JPH10257773A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＰＷＭコンバータ装置から出力される直流出
力電圧の変動を小さくすると共に、フィードバック制御
を速やかに実行する。 【解決手段】 本発明の電力変換装置は、交流電力を入
力して直流電力を出力するＰＷＭコンバータ装置に設け
られＰＷＭコンバータ装置から出力される直流出力電圧
が指令電圧にほぼ等しくなるようにフィードバック制御
するコンバータ制御手段を、指令電圧及び直流出力電圧
に基づいて電流指令値の比例項及び積分項を演算すると
共に、これら比例項及び積分項に基づいて電流指令値を
演算する演算手段と、直流出力電圧が上限電圧値に達し
たときに電流指令値が零になるように電流指令値の積分
項の値を補正する補正手段とを備えるように構成したも
のである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電力を入力し
て直流電力を出力するＰＷＭコンバータ装置を備えて成
る電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】インバータ装置によりモータ等を通電駆
動するようにした構成が、従来より、実用化されてい
る。そして、上記インバータ装置に供給する直流電力
を、ＰＷＭコンバータ装置により生成する構成が知られ
ている。例えば特公平４−１３６６号公報や特開平７−
２４１０７９号公報に記載されている。上記ＰＷＭコン
バータ装置は、複数のスイッチング素子を有してなるコ
ンバータ回路と、このコンバータ回路の入力端子と交流
電源との間を接続する電源ラインに設けられたリアクト
ルと、上記コンバータ回路の出力端子間に設けられた平
滑コンデンサと、上記コンバータ回路のスイッチング素
子をオンオフ制御するコンバータ制御回路とを有して構
成されている。

【０００３】ここで、上記コンバータ制御回路は、ＰＷ
Ｍコンバータ装置から出力される直流出力電圧（具体的
には、上記平滑コンデンサの端子間電圧）Ｖｄｃを検出
し、この直流出力電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊にほぼ
等しくなるようにフィードバック制御する機能を有して
いる。具体的には、コンバータ制御回路は、指令電圧Ｖ
ｄｃ＊と直流出力電圧Ｖｄｃとの電圧差を演算した後、
この電圧差に基づいて電流指令値Ｉ＊を演算し、この電
流指令値Ｉ＊を用いてコンバータ回路のスイッチング素
子をＰＷＭ制御するための制御信号を生成するように構
成されている。そして、上記電流指令値Ｉ＊を演算する
に当たっては、例えばＰＩ（比例積分）制御を行う演算
器を使用する構成があり、この構成の場合、上記電流指
令値Ｉ＊は比例項と積分項の和となる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上記した従来構成にお
いて、ＰＷＭコンバータ装置に接続された負荷（インバ
ータ装置及びモータ）が大きくなって、該負荷に流れる
電流がＰＷＭコンバータ装置の電流制限値以上なると、
ＰＷＭコンバータ装置の直流出力電圧Ｖｄｃが低下する
（図５の曲線Ｖ１のＶ１ａ部分参照）。そしてこの後、
負荷が減少すると、ＰＷＭコンバータ装置は、直流出力
電圧Ｖｄｃを指令電圧Ｖｄｃ＊まで上昇させる制御が行
われ、直流出力電圧Ｖｄｃが上昇する。

【０００５】このとき、上記直流出力電圧Ｖｄｃが指令
電圧Ｖｄｃ＊よりもかなり高くなる現象、即ち、オーバ
ーシュートが発生していた（図５の曲線Ｖ１のＶ１ｂ部
分参照）。そして、本発明者は、このようなオーバーシ
ュートが発生する原因を探求したところ、フィードバッ
ク制御のループにおいて、電流指令値Ｉ＊を演算により
求める場合に、電流指令値Ｉ＊の積分項が大きくなって
しまい、上記オーバーシュートに強く影響していること
がわかった。尚、上記オーバーシュートが発生した後
は、直流出力電圧Ｖｄｃは再び低下し、指令電圧Ｖｄｃ
＊を挟んで振動（上下動）しながら、やがて指令電圧Ｖ
ｄｃ＊に収束するようにフィードバック制御される構成
となっている。

