JP6474595B2 - 多相インターリーブコンバータ及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明はコンバータに関するものであって、より詳細には、多相インターリーブコンバータ及びその制御方法に関する。

インターリーブ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅ）方式のコンバータ（Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）は、電流の流れの多分化と相の数だけ分配された位相差の発生による電流間の相殺効果に基づいて全体電流のリップルの大きさを減らすことができる方式として知られている。

また、このようなインターリーブ方式のコンバータは入出力フィルタ（Ｆｉｌｔｅｒ）の容量と体積を減らすことができるという利点がある。

図１と図２は、従来のインターリーブコンバータの電流制御方式を示す図面で、Ｖ_Ｏは出力電圧を、Ｉ_Ａ、Ｉ_Ｂ、Ｉ_Ｃは各相電流を、Ｄ_Ａ、Ｄ_Ｂ、Ｄ_Ｃは各相のデューティ比（Ｄｕｔｙ Ｒａｔｉｏ）を示す（Ｉ_Ｘ：Ｘ相電流、Ｄ_Ｘ：Ｘ相デューティ比）。

通常、多相インターリーブ（Ｍｕｌｔｉ−ｐｈａｓｅ Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｄ）方式のコンバータの電流制御技術は図１及び図２に示すように２つの方法を使用している。

第１の方法は最も多く用いられる方式で、図１に示すように電圧制御器２４は１つ、電流制御器２１，２２，２３は相の個数だけ設計する方式である。

具体的には、各相ごとの電流制御器２１，２２，２３を適用し、各相ごとの電流制御器２１，２２，２３が各相の電流Ｉ_Ａ、Ｉ_Ｂ、Ｉ_Ｃのセンシングを受け、各相ごとに該当相のコンバータを制御するためのデューティ比信号Ｄ_Ａ、Ｄ_Ｂ、Ｄ_Ｃを生成する方式であり、この方式を使用する場合、電流制御器２１，２２，２３をそれぞれ適用することで電流平衡が得られるが、マイコンの負荷率が高まる問題がある。

第２の方法は、図２に示すように電圧制御器２４と電流制御器２１を１つずつ設計する方式である。

電流制御器２１は、一相の電流Ｉ_Ａのセンシングを受けて、一相に対して電流制御を実施してデューティ比Ｄ_Ａを生成し、残り相は同じデューティ比Ｄ_Ｂ、Ｄ_Ｃを一定の大きさ（相個数により相異なる）をもって移相（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ）制御する方式を使用する。

この方式は、一相の電流制御器２１を使用するため、残り相の電流変化を瞬時的に正確に反映できなくなって電流の不均衡を引き起こすことがある。

具体的には、図１のインターリーブコンバータは、入力電圧源３０が送出する出力Ｖ_ＩＮを多相インターリーブ方式のコンバータ１０を用いて変換して出力に伝達するが、各相を担当するコンバータ１１，１２，１３を制御するインターリーブ制御器２０は、それぞれの相を担当するコンバータ１１，１２，１３ごとにそれぞれの電流制御器２１，２２，２３を備えている。

すなわち、Ａ相を担当するサブ回路１１にはＡ相を担当する電流制御器２１が、Ｂ相を担当するサブ回路１２にはＢ相を担当する電流制御器２２が、Ｃ相を担当するサブ回路１３にはＣ相を担当する電流制御器２３がそれぞれ設けられている。

このような方式のインターリーブコンバータにおいて、出力段キャパシター（Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）４０の電圧Ｖ_Ｏは電圧制御器２４が測定してそれぞれの電流制御器２１，２２，２３に伝達し、各相ごとの電流制御器２１，２２，２３はそれぞれの相を制御するデューティ比信号Ｄ_Ａ、Ｄ_Ｂ、Ｄ_Ｃをそれぞれ生成し、これをインターリーブコンバータ１０に伝達することでコンバータから出力する電流を調節する。

したがって、各相を担当する電流制御器２１，２２，２３がそれぞれ設けられることで、インダクター電流の平衡が容易に得られるが、マイコン（Ｍｉｃｏｍ）の負荷率が高まる問題がある。

ここで、インダクター電流とは、各相を担当する電流制御器２１，２２，２３が出力に送出する電流である。

図２は、従来のインターリーブコンバータの方式において、電流制御器を１つだけ備えた場合を示す図面である。

図２のインターリーブコンバータも入力電圧源３０が送出する出力Ｖ_ＩＮを多相インターリーブ方式のコンバータ１０を用いて出力に伝達するが、各相を担当するコンバータ１１，１２，１３を制御するインターリーブ制御器２０は１つの電流制御器２１だけ備えている。

そして、１つの電流制御器２１が送出する出力信号を移相して他の相のインターリーブコンバータ１２，１３を制御する。

具体的には、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相を備えたインターリーブコンバータ方式において、電流制御器２１がＡ相を担当する場合、Ｂ相とＣ相をそれぞれ担当するコンバータ１２，１３は、Ａ相を担当する電流制御器２１が出力した信号を移相器２５，２６を用いてそれぞれ１２０、２４０°移相してＢ相、Ｃ相の制御に使用する。

