JP6997105B2 - 電子スイッチ及び調光器 - Google Patents

Description

関連出願の相互参照
本出願は、２０１６年５月１２日に出願された「ＡＣ直接ＬＶＯ電子調光スイッチ」と題する米国仮特許出願第６２／３３５４９５号及び２０１６年１２月９日に出願された「電子スイッチ及び調光器」と題する米国仮特許出願第６２／４３１９２６号の優先権を主張する。両出願は、発明者が共通であり、現在継続中である。

連邦政府資金による研究開発の記載
未適用。

技術分野
本発明は、電力管理システム、並びに電子スイッチ及び調光制御を提供する方法に関する。

関連する背景技術
家庭環境及びビジネス環境における交流（ＡＣ）電力への従来のアクセスは、設備電気システムに配線される機械的なコンセントにより供給される。これらのコンセントは、ヒューズや回路遮断器などの電気機械装置を用いて、過大な電気負荷又は潜在的に危険な地絡から保護される。同様に、照明や天井扇風機などの従来の部屋用電気機器の制御は、電気機械スイッチを用いて行われる。これらの基本的に機械的な制御装置は、単純なオン－オフ制御を提供し、必然的に摩耗し、経時的に短絡又は潜在的に危険なアーク放電を引き起こす可能性がある。

一般的な電気機器のより微妙な制御は、典型的に、サイクル毎に交流電源波形を中断すること（いわゆる位相制御）を可能にするトライアックなどの電子デバイスにより提供される。これらに先行する可変抵抗器又は単巻変圧器よりはるかに効率的であるにも関わらず、トライアックは、小さなエンクロージャにおいて大きな電気的負荷の制御のために効果的に使用するには、依然としてかなり非効率的であり、設備電気システムへ電気ノイズを戻す可能性がある。

従って、設備電気システムにおける幅広い適用のための、より信頼性の高い高効率な制御オプションのより広い範囲を提供する改善された電子制御システムが必要とされる。さらに、低コストで製造できる高度な電力制御機能のための他の回路と統合できる半導体装置を用いて実現可能なそのような制御システムが必要とされる。

本発明は、単純なコンセントのオン－オフスイッチングから、例えば電灯の調光において印加される交流電力の連続的な変動にまで及ぶ設備電気システム全体の交流電力の制御に対する新しいアプローチに関する。

より具体的には、本発明は、一実施形態において交流電源波形のオン－オフ及び位相制御の両方を提供する機能の組み合わせに関する。

一実施形態は、交流主電源及び所望の負荷の間に接続された非常に低い「オン」抵抗を有する電子スイッチとして、パワーＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴｓ）を使用する。典型的なパワーＭＯＳＦＥＴｓは、本来、ボディダイオードを導電チャネルと並列に結合するので、複数対のデバイスは、ソース端子を共通で備える背中合わせの配置で接続され、真に双方向的な（ＡＣ）スイッチ構成を提供する。パワーＭＯＳＦＥＴｓのスイッチング動作を制御するために、ドレインに接続され、ゲート－ソース間バイアス電圧をプリチャージし、それにより両デバイスを「オン」にする整流ダイオードと、隔離された光源により照明された際にゲート端子を共通ソース端子に短絡させて両デバイスを「オフ」状態にする光結合フォトトランジスタと、を用いた新規のフローティング制御回路が採用される。従って、パワーＭＯＳＦＥＴスイッチは、光制御信号により強制的に「オフ」にされない限り、通常は「オン」である。光制御信号は、負荷に供給される電力の公称オン－オフ制御のために連続的に印加することができる。あるいは、光制御信号は、交流電源波形と同期して位相制御を提供することができる。光制御信号用の集積制御回路は、無効負荷のスイッチングに適した立ち上がりエッジ位相制御か、ＬＥＤなどの非線形負荷に適した立ち下がりエッジ位相制御のいずれかを提供することができる。