【０００６】ここで、上記従来構成では、ＰＷＭコンバ
ータ装置から出力される直流出力電圧Ｖｄｃが指令電圧
Ｖｄｃ＊よりもかなり高くなるため、コンバータ回路の
各スイッチング素子や平滑コンデンサ等の耐圧を高くす
るように構成しなければならず、それだけ製造コストが
高くなるという欠点があった。また、オーバーシュート
が大きいため、変動した直流出力電圧Ｖｄｃが指令電圧
Ｖｄｃ＊に収束するまでに時間が長くかかる、即ち、フ
ィードバック制御の応答性が遅くなるという不具合もあ
った。

【０００７】そこで、本発明の目的は、ＰＷＭコンバー
タ装置から出力される直流出力電圧の変動を小さくする
ことができると共に、フィードバック制御の応答性を早
くすることができる電力変換装置を提供することにあ
る。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明の電力変換装置
は、交流電力を入力して直流電力を出力するＰＷＭコン
バータ装置と、このＰＷＭコンバータ装置に設けられ前
記ＰＷＭコンバータ装置から出力される直流出力電圧が
指令電圧にほぼ等しくなるようにフィードバック制御す
るコンバータ制御手段とを備えて成るものにおいて、前
記コンバータ制御手段は、前記指令電圧及び前記直流出
力電圧に基づいて電流指令値の比例項及び積分項を演算
すると共に、これら比例項及び積分項に基づいて電流指
令値を演算する演算手段と、前記直流出力電圧が上限電
圧値に達したときに前記電流指令値が零になるように前
記電流指令値の積分項の値を補正する補正手段とを備え
て構成されているところに特徴を有する。

【０００９】上記構成によれば、ＰＷＭコンバータ装置
から出力される直流出力電圧が上限電圧値に達したとき
に、電流指令値の積分項の値を補正して電流指令値が零
になるように構成したので、直流出力電圧は上限電圧値
までしか上昇しなくなる。このため、直流出力電圧の変
動を極力小さくすることができ、スイッチング素子や平
滑コンデンサ等の耐圧を低く構成することが可能にな
る。また、直流出力電圧のオーバーシュートが小さくな
るから、直流出力電圧が指令電圧に戻るまでにかかる時
間が短くなり、フィードバック制御の応答性が早くな
る。

【００１０】また、コンバータ制御手段を、前記指令電
圧と前記直流出力電圧との差に比例ゲインを乗じて電流
指令値の比例項を演算する比例演算手段と、前記指令電
圧と前記直流出力電圧との差を積分すると共にこの積分
値に積分ゲインを乗じて電流指令値の積分項を演算する
積分演算手段と、前記電流指令値の比例項と前記電流指
令値の積分項を加算して電流指令値を出力する加算手段
と、前記直流出力電圧が上限電圧値に達したときに前記
電流指令値が零になるように前記電流指令値の積分項の
値を補正する補正手段とを備えるように構成することも
好ましい。

【００１１】更に、コンバータ制御手段を、前記指令電
圧と前記直流出力電圧との差を積分すると共にこの積分
値に積分ゲインを乗じて電流指令値の積分項を演算する
積分演算手段と、前記直流出力電圧に比例ゲインを乗じ
て電流指令値の比例項を演算する比例演算手段と、前記
電流指令値の積分項から前記電流指令値の比例項を減算
して電流指令値を出力する減算手段と、前記直流出力電
圧が上限電圧値に達したときに前記電流指令値が零にな
るように前記電流指令値の積分項の値を補正する補正手
段とを備えるように構成することも良い構成である。

【００１２】更にまた、上記各構成において、補正手段
は、前記直流出力電圧が下限電圧値に達したときに前記
電流指令値が零になるように前記電流指令値の積分項の
値を補正するように構成されていることがより一層好ま
しい。

【００１３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の第１の実施例につ
いて図１ないし図５を参照しながら説明する。まず、図
２は、モータを通電駆動するインバータ装置に対してＰ
ＷＭコンバータ装置から直流電力を供給するように構成
した装置全体の電気的構成を概略的に示す図である。

