のＧＴＯサイリスタを使用し、前記交流電動機の１次電
    流におけるトルク成分と磁束成分を分離して制御するベ
    クトル制御と瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御或いは空間ベ
    クトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御で前記インバータを制御
    することにより、前記交流電動機の速度応答を６０ｒａ
    ｄ／ｓ以上にすることを特徴とする大容量交流電動機可
    変速システム。 １３、自己消弧素子を使用して２０００ｋＶＡ以上の容
    量を有するコンバータとインバータで交流電動機を可変
    速駆動するシステムにおいて、前記コンバータ及びイン
    バータはそれぞれに並列多重接続或いは直列多重接続し
    、自己消弧素子としてスイッチング周波数が５００Ｈｚ
    以上のＧＴＯサイリスタを使用し、前記ＧＴＯサイリス
    タに接続するスナバ回路構成はスナバに発生する損失を
    前記インバータ入力側の直流電源に回収するスナバエネ
    ルギー回収手段を備え、前記交流電動機の１次電流にお
    けるトルク成分と磁束成分を分離して制御するベクトル
    制御と瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御或いは空間ベクトル
    型ＳＨ方式のＰＷＭ制御で前記インバータを制御し、力
    率調整回路と瞬時空間ベクトルＰＷＭ制御或いは空間ベ
    クトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御で前記コンバータを制御
    することによって、前記コンバータの入力側に接続する
    交流電源の力率を９８％以上に、前記交流電動機のトル
    クリプルを１％以下に、前記コンバータとインバータの
    効率を９５％以上に、前記交流電動機の速度応答を６０
    ｒａｄ／ｓ以上にすることを特徴とする大容量交流電動
    機可変速システム。 １４、自己消弧素子を使用して１０００ｋＶＡ以上の容
    量を有するコンバータとインバータで交流電動機を可変
    速駆動するシステムにおいて、自己消弧素子としてスイ
    ッチング周波数が１ｋＨｚ以上のＧＴＯサイリスタを使
    用し、前記ＧＴＯサイリスタに接続するスナバ回路構成
    はスナバに発生する損失を前記インバータ入力側の直流
    電源に回収するスナバエネルギー回収手段を備え、前記
    交流電動機の１次電流におけるトルク成分と磁束成分を
    分離して制御するベクトル制御と瞬時空間ベクトルＰＷ
    Ｍ制御或いは空間ベクトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制御で前
    記インバータを制御し、力率調整回路と瞬時空間ベクト
    ルＰＷＭ制御或いは空間ベクトル型ＳＨ方式のＰＷＭ制
    御で前記コンバータを制御することによって、前記コン
    バータの入力側に接続する交流電源の力率を９８％以上
    に、前記交流電動機のトルクリプルを１％以下に、前記
    コンバータとインバータの効率を９５％以上に、前記交
    流電動機の速度応答を６０ｒａｄ／ｓ以上にすることを
    特徴とする大容量交流電動機可変速システム。 １５、請求項第１項乃至第１４項のいずれかの可変速シ
    ステムを圧延機駆動に適用することを特徴とする大容量
    交流電動機可変速システム。 １６、請求項第１項乃至第９項のいずれかの可変速シス
    テムをポンプ駆動に適用することを特徴とする大容量交
    流電動機可変速システム。 １７、請求項第１項乃至第９項のいずれかの可変速シス
    テムを送風機駆動に適用することを特徴とする大容量交
    流電動機可変速システム。 １８、請求項第１項乃至第９項のいずれかの可変速シス
    テムを車両及びリニアモータ駆動に適用することを特徴
    とする大容量交流電動機可変速システム。
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