特定の実施例は、本発明の概念を例示的な応用に限定することを意図するものではない。本発明の他の態様及び利点は、添付の図面及び詳細な説明から明らかにされる。

基本的なパワーＭＯＳＦＥＴ双方向スイッチユニットの概略図である。 光電子バイアス生成を用いた従来技術の双方向スイッチユニットの概略図である。 改良された双方向スイッチの基本的要素の概略図である。 改良された双方向スイッチの一実施形態の概略図である。 ２つのスイッチング素子を用いて合計スイッチ「オン」抵抗を低減し、合計スイッチ「オフ」抵抗を増加させる図３の実施形態の概略図である。 図３と同様の一実施形態の概略図であるが、交流電源の両アームにスイッチング素子を有する。 ４つのスイッチング素子を用いて合計スイッチ「オン」抵抗をさらに低減し、合計スイッチ「オフ」抵抗をさらに増加させる図５の実施形態の概略図である。

図１は、交流電源１０１から負荷１０８に供給される電力を制御する基本的なパワーＭＯＳＦＥＴ双方向スイッチを示す概略図である。パワーＭＯＳＦＥＴｓ１０２及び１０３は、それぞれボディダイオード１０４及び１０５を備える。スイッチ１０６は、パワーＭＯＳＦＥＴｓ１０２及び１０３に印加されるゲート－ソース間バイアス電圧を制御する。「オン」位置において、バイアス電圧１０７は、パワーＭＯＳＦＥＴｓのゲート端子に印加される。電圧１０７は、反転層を形成させ、それにより各デバイスのドレインからソースへ延びる導電チャネルを生成するパワーＭＯＳＦＥＴｓの閾値電圧（典型的には５～１０ボルト）より大きい電圧である。この「オン」状態において、各パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン－ソース挙動は、低値の抵抗Ｒ_ｄｓとしてモデル化できる。ドレイン及びソース間の電圧降下が約０．６ボルト未満に維持される限り、ボディダイオードは、非導電性に維持され、無視することができる。「オン」状態において、図１の回路は、等価的に、２Ｒ_ｄｓの値を持つ直列抵抗器を介して交流電源１０１に接続される負荷１０８である。

スイッチ１０６の「オフ」位置において、パワーＭＯＳＦＥＴｓのゲート端子はソース端子に短絡され、ドレイン－ソース間導電チャネルは、ドレイン－ソース間電圧がボディダイオードの降伏電圧未満を維持する限り、消滅する。「オフ」状態において、図１の回路は、等価的に、背中合わせのボディダイオード１０４及び１０５を介して交流電源１０１に接続される負荷１０８であり、負荷１０８を電源１０１から効果的に切断する。

「オフ」状態において、パワーＭＯＳＦＥＴｓのドレイン－ソース間電圧がボディダイオードの降伏電圧Ｖ_ｂｒ未満を維持するという要件は、ボディダイオードの降伏電圧が交流電源１０１のピーク電圧を超えることを要求する。従って、例えば、電源１０１が共通の１２０ボルト（ｒｍｓ）の交流電源に対応すると仮定すると、各ボディダイオードの降伏電圧は、１７０ボルトのピーク電源電圧を超えなければならない。

パワーＭＯＳＦＥＴ構造のより詳細な分析は、ボディダイオードが、事実上、ＭＯＳＦＥＴチャネルと並列に接続されたバイポーラトランジスタのベース－コレクタ接合であることを示す。付加的な寄生素子は、ベース－コレクタ接合のキャパシタンス、並びにベース及びエミッタ間の寄生抵抗を有する。この交流結合回路は、ドレイン－ソース間電圧の変化率ｄＶ_ｄｓ／ｄｔに制約を課してベース－エミッタ接合が順方向にバイアスすることを防止し、これによりＭＯＳＦＥＴチャネルが「オフ」の間にバイポーラトランジスタを導通させる。結果として生じる漏れ電流は、負荷１０８にエネルギーを与えるのに十分でないかもしれないが、付加的な効率又は安全性への懸念を引き起こすのに十分大きい可能性がある。