言い換えれば、１つの電流制御器２１を用いて一相の電流制御のためのデューティ比信号Ｄ_Ａを生成し、残り二相は同じデューティ比を有する信号Ｄ_Ｂ、Ｄ_Ｃを移相器２５，２６を用いてそれぞれ１２０、２４０°移相して制御することである。

このような方式は、マイコンの負荷量は減少させる利点はあるが、他の相の電流変化を瞬時的に正確に反映できないため、電流の不均衡を引き起こす問題がある。

本発明は、上述した問題点を解決するために創出したものであって、多相インターリーブ方式のコンバータで起こる相ごとの電流不均衡の問題を解決し、パワー素子を効果的に保護できる多相インターリーブコンバータを提供する。

また、相ごとの電流不均衡が解決できる効果を達成しながらも、１つの電流制御器とバランス制御器を備えることで、演算過程を単純化してマイコンの負荷率を低減できる多相インターリーブコンバータを提供する。

本発明の一様態によれば、直流（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）または交流（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ）の入力電圧を他のレベルの直流（ＤＣ）または交流（ＡＣ）の出力電圧に変換するためにそれぞれの入力が並列に連結され、それぞれの出力も並列に連結されるｎ個の各相ごとのサブ回路と、電流制御指令と前記ｎ個の各相ごとのサブ回路のうち何れか１つの相電流値の入力を受けて、前記何れか１つのサブ回路を制御するための制御信号を出力する電流制御器と、前記ｎ個の各相ごとのサブ回路の相電流値の入力を受け、前記電流制御器が出力する制御信号の入力を受けて、前記各相ごとのサブ回路の相電流値と前記電流制御器の制御信号に基づいて、残り他のサブ回路に印加される制御信号のデューティ比を調節するバランス制御器と、を含む多相インターリーブコンバータを提供する。

また、本発明の他の様態によれば、多相インターリーブコンバータのｎ個のサブ回路の相電流値がそれぞれセンシングされる段階と、電流制御器が電流制御指令と前記ｎ個の各相ごとのサブ回路のうち何れか１つの相電流値の入力を受けて、前記何れか１つのサブ回路を制御するための制御信号を出力する段階と、バランス制御器が前記ｎ個の各相ごとのサブ回路の相電流値の入力を受け、前記電流制御器が出力する制御信号の入力を受けて、前記各相ごとのサブ回路の相電流値と前記電流制御器の制御信号に基づいて、残り他のサブ回路に印加される制御信号のデューティ比を調節する段階と、を含む多相インターリーブコンバータの制御方法を提供する。

本発明の多相インターリーブコンバータによれば、次のような効果がある。

第１に、マイコンの負荷量を低減できる効果がある。したがって、マイコンを多数使用するか、既存の高価のマイコンを使用する方式に比べて、マイコンの数を低減、または低い仕様の低価のマイコンに換えられるため、費用を節減できる効果があり、従来の各相電流制御に比べてマイコンの負荷率を低減することで、各種制御の実行を円滑にすることができる。

第２に、制御技法を簡単に改善して多相インターリーブコンバータで起こりうる相間の電流の不平衡と多数の電流制御器の使用によるマイコンの負荷率の上昇などの問題を解決できる効果がある。したがって、電流が、何れか一相を担当するコンバータのパワー素子に流れ過ぎることを防止でき、パワー素子の過負荷及び焼損、マイコンの制御不能状態などのような問題を解消でき、インターリーブコンバータの性能及び信頼性の向上、パワー素子及び制御の信頼性と商品性の確保が可能となる効果がある。

第３に、各相を担当するサブ回路のインダクター電流の平衡状態を維持できるため、インダクター電流のリップルを低減できる効果があり、各相の電圧／電流の瞬時的な変化を反映して早く反応することができる。

従来のインターリーブコンバータの電流制御方式を示す図面である。 従来のインターリーブコンバータの電流制御方式を示す図面である。 ３相インターリーブコンバータの各サブ（Ｓｕｂ）モジュール（Ｍｏｄｕｌｅ）から出力する電流値の大きさを比較した結果を示す図面である。 本発明の実施例による多相インターリーブコンバータの各サブ回路に印加される制御信号のデューティ比が調節される状態を示す図面である。 本発明でバランス制御器によって各相間の電流誤差を用いて各相のデューティーを様々に適用する場合の電流均衡制御状態を示す図面である。 本発明の実施例による多相インターリーブコンバータの構成図である。 本発明の実施例による多相（ｎ相）インターリーブコンバータ内のバランス制御器の内部制御ブロックを示す図面である。 従来の多相インターリーブコンバータで各相のインダクター電流を示すグラフである。 本発明の実施例によるバランス制御器が適用された多相インターリーブコンバータの出力段電流を測定した結果である。 本発明で均衡電流指令生成ブロックをさらに備えたバランス制御器を示す図面である。 本発明の他の実施例による多相インターリーブコンバータの構成図である。 図１１に示された実施例で多相インターリーブコンバータの出力段電流を測定した結果である。