【００１４】この図２に示すように、３相交流電源１か
ら交流電源ライン１ａ、１ｂ、１ｃが導出され、これら
交流電源ライン１ａ、１ｂ、１ｃはリアクトル２ａ、２
ｂ、２ｃを介してコンバータ回路３の入力端子に接続さ
れている。このコンバータ回路３は、複数のスイッチン
グ素子である例えば６個のスイッチングトランジスタ３
ａを３相ブリッジ接続すると共に、各スイッチングトラ
ンジスタ３ａにフリーホイールダイオード３ｂを逆並列
接続して構成されている。上記各スイッチングトランジ
スタ３ａは、例えばＩＧＢＴやＦＥＴ等から構成されて
いる。

【００１５】上記コンバータ回路３の出力端子には、平
滑コンデンサ４が接続されていると共に、直流電源ライ
ン５ａ、５ｂが接続されている。そして、これら直流電
源ライン５ａ、５ｂは、インバータ回路６の入力端子に
接続されている。このインバータ回路６は、複数のスイ
ッチング素子である例えば６個のスイッチングトランジ
スタ６ａを３相ブリッジ接続すると共に、各スイッチン
グトランジスタ６ａにフリーホイールダイオード６ｂを
逆並列接続して構成されている。上記各スイッチングト
ランジスタ６ａは、例えばＩＧＢＴやＦＥＴ等から構成
されている。

【００１６】また、インバータ回路６の３相の出力端子
６ｕ，６ｖ，６ｗは、モータ７の巻線に接続されてい
る。このモータ７は、誘導モータ、ブラシレスモータ、
スイッチドリラクタンスモータ（ＳＲモータ）等のモー
タから構成されており、インバータ装置により可変速運
転制御が可能なモータである。上記モータ７の回転速度
ωは、例えばロータリエンコーダからなる速度検出器８
により検出されるように構成されている。この速度検出
器８は、モータ７の回転速度ωを検出して、回転速度検
出信号ωを出力するように構成されている。

【００１７】一方、直流電源ライン５ａ、５ｂ間の直流
出力電圧（平滑コンデンサ４の端子間電圧）Ｖｄｃは、
電圧検出器９により検出されるように構成されている。
この電圧検出器９は、直流電源ライン５ａ、５ｂ間の電
圧Ｖｄｃを検出して、電圧検出信号Ｖｄｃを出力するよ
うに構成されている。

【００１８】また、３相交流電源１から供給される３相
交流の各位相は、交流電源ライン１ａ、１ｂ、１ｃに接
続された電源位相検出器１０により検出されるように構
成されている。この電源位相検出器１０は、３相交流の
各位相を検出して、３相交流の位相検出信号を出力する
ように構成されている。更に、コンバータ回路３に入力
される３相交流の各電流は、交流電源ライン１ａ、１
ｂ、１ｃにおけるリアクトル２ａ、２ｂ、２ｃとコンバ
ータ回路３との間の部分に設けられた電流検出器１１
ａ、１１ｂ、１１ｃにより検出されるように構成されて
いる。これら電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃは、コ
ンバータ回路３に入力される３相交流の各相の電流を検
出して、これら検出した電流検出信号を出力するように
構成されている。

【００１９】さて、上記コンバータ回路３の各スイッチ
ングトランジスタ３ａは、コンバータ制御手段である例
えばコンバータ制御回路１２によりオンオフ制御される
ように構成されている。このコンバータ制御回路１２
は、加減算器１３と電圧制御演算器１４と３相の乗算器
１５ａ、１５ｂ、１５ｃと３相の加減算器１６ａ、１６
ｂ、１６ｃと３相の電流制御演算器１７ａ、１７ｂ、１
７ｃとＰＷＭベースドライブ回路１８とから構成されて
いる。