同様に、「オン」状態における制約を考慮するには、Ｒ_ｄｓ＊Ｉｌｏａｄで与えられる各パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン－ソース間電圧降下が約０．６ボルト未満であることを必要とする。潜在的により重要なことは、Ｒ_ｄｓ＊Ｉｌｏａｄ^２で与えられ、「オン」状態の各パワーＭＯＳＦＥＴにおいて消散される電力が、過度の温度上昇を避けるために数ワット未満を維持しなければならないということである。従って、例えば、一般家庭用回路を２０アンペアの典型的な制限を有する１２０ボルトの交流電源から切り替えるには、各パワーＭＯＳＦＥＴのＲ_ｄｓが０．００５オーム（５ミリオーム）未満であることを必要とする。

デバイスの構造及びドーピングレベルを変化させることにより、ボディダイオードの降伏電圧をＲ_ｄｓの値に対してトレードオフできることは、当該技術分野において周知である。具体的には、Ｒ_ｄｓの値はＶ_ｂｒ ^２．５に比例することが示されている。従って、例えば、Ｖ_ｂｒを半分にカットすると、Ｒ_ｄｓが５．７分の１に減少する。

図１の回路は、スイッチ１０６及び電圧源１０７を備える概念的なバイアススイッチング回路が、ソース１０１のピークからピークの範囲全体に亘って変化する背中合わせのパワーＭＯＳＦＥＴｓ１０２及び１０３の共通ソース端子に対し、電気的に浮遊することを示している。概念は単純にもかかわらず、該回路は、実際には低コストで実現することが難しい可能性がある。

図２は、制御回路に対する従来技術のアプローチを示す概略図である。図１の電圧源１０６は、光起電力ダイオードスタック２０１により置き換えられている。光起電力ダイオードスタック２０１は、別個の低電圧源２０３により電力が供給され、電流制限抵抗器２０５を介してスイッチ２０４により制御される発光ダイオード（ＬＥＤ）２０６により照明される場合に、必要なゲート－ソース間バイアス電圧を供給する。素子２０３～２０６は、ダイオードスタック２０１の光学的近傍の範囲内にあると想定される。ＬＥＤ２０６がスイッチオフされた場合、ダイオードスタック２０１の両端の電圧は、抵抗器２０２を介してドレインされ、パワーＭＯＳＦＥＴｓが「オフ」状態となる。

図２の回路が単純なオン－オフスイッチングアプリケーション用に動作するにもかかわらず、バイアス回路を介したパワーＭＯＳＦＥＴｓのゲート－ソース間キャパシタンスの充電及び放電に関連する時定数は、典型的に、５０／６０Ｈｚの交流電源で位相制御を行うには大きすぎてしまう。

図３は、改良されたスイッチ回路の基本的要素を示す概略図である。パワーＭＯＳＦＥＴｓは、以下の説明において論じられる好適な実施形態のスイッチングデバイスであるが、改良された回路において、他の形式の電界効果トランジスタを有利に採用することができることは、当業者にとって明らかであろう。図１のように、電圧１０７は、パワーＭＯＳＦＥＴｓ１０２及び１０３を「オン」状態にバイアスするために用いられる。図１の回路における動作とは反対に、スイッチ１０６が開いたままである限り、パワーＭＯＳＦＥＴｓは「オン」のみとなる。スイッチ１０６が閉じた場合、ゲート及びソースが共に短絡され、電圧１０７が抵抗器３００を通過して降下するので、パワーＭＯＳＦＥＴｓは強制的に「オフ」状態となる。