以下、図面を参照して本発明の実施例について本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者が容易に実施できるように詳細に説明する。

図３は、多相インターリーブコンバータの各サブ（Ｓｕｂ）モジュール（Ｍｏｄｕｌｅ）から出力する電流値の大きさを比較した結果を示す図面である。

本発明の好ましい実施例による多相インターリーブコンバータにおいて、サブ回路とは、Ａ相（第１相）またはＢ相（第２相）、Ｃ相（第３相）を担当するコンバータ（Ａ、Ｂ、Ｃ相の３相の場合である。多相はｎ相にする）の各枝を指すことである。

本発明の好ましい実施例による多相インターリーブコンバータにおいて、ｎ個のサブ回路は、直流（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）または交流（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ）の入力電圧を他のレベルの直流（ＤＣ）または交流（ＡＣ）の出力電圧に変換するためにそれぞれの入力が並列に連結され、それぞれの出力が並列に連結される。

そして、このような各枝は、半導体スイッチング素子を用いてハーフブリッジ（Ｈａｌｆ Ｂｒｉｄｇｅ）またはフルブリッジ（Ｆｕｌｌ Ｂｒｉｄｇｅ）の形態で製作されることができる。

しかし、本発明の好ましい実施例による多相（Ａ、Ｂ、Ｃ、．．．、ｎ相）インターリーブコンバータは、この回路トポロジー（Ｔｏｐｏｌｏｇｙ）よりこのようなトポロジーの駆動にさらに重点を置くため、当該技術分野で適用可能な如何なる形態の回路でも使用することができる。

Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の３相（ｎ＝３）の例では、図３の（ａ）に示すように、現在、Ｂ相を担当するサブ回路でのインダクター電流がＡ相を担当する出力電流よりさらに大きく、Ｃ相の電流はＢ相の電流よりさらに大きいことを確認できる（Ｉ_Ａ＜Ｉ_Ｂ＜Ｉ_Ｃ）。

図３では、Ｂ相を担当するサブ回路から出力するインダクター電流の位相が、Ａ相を担当するインダクター電流より１２０°遅れて出力されなければならないが（Ｃ相はＢ相より１２０°遅れて出力される）、図３では各サブ回路の出力電流の大きさを効率的に比較するために同じ位相を有することにした。

このようにＢ相、Ｃ相を担当するサブ回路からインダクター電流をさらに大きく出力すると、Ｂ相、Ｃ相のサブ回路で半導体スイッチング素子として用いられる絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ、Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のようなパワー素子（Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｍｅｎｔ）は、さらに高い導通電流を担当しなければならないため、過負荷がかかることになる。

また、Ａ相とＢ相、Ｃ相を担当するサブ回路から送出するインダクター電流の偏差が大きいため、全体出力電流のリップル（Ｒｉｐｐｌｅ）も大きくなる。

これを改善するためにはＡ相サブ回路を制御する制御信号のデューティーを増やし、Ｂ相、Ｃ相のサブ回路を制御する制御信号のデューティーを減らせば良い。

また、図３の（ｂ）に示すように、Ｉ_Ｃ＜Ｉ_Ａ＜Ｉ_Ｂの場合もＣ相のデューティーを増やし、Ａ相、Ｂ相デューティーを減らせば良く、本発明ではバランス制御器で相間の電流誤差を用いて各相のデューティーを様々に適用する。

図４は、本発明の好ましい実施例による多相インターリーブコンバータの各サブ回路に印加される制御信号のデューティ比が調節される状態を示す図面である。

従来、Ａ相を担当するサブ回路に印加される制御信号のデューティーとＢ相を担当するサブ回路に印加される制御信号のデューティー、Ｃ相を担当するサブ回路に印加される制御信号のデューティーが同じであることを確認できる。

Ａ相を担当するサブ回路の制御信号とＢ相を担当するサブ回路の制御信号、Ｃ相を担当するサブ回路の制御信号の間の差は１２０°（３相の例で３６０／ｎ、ｎ＝３）の位相差だけである。

しかし、図３の（ａ）に示すように、Ｂ相、Ｃ相を担当するサブ回路にＡ相よりさらに大きいインダクター電流が印加される電流の不平衡状態を改善するためには、図４の（ａ）に示すように、Ａ相を担当するサブ回路に印加される制御信号のデューティーを増やし、Ｂ相、Ｃ相を担当するサブ回路に印加される制御信号のデューティーを減らせば良い。

すなわち、Ａ相を担当するサブ回路の半導体スイッチング素子はさらに長くオン（Ｏｎ）する過程を行い、Ｂ相、Ｃ相を担当するサブ回路のスイッチング素子は現在駆動時間よりさらに短い時間だけオン（Ｏｎ）する過程を行えば良い。

また、図３の（ｂ）に示すように、Ａ相、Ｂ相を担当するサブ回路にＣ相よりさらに大きいインダクター電流が印加される電流の不平衡状態を改善するためには、図４の（ｂ）に示すように、Ｃ相を担当するサブ回路に印加される制御信号のデューティーを増やし、Ａ相、Ｂ相を担当するサブ回路に印加される制御信号のデューティーを減らせば良い。