【００２０】ここで、加減算器１３及び電圧制御演算器
１４は、電圧検出器９からの電圧Ｖｄｃを負帰還量とし
て電圧フィードバック制御を行うための回路である。こ
の場合、上記加減算器１３は、外部から与えられた指令
電圧Ｖｄｃ＊と前記電圧検出器９により検出された直流
電源ライン５ａ、５ｂ間の電圧Ｖｄｃを加減算して（Ｖ
ｄｃ＊−Ｖｄｃ）、その計算結果を出力する。そして、
上記電圧制御演算器１４は、加減算器１３からの出力で
ある電圧差（Ｖｄｃ＊−Ｖｄｃ）と電圧検出器９からの
電圧Ｖｄｃとを入力し、これらに基づいて電流指令値Ｉ
ｐ＊を演算し、この演算した電流指令値Ｉｐ＊を出力す
るように構成されている。この電流指令値Ｉｐ＊の具体
的演算方法、即ち、電圧制御演算器１４の具体的構成に
ついては、後述する。

【００２１】そして、上記電流指令値Ｉｐ＊は、電源位
相検出器１０により検出された３相交流の各位相信号、
即ち、３相正弦波信号の振幅を決定するための指令値で
ある。そこで、３相の乗算器１５ａ、１５ｂ、１５ｃ
は、電源位相検出器１０からの３相正弦波信号（３相交
流の各位相信号）に電圧制御演算器１４からの電流指令
値Ｉｐ＊を乗ずる計算を行い、これら計算結果として３
相正弦波電流信号を出力するように構成されている。

【００２２】また、３相の加減算器１６ａ、１６ｂ、１
６ｃ及び３相の電流制御演算器１７ａ、１７ｂ、１７ｃ
は、電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃからの電流信号
を負帰還量として電流制御のループ（この電流制御ルー
プはマイナーループである）を構成するための回路であ
る。この場合、上記加減算器１６ａ、１６ｂ、１６ｃ
は、乗算器１５ａ、１５ｂ、１５ｃからの３相正弦波電
流信号と電流検出器１１ａ、１１ｂ、１１ｃからの電流
信号を加減算して（具体的には、上記３相正弦波電流信
号から上記電流信号を減算して）、その計算結果を出力
する。

【００２３】そして、電流制御演算器１７ａ、１７ｂ、
１７ｃは、加減算器１６ａ、１６ｂ、１６ｃからの出力
を入力して、この出力に基づいてＰＷＭ制御のデューテ
ィを指令する信号を求める演算を実行し、この演算した
信号（即ち、ＰＷＭ制御のデューティを指令する信号）
をＰＷＭベースドライブ回路１８に与えるように構成さ
れている。

【００２４】上記ＰＷＭベースドライブ回路１８は、電
流制御演算器１７ａ、１７ｂ、１７ｃからの出力信号を
入力し、これら出力信号に基づいてコンバータ回路３の
各スイッチングトランジスタ３ａをスイッチングする信
号を生成し、これらスイッチング信号を上記各スイッチ
ングトランジスタ３ａのベースに与えるように構成され
ている。これにより、コンバータ回路３の各スイッチン
グトランジスタ３ａが上記スイッチング信号に応じてス
イッチング（オンオフ）され、もって、直流電源ライン
５ａ、５ｂ間の電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊にほぼ等
しくなるようなフィードバック制御が実行されるように
構成されている。

【００２５】この構成の場合、コンバータ回路３、平滑
コンデンサ４、電源位相検出器１０、電流検出器１１
ａ、１１ｂ、１１ｃ、コンバータ制御回路１２等からＰ
ＷＭコンバータ装置１９が構成されている。

【００２６】ここで、コンバータ制御回路１２の電圧制
御増幅器１４の具体的構成について、図１を参照して説
明する。この図１に示すように、電圧制御増幅器１４
は、比例演算回路２０と積分演算回路２１と加算回路２
２と補正回路２３とから構成されている。上記比例演算
回路２０は、加減算器１３から出力される電圧差（Ｖｄ
ｃ＊−Ｖｄｃ）を入力して、これに比例ゲインＫｐを乗
ずる演算を実行し、この演算結果を電流指令値Ｉｐ＊の
比例項Ｉｐｐ＊として出力するように構成されている。
この場合、比例演算回路２０が本発明の比例演算手段を
構成している。