図４は、本発明の回路の一実施形態を示す概略図である。図１の電圧源１０６は、スイッチングユニット４００において、パワーＭＯＳＦＥＴｓの閾値電圧より大きいツェナー電圧を有するツェナーダイオード４０２に置き換えられている。ツェナーダイオード４０２は、それぞれパワーＭＯＳＦＥＴｓのドレイン端子に接続され、電流制限抵抗器４０３及び４０５により保護される整流ダイオード４０４及び４０６を介してバイアスされる。従って、照射がない場合には、抵抗器－ダイオード分岐部４０３－４０４及び４０５－４０６は、ドレイン端子のいずれもがツェナー電圧を超えたとき、ツェナーダイオード４０２にバイアスを与え、パワーＭＯＳＦＥＴｓ１０２及び１０３を「オン」状態にする。ＬＥＤ２０６により照明されると、フォトトランジスタ４０１は、分岐部４０３－４０４及び４０５－４０６からパワーＭＯＳＦＥＴｓのソース端子へバイアス電流をシャントして、パワーＭＯＳＦＥＴｓを「オフ」状態にする。本回路において、ターンオン時定数は、電流制限抵抗器４０３及び４０５の値及びパワーＭＯＳＦＥＴｓのゲート－ソース間のキャパシタンスにより決定される。一方、ターンオフ時定数は、ＬＥＤ２０６により供給される照明レベルでのフォトトランジスタ４０１の飽和電流によって決定される。これらの時定数は両方とも、交流電源の周期よりもはるかに短く設定することができ、これにより、本実施形態は、オン－オフ及び位相制御モードの両方で動作することができる。

図５は、回路のパフォーマンス向上のために２つのスイッチユニット４００を用いた図４の実施形態の概略図である。本実施形態において、パワーＭＯＳＦＥＴｓは、図４において用いられるユニットの半分の降伏電圧を有するように選択されると仮定する。従って、個々のスイッチユニットのオン抵抗は、上述のように、５．７分の１に減少すると予想され、直列に接続された２つのスイッチユニットの合計オン抵抗は、図４の回路に対して２．８分の１に減少する。さらに、「オフ」状態にある各スイッチユニット間の電圧降下は半分になり、これにより各ユニットが経験するｄＶ_ｄｓ／ｄｔを２分の１に減少させ、結果として「オフ」状態の漏れ電流が減少する。

図５はまた、ＬＥＤ２０６の照明を制御する電子スイッチ回路を含む。ＬＥＤ２０６を通る電圧源２０３からの電流は、抵抗器２０５により制限され、トランジスタ５００により制御される。トランジスタ５００は、制御端子５０１に印加される外部の制御電圧により制御される。これにより、外部の制御回路（図示せず）を介して交流主波形と同期してＬＥＤの迅速なスイッチングが可能となり、調光アプリケーションで使用されるものと同様に、印加される交流波形の位相制御を提供する。他の実施形態において、制御信号は、交流電源波形と同期し、調整可能なパルス幅を有する一連のパルスであり、負荷に供給される平均電流／電力を効果的に制御し、これにより、光源の負荷に対する調光効果及びＡＣモータ負荷の速度制御を提供する。他の実施形態において、制御信号は、交流電源波形とは独立した固定周波数又は可変周波数を有する一連のパルスであり、これにより、無線充電器／発電機として使用するための負荷端子に無線周波数（ＲＦ）電力波形を生成する。他の実施形態において、制御信号は、ＬＥＤの可変照明を可能とする可変直流電圧であり、これによりＭＯＳＦＥＴｓを線形モードで動作させることができる。

図６は、図５と同様の一実施形態の概略図であるが、交流電源の各アームに個々のスイッチユニット４００が配置されている。発明者は、この回路構成がスイッチデバイスのターンオフ特性をさらに改善し、漏れ電流をさらに減少させることを見出した。