すなわち、Ｃ相を担当するサブ回路の半導体スイッチング素子はさらに長くオン（Ｏｎ）する過程を行い、Ａ相、Ｂ相を担当するサブ回路のスイッチング素子は現在駆動時間よりさらに短い時間だけオン（Ｏｎ）する過程を行えば良い。

本発明では、バランス制御器で各相間の電流誤差を用いて図４の（ａ）、（ｂ）に示すように、各相のデューティーを様々に適用し、その結果、各相間の電流の不平衡状態が図５に示すように改善される。

図５でも各相から出力される電流の大きさを比較するために同じ位相を持つように示したが、３相の例では、実際にＢ相を担当するサブ回路から出力される電流はＡ相を担当するサブ回路から出力される電流より１２０°（３６０／ｎ×１、ｎ＝３）遅れた値、そしてＣ相を担当するサブ回路から出力される電流はＡ相を担当するサブ回路から出力される電流より２４０°（３６０／ｎ×２、ｎ＝３）遅れた値を有することができる。

図６は、このような本発明の概念を実現するための多相インターリーブコンバータを具体化して示した図面で、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相の３相の適用例を示している。

本発明の実施例による３相インターリーブコンバータは３相インターリーブ方式で得られた回路トポロジー１００、インターリーブ制御器２００、入力電圧源３００，Ｖ_ＩＮ、及び出力段キャパシター４００を含んで構成することができる。

本発明の実施例による３相インターリーブコンバータの回路トポロジー１００は、Ａ相を担当するサブ回路１１０とＢ相を担当するサブ回路１２０、Ｃ相を担当するサブ回路１３０を含んで構成することができる。

そして、これらサブ回路１１０，１２０，１３０に制御信号を印加するインターリーブ制御器２００は、電流制御器２１０、電流制御器２１０の後端に位置するバランス制御器２２０、移相器２３１，２３２、及び電圧制御器２４０を含むことができる。

この中、電圧制御器２４０は、ｎ個のサブ回路の出力電圧、すなわち出力段キャパシター４００の出力電圧Ｖ_Ｏの入力を受けて、その大きさに比例する出力信号（電流制御指令）を電流制御器２１０に伝達することがきる。

前記電流制御器２１０は、電圧制御器２４０が出力する出力信号（電流制御指令）と前記各相のサブ回路のうち何れか１つの相のサブ回路１１０のインダクター電流Ｉ_Ａの入力を受けて、前記一相に対する制御信号Ｄ_Ａを生成して出力することができる。

例えば、前記電流制御器２１０は、Ａ相を担当するサブ回路１１０から出力される電流のＩ_Ａと電圧制御器２４０からの信号の入力を受け、それからＡ相を担当するサブ回路１１０を制御するためのデューティ比信号Ｄ_Ａを出力することができる。

前記バランス制御器２２０は、各相の電流センシング情報Ｉ_Ａ、Ｉ_Ｂ、Ｉ_Ｃと電流制御器の出力の任意の一相（図６の例ではＡ相、図７の例では１相）のデューティー比（図６の例でＤ_Ａ）を入力情報として有する。

また、前記バランス制御器２２０には均衡電流指令が設定されるが、前記均衡電流指令には任意の一相のセンシングされた電流が設定され、この際、電流制御器２１０で用いられる電流（図６の例ではＡ相電流のＩ_Ａ、図７の例では１相のセンシング電流）が均衡電流指令として設定される。

バランス制御器２２０は、センシングされた各相電流Ｉ_Ａ、Ｉ_Ｂ、Ｉ_Ｃと前記任意の一相に対するデューティ比Ｄ_Ａ、そして前記均衡電流指令Ｉ_Ａから残り相に対するデューティ比Ｄ_Ｂ、Ｄ_Ｃを求めて出力することができる。

これについて図７を参照して説明すると、図７は、本発明の実施例による多相（ｎ相）インターリーブコンバータ内のバランス制御器２２０の内部制御ブロックを示す図面である。

図７では、多相（ｎ相）インターリーブコンバータで各相を１相、２相、３相、．．．、ｎとし、図６の例は３相の例、すなわち１相をＡ相、２相をＢ相、３相をＣ相とする例を示す。

例示されたバランス制御器２２０は、各相（１、２、３、．．．、ｎ相）を担当するサブ回路（図６で１１０、１２０、１３０）からセンシング出力される各相（図６の例でＡ相、Ｂ相、Ｃ相）の電流（ｎ相の電流、図６の例でＩ_Ａ、Ｉ_Ｂ、Ｉ_Ｃ）の入力を受け、各相の電流のうち任意の一相の電流、すなわち例示されたように、１相電流（例えば、図６の例でＡ相電流）を均衡電流指令として使用するように設定されており、入力されたセンシング電流情報から２相電流（図６の例でＢ相電流）、３相電流（図６の例でＣ相電流）、．．．、ｎ相電流と均衡電流指令との間の誤差を算出する。