【００２７】また、積分演算回路２１は、加減算器１３
から出力される電圧差（Ｖｄｃ＊−Ｖｄｃ）を入力し
て、これを予め決められた設定時間（積分区間）の間、
時間積分する積分演算を実行すると共に、この積分結果
（（Ｖｄｃ＊−Ｖｄｃ）／ｓ）に積分ゲインＫｉを乗ず
る演算を実行し、この演算結果を電流指令値Ｉｐ＊の積
分項Ｉｉｐ＊として出力するように構成されている。こ
の場合、積分演算回路２１が本発明の積分演算手段を構
成している。

【００２８】そして、加算回路２２は、比例演算回路２
０から出力される比例項Ｉｐｐ＊と積分演算回路２１か
ら出力される積分項Ｉｉｐ＊を加算する計算を行い、加
算結果を電流指令値Ｉｐ＊として出力するように構成さ
れている。この場合、加算回路２２が本発明の加算手段
を構成している。また、上記構成の場合、電圧制御演算
器１４は、いわゆるＰＩ制御（比例積分制御）の演算を
実行することにより、電流指令値Ｉｐ＊を出力する構成
となっている。尚、上記比例演算回路２０、積分演算回
路２１及び加算回路２２から本発明の演算手段が構成さ
れている。

【００２９】さて、補正回路２３は、電圧検出器９によ
り検出された直流出力電圧Ｖｄｃと予め決められた上限
電圧値Ｖｄｃｍａｘとを比較し、Ｖｄｃ＜Ｖｄｃｍａｘ
のときは、加算回路２２から出力された電流指令値Ｉｐ
＊をそのまま出力するように構成されている。そして、
補正回路２３は、Ｖｄｃ≧Ｖｄｃｍａｘ且つＩｐ＊＞０
のときは、加算回路２２から出力された電流指令値Ｉｐ
＊を零にして（Ｉｐ＊＝０）出力すると共に、電流指令
値Ｉｐ＊が零になるように積分項Ｉｉｐ＊の値を変更す
る、具体的には、積分演算回路２１から出力される積分
項Ｉｉｐ＊の値を「−Ｉｐｐ＊」に変更するように構成
されている。

【００３０】ここで、上記補正回路２３の制御内容をフ
ローチャートで表わすと、図３に示すようになってい
る。即ち、まず図３のステップＳ１において、直流出力
電圧Ｖｄｃが上限電圧値Ｖｄｃｍａｘ以上であるか否か
（Ｖｄｃ≧Ｖｄｃｍａｘであるか否か）を判断する。こ
こで、Ｖｄｃ≧Ｖｄｃｍａｘでなければ、ステップＳ１
にて「ＮＯ」へ進み、何もしないでリターンする。

【００３１】一方、Ｖｄｃ≧Ｖｄｃｍａｘであれば、ス
テップＳ１にて「ＹＥＳ」へ進み、電流指令値Ｉｐ＊が
零より大きいか否か（Ｉｐ＊＞０であるか否か）を判断
する（ステップＳ２）。ここで、Ｉｐ＊＞０でなけれ
ば、ステップＳ２にて「ＮＯ」へ進み、何もしないでリ
ターンする。これに対して、Ｉｐ＊＞０であれば、ステ
ップＳ２にて「ＹＥＳ」へ進み、積分項Ｉｉｐ＊の値
を、比例項Ｉｐｐ＊の値に負を付けた値に変更する（Ｉ
ｉｐ＊＝−Ｉｐｐ＊）処理を行う（ステップＳ３）。こ
れにより、電流指令値Ｉｐ＊が零に変更されるようにな
っている。上記ステップＳ３の処理の後は、リターンす
るように構成されている。そして、ＰＷＭコンバータ装
置１９が動作している間、上述したステップＳ１〜Ｓ３
の処理が繰り返し実行されるように構成されている。

【００３２】一方、図２に示すように、上記ＰＷＭコン
バータ装置１９の平滑コンデンサ４に接続されたインバ
ータ回路６の各スイッチングトランジスタ６ａは、イン
バータ制御手段であるインバータ制御回路２４によりオ
ンオフ制御されるように構成されている。このインバー
タ制御回路２４は、例えばＰＷＭ制御を行う周知構成の
制御回路であり、加減算器２５、速度制御演算器２６、
電流制御演算器２７及びＰＷＭベースドライブ回路２８
から構成されている。