図７は、交流電源の各アームに２つのスイッチユニット４００を用いて、回路のパフォーマンスをさらに改善する図６の実施形態の概略図である。本実施形態においては、図３において用いられるユニットの４分の１の降伏電圧を有するパワーＭＯＳＦＥＴｓが選択されると仮定する。従って、個々のスイッチユニットのオン抵抗は、上述のように、３２分の１に減少すると予想され、直列に接続された２つのスイッチユニットの合計オン抵抗は、図４の回路に対して８分の１に減少する。さらに、「オフ」状態にある各スイッチユニット間の電圧降下は４分の１になり、これにより各ユニットが経験するｄＶ_ｄｓ／ｄｔを４分の１に減少させ、結果として図４の回路に対し、「オフ」状態の漏れ電流がさらに減少する。上述のように、発明者は、この回路構成がスイッチデバイスのターンオフ特性をさらに改善し、漏れ電流をさらに減少させることを見出した。

まとめ
設備電気システム全体にわたる交流電力の制御に対する新しいアプローチについて説明されている。本アプローチは、スイッチを「オン」状態に自己バイアスし、光結合制御素子を用いてスイッチを強制的に「オフ」状態にする、光学的に結合され、電気的に浮遊した制御回路を有する双方向スイッチサブ回路構成のパワーＭＯＳＦＥＴｓを使用する。制御回路の時定数は、オン－オフ制御及び位相制御を可能にするのに十分に速い。改善されたパフォーマンスを提供するために、複数のサブ回路を容易にカスケード接続することができる。

Claims (19)