また、バランス制御器２２０は、このような誤差を反映して１相（図６の例でＡ相）を除いた残りの各相（２相、３相、．．．、ｎ相、図６の例でＢ、Ｃ相）を担当するサブ回路（図６の例で図面符号１２０、１３０のＢ相、Ｃ相のサブ回路）の駆動に必要な制御信号のデューティ比（２相デューティ比、３相デューティ比、．．．、ｎ相デューティ比、例えば、図６の例でＤ_Ｂ、Ｄ_Ｃ）を決定する。

この際、バランス制御器２２０で１相を除いた残りの各相のデューティ比に調節され出力される制御信号は、前記残り各相を担当する各サブ回路（図６の例で図面符号１２０、１３０のＢ相、Ｃ相のサブ回路）に印加される前に移相器２３１，２３２を介して３６０／ｎ×（ｎ−１）°（図６ではｎ＝３）に移相され、各サブ回路１２０，１３０に印加される。

本発明で制御信号のデューティ比を調節する過程についてさらに説明すると、本発明の実施例による多相（ｎ相）インターリーブコンバータは、先ず各相（１相、２相、３相、．．．、ｎ相）を担当するサブ回路から出力する電流（１相電流、２相電流、３相電流、．．．、ｎ相電流）をセンシングする過程を有することができる。

そして、均衡電流指令（１相電流）と各相の電流誤差を計算し、このような誤差を反映して各相に印加される制御信号のデューティ比を様々に適用し、このようにデューティ比が調節された制御信号を出力してそれぞれのサブ回路に印加する。

この過程でバランス制御器２２０が各相の電流の入力を受け、各相の電流のうち、電流制御器２１０でデューティ比の生成に用いる何れか１つの相の電流（１相電流）を均衡電流指令として使用し、残りの各相の電流で均衡電流指令を差し引いてその誤差を求めることができる。

この過程は加算器２２１を用いて行うことができる。

次に、各誤差値は、それぞれ一定の増幅比で増幅される段階を有することができ、例えば、この誤差値はＫ_ｐ、Ｋ_ｉというゲイン（Ｇａｉｎ）値をもって増幅される。すなわち、Ｋ_ｐという利得を有する増幅器２２２とＫ_ｉという利得を有する増幅器２２３を用いて行うことができる。

そして、一定の値をもって増幅された信号のうち１つは積分器２２４で積分される過程を有することができる。一例として、図７の例ではＫ_ｉの大きさに増幅された信号が増幅器２２３で増幅される段階が行われる。

また、一定のゲイン値をもって増幅された値と、これらのうち積分過程を経た値が加算器２２５で、調整されなければならないデューティ比の差分値、すなわちΔＤを求めることができる。

次に、ΔＤから適切に調節されなければならないデューティ比を求める過程を有することができる。すなわち、各相の信号は、１−ΔＤ_２、１−ΔＤ_３、．．．、１−ΔＤ_ｎに調節される過程を有することができる。このような機能を行うブロックはデューティー調節器２２６である。

そして、これら信号と、乗算器２２７で電流制御器２１０が送出する信号をかけ、１相を除いた各相を担当するサブ回路の駆動に必要な制御信号のデューティ比として求められる。

また、１相を担当するサブ回路を駆動するための駆動信号とは異なり、２相、３相、．．．、ｎ相を担当するサブ回路を駆動するための駆動信号は、移相器２３１，２３２を介して２相、３相、．．．、ｎ相を担当するサブ回路の半導体スイッチング素子に印加される。

具体的には、１相に対して２相の場合は３６０／ｎ×１、３相の場合は３６０／ｎ×２、．．．、ｎ相の場合は３６０／ｎ×（ｎ−１）°ずつそれぞれ位相が遅れて各相を担当するサブ回路の半導体スイッチング素子に入力される。

図７は、各相のデューティ比が様々に適用されるようにするための具体的な一例を示すもので、本発明では、電流の不均衡問題を改善するために任意の一相を除いた残りの相のデューティ比を決定する場合、前記任意の一相（例えば、１相）を除いた残りの各相の電流と均衡電流指令との間の誤差値を求めた後、各相の誤差値からデューティ比の差分値（デューティ比の補正値）ΔＤ_２、ΔＤ_３、．．．、ΔＤ_ｎを求め、この値と前記任意の一相（１相）のデューティー比を用いて所定の演算（加算、乗算、減算、または除算など）過程で残り各相のデューティ比（２相、３相、．．．、ｎ相デューティ比）を求めることによって、電流均衡の発生時に各相のデューティ比が様々に適用されるようにする。

また、図には示さなかったが、バランス制御器が、前記均衡電流指令と前記残り他のサブ回路の各相電流値の差分値を求め、前記各差分値を所定の増幅比Ｋ_ｐで増幅してデューティ比の補正値を求めた後、１から前記デューティ比の補正値を差し引いた値を前記電流制御器が出力する制御信号のデューティ比にかけて前記残り他のサブ回路に制御信号として印加するように構成されてもよい。