【００３３】ここで、加減算器２５及び速度制御演算器
２６は、速度検出器８により検出されたモータ７の回転
速度ωを負帰還量として速度制御のループを構成するた
めの回路である。この場合、加減算器２５は、外部から
与えられた回転速度指令ω＊と速度検出器８からの回転
速度信号ωを加減算（ω＊−ω）して、その計算結果を
出力する。そして、速度制御演算器２６は、加減算器２
５からの出力を入力して演算（増幅）し、この演算した
モータ電流指令信号Ｉ_Ｍ＊を電流制御演算器２７へ与え
るように構成されている。電流制御演算器２７は、速度
制御演算器２６からのモータ電流指令信号Ｉ_Ｍ＊を入力
して演算（増幅）し、この演算した信号をＰＷＭベース
ドライブ回路２８へ与えるように構成されている。

【００３４】更に、ＰＷＭベースドライブ回路２８は、
電流制御演算器２７からの出力信号を入力し、この出力
信号に基づいてインバータ回路６の各スイッチングトラ
ンジスタ６ａをスイッチングする信号を生成し、これら
スイッチング信号を上記各スイッチングトランジスタ６
ａのベースに与えるように構成されている。これによ
り、インバータ回路６の各スイッチングトランジスタ６
ａがスイッチングされ、もって、モータ７の回転速度ω
が指令回転速度ω＊にほぼ等しくなるようにフィードバ
ック制御が実行されるようになっている。この構成の場
合、インバータドライブ回路６、速度検出器８、インバ
ータ制御回路２４等からインバータ装置２９が構成され
ている。

【００３５】そして、上記構成においては、ＰＷＭコン
バータ装置１９によって、直流電源ライン５ａ、５ｂ間
の電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊に保持されるように制
御される。そして、インバータ装置２９によって、モー
タ７の回転速度ωが指令回転速度ω＊に保持されるよう
に制御される。

【００３６】ここで、モータ７が力行運転されるとき
は、ＰＷＭコンバータ装置１９により３相交流電源１か
らの交流電力が直流電力に変換されて、該直流電力が直
流電源ライン５ａ、５ｂへ供給されるようになってい
る。そして、この直流電力がインバータ装置２９により
モータ７へ供給される構成となっている。一方、モータ
７が回生運転されるときは、モータ７で発生した電力は
インバータ装置２９により直流電源ライン５ａ、５ｂ
（平滑コンデンサ４）へ供給され、この供給された直流
電力はＰＷＭコンバータ装置１９により３相交流電源１
へ回生されるように構成されている。

【００３７】そして、上記構成の場合、ＰＷＭコンバー
タ装置１９を使用しているので、電源側力率を１に保つ
ことができるから効率が高くなると共に、電源側に発生
する高調波を低減することができ、また、電源側へ電力
を回生するから消費電力を低減することができる。

【００３８】次に、ＰＷＭコンバータ装置１９の起動時
に、並びに、モータ７の負荷の大きさが変動したとき
に、ＰＷＭコンバータ装置１９からの直流出力電圧Ｖｄ
ｃが指令電圧Ｖｄｃ＊よりも大きくなる場合（オーバー
シュートが発生する場合）の動作について、図４及び図
５も参照して説明する。まず、ＰＷＭコンバータ装置１
９の起動時の動作について、図４に従って説明する。

【００３９】この図４に示すように、ＰＷＭコンバータ
装置１９を動作させると、直流出力電圧Ｖｄｃは、初期
電圧Ｖｄｃ０（交流電源１の波高値またはピーク値）か
ら実線Ｖ２で示すように上昇し、指令電圧Ｖｄｃ＊を越
えて上昇する。そして、直流出力電圧Ｖｄｃが上限電圧
値Ｖｄｃｍａｘに達すると、図３のステップＳ１にて
「ＹＥＳ」へ進み、更に、ステップＳ２にて「ＹＥＳ」
へ進み、積分項Ｉｉｐ＊の値をＩｉｐ＊＝−Ｉｐｐ＊と
する（ステップＳ３）。