1. 入力端子及び出力端子を有する双方向電子スイッチ回路であって、
   ａ．各スイッチデバイスがドレイン端子、ソース端子及びゲート端子を備え、前記ゲート端子及び前記ソース端子間に規定される閾値電圧により特徴付けられる第１及び第２の直列接続電子スイッチデバイスであって、前記第１のスイッチデバイスの前記ドレイン端子は、前記スイッチ回路の前記入力端子を備え、前記第２のスイッチデバイスのドレイン端子は、前記スイッチ回路の前記出力端子を備え、前記第１及び第２のスイッチデバイスの前記ソース端子は、第１のスイッチデバイス制御端子において相互接続され、前記第１及び第２のスイッチデバイスの前記ゲート端子は、第２のスイッチデバイス制御端子において相互接続される、第１及び第２の直列接続電子スイッチデバイスと、
   ｂ．前記スイッチデバイスの前記閾値電圧より大きい電圧を有し、電流制御抵抗器を介して前記第１及び第２のスイッチデバイス制御端子間に印加される電圧源であって、
   ａ．前記スイッチ回路の前記入力端子から前記第２のスイッチデバイス制御端子に接続される第１の整流装置と、
   ｂ．前記スイッチ回路の前記出力端子から前記第２のスイッチデバイス制御端子に接続される第２の整流装置と、
   ｃ．前記第１のスイッチデバイス制御端子から前記第２のスイッチデバイス制御端子に接続される電圧調整装置と、を有する電圧源と、
   ｃ．前記第１及び第２のスイッチデバイス制御端子間に接続されるスイッチと、
   をさらに備える双方向電子スイッチ回路。
2. 前記スイッチは、
   ａ．入射する照明の強度に比例するコンダクタンスにより特徴付けられ、前記第１のスイッチデバイス制御端子から前記第２のスイッチデバイス制御端子に接続される光活性化電子デバイスと、
   ｂ．第１の制御端子及び第２の制御端子を有するトランジスタにより制御され、前記光活性化電子デバイスを照明するように構成された発光素子であって、前記発光素子により放出される光の強度が、前記第１の制御端子と前記第２の制御端子との間に印加される外部制御信号の振幅に比例する、発光素子と、を備える請求項１の双方向電子スイッチ回路。
3. 前記光活性化電子デバイスは、コレクタ端子及びエミッタ端子を有する半導体フォトトランジスタを備え、
   前記エミッタ端子は、前記スイッチデバイスの前記共通ソース端子に接続され、前記コレクタ端子は、前記スイッチデバイスの前記共通ゲート端子に接続される請求項２の双方向電子スイッチ回路。
4. 交流電力を負荷装置に接続するための、請求項２の双方向電子スイッチ回路の使用方法であって、
   ａ．交流電源から電力を受け取るための第１及び第２の電力入力端子と、
   ｂ．前記負荷装置に交流電力を供給するための第１及び第２の電力出力端子と、
   ｃ．前記双方向電子スイッチ回路の前記入力端子を前記第１の電力入力端子に接続し、前記双方向電子スイッチ回路の前記出力端子を前記第１の電力出力端子に接続することと、
   ｄ．前記第２の電力入力端子を前記第２の電力出力端子に接続することと、
   ｅ．前記トランジスタの前記第１及び第２の制御端子に電子制御信号を供給することと、
   を含む方法。
5. 前記第１及び第２の制御端子に印加される前記制御信号は、前記交流電源と同期してパルスにされ、前記負荷装置に結合された前記交流電力の位相制御を提供する請求項４の方法。
6. 交流電力を負荷装置に接続するための、請求項２の双方向電子スイッチ回路の使用方法であって、
   ａ．交流電源から電力を受け取るための第１及び第２の電力入力端子と、
   ｂ．前記負荷装置に交流電力を供給するための第１及び第２の電力出力端子と、
   ｃ．第１及び第２の双方向電子スイッチ回路と、
   ｄ．前記第１の双方向電子スイッチ回路の前記入力端子を前記第１の電力入力端子に接続し、前記第１の双方向電子スイッチ回路の前記出力端子を前記第１の電力出力端子に接続することと、
   ｅ．前記第２の双方向電子スイッチ回路の前記入力端子を前記第２の電力入力端子に接続し、前記第２の双方向電子スイッチ回路の前記出力端子を前記第２の電力出力端子に接続することと、
   ｆ．前記トランジスタの前記第１及び第２の制御端子に電子制御信号を供給することと、
   を含む方法。
7. 前記第１及び第２の制御端子に印加される前記制御信号は、前記交流電源と同期してパルスにされ、前記負荷装置に結合された前記交流電力の位相制御を提供する請求項６の方法。
8. 交流電力を負荷装置に接続するための請求項２の双方向電子スイッチ回路の使用方法であって、
   ａ．交流電源から電力を受け取るための第１及び第２の電力入力端子と、
   ｂ．前記負荷装置に交流電力を供給するための第１及び第２の電力出力端子と、
   ｃ．直列構成に配列された複数の双方向電子スイッチ回路を備える回路アレイであって、最初の双方向電子スイッチ回路の前記入力端子は、前記回路アレイの前記入力端子であり、