図８と図９は、本発明の実施例による多相（３相）インターリーブコンバータの適用前と適用後のインダクター電流の値を比較する図面である。

図８は、本発明の実施例による多相（３相）インターリーブコンバータが適用される前、すなわちバランス制御器２２０を備えていない状態での各相のインダクター電流を示すグラフである。

赤色グラフは１相（Ａ相）のインダクター電流を示し、緑色グラフは２相（Ｂ相）のインダクター電流を示し、青色グラフは３相（Ｃ相）のインダクター電流を示す。

従来、実際のインターリーブコンバータの各相電流は、図８に示したように相ごとに差が存在し、波形を分析してみると、各相電流は時間が経つにつれて不平衡が激しくなる様相を示す可能性があることを確認できる。

図９は、本発明の実施例によるバランス制御器２２０が適用された多相（３相）インターリーブコンバータの出力段の電流を測定した結果である。

赤色グラフは１相（Ａ相）のインダクター電流を示し、緑色グラフは２相（Ｂ相）のインダクター電流を示し、青色グラフは３相（Ｃ相）のインダクター電流を示す。

図９のグラフを参照すると、図８のグラフとは異なり、各相のインダクター電流の波形がたくさん一致することを確認できる。

一方、図７の実施例は均衡電流指令として任意の一相の電流をそのまま利用する実施例であるが、図１０は、１つの相電流またはそれ以上の多相電流情報を入力とし、それから演算された均衡電流指令を出力する別途の均衡電流指令生成ブロック２２８をバランス制御器２２０内にさらに備えた実施例を示す。

前記均衡電流指令生成ブロック２２８は、１つの相またはそれ以上の多相電流情報から所定の演算過程により求められた演算値を均衡電流指令として生成し、生成された均衡電流指令は図７の実施例と同様に利用される。

図１０の実施例は、別途の均衡電流指令生成ブロック２２８を備えた点を除いて同じ過程で各相のデューティ比が様々に適用されるため、重複説明を避けるためにそれに関する細な説明は省略する。

次に、図１１は、本発明の他の実施例による多相インターリーブコンバータの構成図である。

図１１の実施例では電流均衡制御が可能であり、それだけでなく制御器の演算時間を減少させてマイコンの負荷率を低減できるという利点がある。

具体的には、バランス制御器２２０の実行周期を電流制御器２１０の実行周期に比べて長くし、バランス制御器２２０の演算時間を電流制御器２１０の演算時間に比べて短くすることができ、これによって、マイコンの負荷率を減少させる効果が得られる。

そのために図１１の実施例では各相のセンシング電流を平均化する相ごとのフィルタ５００をさらに備えるが、図６及び図１０の実施例と比較して各相ごとのフィルタ５００をさらに備えた点（ｎ相の場合はｎ個のフィルタを備える）を除いては、各構成要素の役割や演算過程などには差がない。

ただし、図１１の実施例では、バランス制御器２２０が、センシングされた各相電流Ｉ_Ａ、Ｉ_Ｂ、Ｉ_Ｃを直ちに利用する代わりに、各フィルタ５００を通過して平均化された電流Ｉ_Ａ＿ｆｉｌｔｅｒ、Ｉ_Ｂ＿ｆｉｌｔｅｒ、Ｉ_Ｃ＿ｆｉｌｔｅｒを入力情報として利用することができる。

図１１の実施例で、フィルタ５００を適用して各相の電流を平均化する過程が追加されるだけで、各相電流入力情報（各相ごとの平均電流情報）を用いて各相ごとのデューティ比を演算及び調節するバランス制御器２２０の演算過程、及び移相器２３１，２３２の移相過程などは上述した図５の実施例と比較して差がないため、それに関する詳細な説明は省略する。

一般に、多相インターリーブコンバータの電流不均衡は、インダクターの加工公差や抵抗の差などのようなハードウェア的な多様な要素による場合もあり、電流均衡制御は早い応答性を要求しないため、図１１の実施例では簡単なフィルタ５００をさらに用いることで、平均化された相電流をバランス制御器２２０に入力情報として伝達して電流均衡制御を可能にする。

このようにフィルタ５００を用いたインターリーブコンバータの均衡電流制御方法によれば、バランス制御器２２０の演算時間を減少させて（負荷率を低減できる実行周期の適用）マイコンの負荷率を低減でき、それと共にインターリーブコンバータで問題となる相間の不平衡問題及びそれによるパワー素子の過負荷、焼損などを防止できる効果を提供する。

図１２は、図１１に示された実施例で多相インターリーブコンバータの出力段電流を測定した結果である。

赤色グラフは１相（Ａ相）のインダクター電流を示し、緑色グラフは２相（Ｂ相）のインダクター電流を示し、青色グラフは３相（Ｃ相）のインダクター電流を示す。

図１２のグラフを参照すると、各相のインダクター電流の波形がたくさん一致することを確認できる。

以上、本発明の実施例について詳細に説明したが、本発明の権利範囲がこれに限定されることはなく、次の特許請求の範囲で定義している本発明の基本概念を用いた当業者の様々な変形及び改良形態も本発明の権利範囲に属する。