【００４０】これにより、電圧制御増幅器１４から出力
される電流指令値Ｉｐ＊が零になるから、直流出力電圧
Ｖｄｃが上昇しなくなり、直流出力電圧Ｖｄｃは、図４
中破線で示すように、下降して、指令電圧Ｖｄｃ＊に速
やかに収束するようになる。従って、上記構成の場合、
直流出力電圧Ｖｄｃのオーバーシュートが上限電圧値Ｖ
ｄｃｍａｘ程度となるから、従来構成（図４中の実線Ｖ
２のＶ２ａ部分で示すオーバーシュート）に比べて、直
流出力電圧Ｖｄｃの上昇（変動）を小さくすることがで
きる。

【００４１】次に、図５を参照して、モータ７の負荷の
大きさが変動したとき、具体的には、ＰＷＭコンバータ
装置１９に接続された負荷（インバータ装置２９及びモ
ータ７）が大きくなって、該負荷に流れる電流がＰＷＭ
コンバータ装置１９の電流制限値以上になった場合の動
作について説明する。この場合、負荷に流れる電流がＰ
ＷＭコンバータ装置１９の電流制限値以上なると、ＰＷ
Ｍコンバータ装置１９の直流出力電圧Ｖｄｃが低下する
（図５の曲線Ｖ１のＶ１ａ部分参照）。

【００４２】そしてこの後、負荷が減少すると、ＰＷＭ
コンバータ装置１９は、直流出力電圧Ｖｄｃを指令電圧
Ｖｄｃ＊まで上昇させる制御を行う。これにより、直流
出力電圧Ｖｄｃが上昇、指令電圧Ｖｄｃ＊を越えて上昇
する。そして、直流出力電圧Ｖｄｃが上限電圧値Ｖｄｃ
ｍａｘに達すると、図３のステップＳ１にて「ＹＥＳ」
へ進み、更に、ステップＳ２にて「ＹＥＳ」へ進み、積
分項Ｉｉｐ＊の値をＩｉｐ＊＝−Ｉｐｐ＊とする（ステ
ップＳ３）。これにより、電圧制御増幅器１４から出力
される電流指令値Ｉｐ＊が零になるから、直流出力電圧
Ｖｄｃが上昇しなくなり、直流出力電圧Ｖｄｃは、図５
中破線で示すように、下降して、指令電圧Ｖｄｃ＊に速
やかに収束するようになる。

【００４３】この構成の場合、直流出力電圧Ｖｄｃのオ
ーバーシュートが上限電圧値Ｖｄｃｍａｘ程度となるか
ら、従来構成（図５中の実線Ｖ１のＶ１ａ部分で示すオ
ーバーシュート）に比べて、直流出力電圧Ｖｄｃの上昇
（変動）を小さくすることができる。

【００４４】このような構成の本実施例によれば、ＰＷ
Ｍコンバータ装置１９の起動時やモータ７の負荷が大き
くなったときに、ＰＷＭコンバータ装置１９から出力さ
れる直流出力電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊を越えて上
昇する場合、直流出力電圧Ｖｄｃのオーバーシュートは
上限電圧値Ｖｄｃｍａｘよりも大きくならないから、従
来構成に比べて、直流出力電圧Ｖｄｃの上昇量を小さく
することができる。この結果、ＰＷＭコンバータ装置１
９内のスイッチングトランジスタ３ａや平滑コンデンサ
４等の耐圧を低く構成することが可能になり、その分だ
け製造コストを低減することができる。

【００４５】また、上記実施例では、直流出力電圧Ｖｄ
ｃの上昇量（オーバーシュート）が小さくなるから、直
流出力電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊に戻る（収束す
る）までにかかる時間が短くなる。従って、ＰＷＭコン
バータ装置１９のフィードバック制御の応答性が向上す
る。

【００４６】尚、上記実施例においては、ＰＷＭコンバ
ータ装置１９のコンバータ制御回路１２のフィードバッ
ク制御機能を、図１及び図２に示すような機能ブロック
で実現するように構成したが、これに限られるものでは
なく、コンバータ制御回路１２をマイクロコンピュータ
により構成すると共に、そのフィードバック制御機能を
制御プログラムにより実現するように構成しても良い。