   最後の前記双方向電子スイッチ回路の前記出力端子が前記回路アレイの前記出力端子であること、全ての前記双方向電子スイッチ回路の前記第１の制御端子が相互接続され、前記回路アレイの前記第１の制御端子を形成すること、及び、全ての前記双方向電子スイッチ回路の前記第２の制御端子が相互接続され、前記回路アレイの前記第２の制御端子を形成することを除いては、各後続の双方向電子スイッチ回路の前記入力端子が前の前記双方向電子スイッチ回路の前記出力端子に接続される、前記回路アレイと、
   ｄ．前記回路アレイの前記入力端子を前記第１の電力入力端子に接続し、前記回路アレイの前記出力端子を前記第１の電力出力端子に接続することと、
   ｅ．前記第２の電力入力端子を前記第２の電力出力端子に接続することと、
   ｆ．前記トランジスタの前記第１及び第２の制御端子に電子制御信号を供給することと、
   を含む方法。
9. 前記第１及び第２の制御端子に印加される前記制御信号は、前記交流電源と同期してパルスにされ、前記負荷装置に結合された前記交流電力の位相制御を提供する請求項８の方法。
10. 前記回路アレイの前記双方向電子スイッチ回路の数は、前記交流電源のピーク電圧に基づいて選択される請求項８の双方向電子スイッチ回路の使用方法。
11. 交流電力を負荷装置に接続するための請求項２の双方向電子スイッチ回路の使用方法であって、
    ａ．交流電源から電力を受け取るための第１及び第２の電力入力端子と、
    ｂ．前記負荷装置に交流電力を供給するための第１及び第２の電力出力端子と、
    ｃ．直列構成に配列された複数の双方向電子スイッチ回路をそれぞれ備える第１及び第２の回路アレイであって、最初の双方向電子スイッチ回路の前記入力端子は、前記第１及び第２の回路アレイの前記入力端子であり、
    最後の前記双方向電子スイッチ回路の前記出力端子が前記第１及び第２の回路アレイの前記出力端子であること、全ての前記双方向電子スイッチ回路の前記第１の制御端子が相互接続され、前記第１及び第２の回路アレイの前記第１の制御端子を形成すること、及び、全ての前記双方向電子スイッチ回路の前記第２の制御端子が相互接続され、前記第１及び第２の回路アレイの前記第２の制御端子を形成することを除いては、各後続の双方向電子スイッチ回路の前記入力端子が前の前記双方向電子スイッチ回路の前記出力端子に接続される、前記第１及び第２の回路アレイと、
    ｄ．前記第１の回路アレイの前記入力端子を前記第１の電力入力端子に接続し、前記第１の回路アレイの前記出力端子を前記第１の電力出力端子に接続することと、
    ｅ．前記第２の回路アレイの前記入力端子を前記第２の電力入力端子に接続し、前記回路アレイの前記出力端子を前記第２の電力出力端子に接続することと、
    ｆ．前記トランジスタの前記第１及び第２の制御端子に電子制御信号を供給することと、
    を含む方法。
12. 前記第１及び第２の制御端子に印加される前記制御信号は、前記交流電源と同期してパルスにされ、前記負荷装置に結合された前記交流電力の位相制御を提供する請求項１１の方法。
13. 前記第１及び第２の回路アレイの前記双方向電子スイッチ回路の数は、前記交流電源のピーク電圧に基づいて選択される請求項１１の双方向電子スイッチ回路の使用方法。
14. 前記制御信号は、前記交流電源の波形と同期し、調整可能なパルス幅を有する一連のパルスであり、前記負荷装置に供給される平均電流／電力を効果的に制御し、これにより光源負荷の調光効果及び交流モータ負荷の速度制御を提供する請求項１１の双方向電子スイッチ回路の使用方法。
15. 前記制御信号は、前記交流電源の波形とは独立した固定周波数又は可変周波数を有し、これにより無線充電器／発電機として使用するために前記負荷装置の端子に無線周波数（ＲＦ）電力波形を生成する一連のパルスである請求項１１の双方向電子スイッチ回路の使用方法。
16. 前記第１及び第２の制御端子に印加される前記外部制御信号は、前記発光素子の可変照明を可能にする可変直流電圧であり、これにより前記第１及び第２のスイッチデバイスの線形モードでの動作を可能とする請求項１１の双方向電子スイッチ回路の使用方法。
17. 前記第１及び第２のスイッチデバイスがＭＯＳＦＥＴｓである請求項１の双方向電子スイッチ回路。
18. 前記第１及び第２の整流装置は、
    それぞれアノード端子及びカソード端子を有する第１及び第２の半導体ダイオードを備え、
    前記第１の半導体ダイオードの前記アノード端子は、電流制御抵抗器を介して前記双方向スイッチ回路の前記入力端子に接続され、前記第２の半導体ダイオードの前記アノード端子は、電流制御抵抗器を介して前記双方向電子スイッチ回路の前記出力端子に接続され、前記第１及び第２の半導体ダイオードの前記カソード端子は、前記第２のスイッチデバイス制御端子に接続される請求項１の双方向電子スイッチ回路。
19. 前記電圧調整装置は、アノード端子及びカソード端子を有する半導体ツェナーダイオードを備え、前記アノード端子は、前記第１の制御端子に接続され、前記カソード端子は、前記第２の制御端子に接続される請求項１の双方向電子スイッチ回路。

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