１００ 回路トポロジー
１１０ Ａ相を担当するサブ回路
１２０ Ｂ相を担当するサブ回路
１３０ Ｃ相を担当するサブ回路
２００ インターリーブ制御器
２１０ 電流制御器
２２０ バランス制御器
２３１、２３２ 移相器
２４０ 電圧制御器
２２１ 加算器
２２２ 増幅器
２２３ 増幅器
２２４ 積分器
２２５ 加算器
２２６ デューティー調節器
２２７ 乗算器
２２８ 均衡電流指令生成ブロック
３００ 入力電圧源
４００ 出力段キャパシター
５００ フィルタ

Claims (22)

1. 直流（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）または交流（Ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇ Ｃｕｒｒｅｎｔ）の入力電圧を他のレベルの直流（ＤＣ）または交流（ＡＣ）の出力電圧に変換するためにそれぞれの入力が並列に連結され、それぞれの出力も並列に連結されるｎ個の各相ごとのサブ回路と、
   電流制御指令と前記ｎ個の各相ごとのサブ回路のうち何れか１つの相電流値の入力を受けて、前記何れか１つのサブ回路を制御するための制御信号を出力する電流制御器と、
   前記ｎ個の各相ごとのサブ回路の相電流値の入力を受け、前記電流制御器が出力する制御信号の入力を受けて、前記各相ごとのサブ回路の相電流値と前記電流制御器の制御信号に基づいて、残り他のサブ回路に印加される制御信号のデューティ比を調節するバランス制御器と、を含み、
   前記バランス制御器は、
   前記何れか１つのサブ回路の相電流値から決まる均衡電流指令と残り他のサブ回路の各相電流値との間の差分値を計算し、前記差分値と前記電流制御器の制御信号に基づいて、前記残り他のサブ回路に印加される制御信号のデューティ比を調節し、
   前記バランス制御器により、前記差分値に所定の振幅比を乗算し、１から乗算結果を差し引くことで、デューティ比の補正値が計算されることを特徴とする多相インターリーブコンバータ。
2. 前記電流制御指令は、電圧制御器が前記ｎ個のサブ回路の出力電圧の入力を受け、その大きさに比例して出力する出力信号であることを特徴とする請求項１に記載の多相インターリーブコンバータ。
3. 前記バランス制御器は、
   前記ｎ個のサブ回路のうち何れか１つの相のサブ回路の相電流が他の相のサブ回路の相電流よりも大きい場合は、相電流が大きい前記何れか１つの相のサブ回路に印加される制御信号のデューティー比を減らすことを特徴とする請求項１に記載の多相インターリーブコンバータ。
4. 前記バランス制御器は、
   前記ｎ個のサブ回路のうち何れか１つの相のサブ回路の相電流が他の相のサブ回路の相電流よりも小さい場合は、相電流が小さい前記何れか１つの相のサブ回路に印加される制御信号のデューティ比を増やすことを特徴とする請求項１に記載の多相インターリーブコンバータ。
5. 前記バランス制御器が出力する制御信号の位相を遷移させる移相器を含み、前記何れか１つのサブ回路はバランス制御器から出力される制御信号の入力を直接受け、前記残り他のサブ回路は移相器が位相を遷移させた制御信号の入力を受けることを特徴とする請求項１に記載の多相インターリーブコンバータ。
6. 前記移相器は、
   ｎ相インターリーブコンバータで、前記バランス制御器が出力する制御信号を３６０／ｎ×（ｎ−１）°移相させることを特徴とする請求項５に記載の多相インターリーブコンバータ。
7. 前記バランス制御器は、
   前記均衡電流指令と前記残り他のサブ回路の各相電流値の差分値を求め、
   前記各差分値を所定の増幅比（Ｋ_ｐ）で増幅してデューティ比の補正値を求め、
   １から前記デューティ比の補正値を差し引いた値を前記電流制御器が出力する制御信号のデューティ比にかけて前記残り他のサブ回路に制御信号として印加することを特徴とする請求項１に記載の多相インターリーブコンバータ。
8. 前記バランス制御器は、
   前記均衡電流指令と前記残り他のサブ回路の各相電流値の差分値を求め、
   前記各差分値を所定の増幅比（Ｋ_ｐ）で増幅し、
   前記各差分値を所定の他の増幅比（Ｋ_ｉ）で増幅して積分した値を前記所定の増幅比（Ｋ_ｐ）で増幅された値に加えてデューティ比の補正値を求め、
   １から前記デューティ比の補正値を差し引いた値を前記電流制御器が出力する制御信号のデューティ比にかけて前記残り他のサブ回路に制御信号として印加することを特徴とする請求項１に記載の多相インターリーブコンバータ。
9. 前記何れか１つのサブ回路の相電流値を前記均衡電流指令として用いることを特徴とする請求項１に記載の多相インターリーブコンバータ。
10. 前記バランス制御器は、前記何れか１つのサブ回路を含む多相電流情報を入力として所定の演算過程で演算された均衡電流指令を出力する均衡電流指令生成ブロックを含むことを特徴とする請求項１に記載の多相インターリーブコンバータ。
11. 前記ｎ個の各相ごとのサブ回路の相電流の入力を受けて平均化して出力する各相ごとのフィルタをさらに含み、前記各相ごとのフィルタによって平均化された各サブ回路の相電流がバランス制御器に入力されて前記制御信号のデューティ比の調節に用いられることを特徴とする請求項１に記載の多相インターリーブコンバータ。
12. 多相インターリーブコンバータのｎ個のサブ回路の相電流値がそれぞれセンシングされる段階と、
    電流制御器が電流制御指令と前記ｎ個の各相ごとのサブ回路のうち何れか１つの相電流値の入力を受けて、前記何れか１つのサブ回路を制御するための制御信号を出力する段階と、
    バランス制御器が前記ｎ個の各相ごとのサブ回路の相電流値の入力を受け、前記電流制御器が出力する制御信号の入力を受けて、前記各相ごとのサブ回路の相電流値と前記電流制御器の制御信号に基づいて、残り他のサブ回路に印加される制御信号のデューティ比を調節する段階と、を含み、
    前記バランス制御器は、
    前記何れか１つのサブ回路の相電流値から決まる均衡電流指令と残り他のサブ回路の各相電流値との間の差分値を計算し、前記差分値と前記電流制御器の制御信号に基づいて、前記残り他のサブ回路に印加される制御信号のデューティ比を調節し、
    前記バランス制御器により、前記差分値に所定の振幅比を乗算し、１から乗算結果を差し引くことで、デューティ比の補正値が計算されることを特徴とする多相インターリーブコンバータの制御方法。
13. 前記電流制御指令は、電圧制御器が前記ｎ個のサブ回路の出力電圧の入力を受け、その大きさに比例して出力する出力信号であることを特徴とする請求項１２に記載の多相インターリーブコンバータの制御方法。
14. 前記バランス制御器は、
    前記ｎ個のサブ回路のうち何れか１つの相のサブ回路の相電流が他の相のサブ回路の相電流よりも大きい場合は、相電流が大きい前記何れか１つの相のサブ回路に印加される制御信号のデューティー比を減らすことを特徴とする請求項１２に記載の多相インターリーブコンバータの制御方法。
15. 前記バランス制御器は、
    前記ｎ個のサブ回路のうち何れか１つの相のサブ回路の相電流が他の相のサブ回路の相電流よりも小さい場合は、相電流が小さい前記何れか１つの相のサブ回路に印加される制御信号のデューティ比を増やすことを特徴とする請求項１２に記載の多相インターリーブコンバータの制御方法。
16. 移相器がバランス制御器から出力される制御信号の位相を遷移させ、
    前記電流制御器から出力される制御信号と前記移相器で移相された制御信号により、前記各サブ回路の出力が制御されることを特徴とする請求項１２に記載の多相インターリーブコンバータの制御方法。
17. 前記移相器は、
    ｎ相インターリーブコンバータで、前記バランス制御器が出力する制御信号を３６０／ｎ×（ｎ−１）°移相させることを特徴とする請求項１６に記載の多相インターリーブコンバータの制御方法。
18. 前記バランス制御器は、
    前記均衡電流指令と前記残り他のサブ回路の各相電流値の差分値を求め、
    前記各差分値を所定の増幅比（Ｋｐ）で増幅してデューティ比の補正値を求め、
    １から前記デューティ比の補正値を差し引いた値を前記電流制御器が出力する制御信号のデューティ比にかけて前記残り他のサブ回路に制御信号として印加することを特徴とする請求項１２に記載の多相インターリーブコンバータの制御方法。
19. 前記バランス制御器は、
    前記均衡電流指令と前記残り他のサブ回路の各相電流値の差分値を求め、
    前記各差分値を所定の増幅比（Ｋ_ｐ）で増幅し、
    前記各差分値を所定の他の増幅比（Ｋ_ｉ）で増幅して積分した値を前記所定の増幅比（Ｋ_ｐ）で増幅された値に加えてデューティ比の補正値を求め、
    １から前記デューティ比の補正値を差し引いた値を前記電流制御器が出力する制御信号のデューティ比にかけて前記残り他のサブ回路に制御信号として印加することを特徴とする請求項１２に記載の多相インターリーブコンバータの制御方法。
20. 前記何れか１つのサブ回路の相電流値を前記均衡電流指令として用いることを特徴とする請求項１２に記載の多相インターリーブコンバータの制御方法。
21. 前記バランス制御器は、前記何れか１つのサブ回路を含む多相電流情報を入力として所定の演算過程で演算された均衡電流指令を用いることを特徴とする請求項１２に記載の多相インターリーブコンバータの制御方法。
22. 各相ごとのフィルタが前記ｎ個の各相ごとのサブ回路の相電流の入力を受けて平均化して出力し、前記各相ごとのフィルタによって平均化された各サブ回路の相電流がバランス制御器に入力されて前記制御信号のデューティ比の調節に用いられることを特徴とする請求項１２に記載の多相インターリーブコンバータの制御方法。