【００４７】また、上記実施例では、図３のステップＳ
１において、Ｖｄｃ≧Ｖｄｃｍａｘであるか否かを判断
するように構成したが、これに代えて、Ｖｄｃ＞Ｖｄｃ
ｍａｘであるか否かを判断するように構成しても良い。
このように構成した場合も、実質的に同じ制御を実行す
ることができるから、同じ作用効果を得ることができ
る。

【００４８】図６及び図７は本発明の第２の実施例を示
すものであり、第１の実施例と異なるところを説明す
る。尚、第１の実施例と同じ部分には同じ符号を付して
いる。上記第２の実施例では、ＰＩ制御を行う電圧制御
演算器１４に代えて、いわゆるＩＰ制御を行う電圧制御
演算器３０を使用し、この電圧制御演算器３０から電流
指令値Ｉｐ＊を出力するように構成している。

【００４９】上記電圧制御増幅器３０は、図６に示すよ
うに、積分演算回路２１と加減算器３１と比例演算回路
２０と加減算器３２と補正回路３３とから構成されてい
る。上記積分演算回路２１は、加減算器１３から出力さ
れる電圧差（Ｖｄｃ＊−Ｖｄｃ）を入力して、これを予
め決められた設定時間（積分区間）の間、時間積分する
積分演算を実行すると共に、この積分結果（（Ｖｄｃ＊
−Ｖｄｃ）／ｓ）に積分ゲインＫｉを乗ずる演算を実行
し、この演算結果を電流指令値Ｉｐ＊の積分項Ｉｉｐ＊
として出力するように構成されている。

【００５０】また、加減算器３１は、電圧検出器９によ
り検出した直流出力電圧Ｖｄｃから交流電源１の波高値
またはピーク値である電圧Ｖｄｃ０を減算し、減算結果
（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ０）を比例演算回路２０へ与えるよう
に構成されている。この比例演算回路２０は、加減算器
３１から出力される電圧差（Ｖｄｃ−Ｖｄｃ０）を入力
して、これに比例ゲインＫｐを乗ずる演算を実行し、こ
の演算結果を電流指令値Ｉｐ＊の比例項Ｉｐｐ＊として
出力するように構成されている。この場合、電圧差（Ｖ
ｄｃ−Ｖｄｃ０）において、Ｖｄｃ０は交流電源１のピ
ーク値等の定数であるから、比例演算回路２０は、実質
的に直流出力電圧Ｖｄｃに比例ゲインＫｐを乗ずる演算
を行う機能を実現しており、本発明の比例演算手段を構
成している。

【００５１】そして、加減算器３２は、積分演算回路２
１から出力される積分項Ｉｉｐ＊から、比例演算回路２
０から出力される比例項Ｉｐｐ＊を減算する計算を行
い、この減算結果を電流指令値Ｉｐ＊として出力するよ
うに構成されている。この場合、加減算器３２が本発明
の減算手段を構成している。

【００５２】また、補正回路３３は、電圧検出器９によ
り検出された直流出力電圧Ｖｄｃと上限電圧値Ｖｄｃｍ
ａｘとを比較し、Ｖｄｃ＜Ｖｄｃｍａｘのときは、加減
算回路３２から出力された電流指令値Ｉｐ＊をそのまま
出力するように構成されている。そして、補正回路３３
は、Ｖｄｃ≧Ｖｄｃｍａｘ且つＩｐ＊＞０のときは、加
減算回路３２から出力された電流指令値Ｉｐ＊を零にし
て（Ｉｐ＊＝０）出力すると共に、電流指令値Ｉｐ＊が
零になるように積分項Ｉｉｐ＊の値を変更する、具体的
には、積分演算回路２１から出力される積分項Ｉｉｐ＊
の値を「Ｉｐｐ＊」に変更するように構成されている。

【００５３】ここで、上記補正回路３３の制御内容をフ
ローチャートで表わすと、図７に示すようになってい
る。即ち、まず図７のステップＳ１０１において、直流
出力電圧Ｖｄｃが上限電圧値Ｖｄｃｍａｘ以上であるか
否か（Ｖｄｃ≧Ｖｄｃｍａｘであるか否か）を判断す
る。ここで、Ｖｄｃ≧Ｖｄｃｍａｘでなければ、ステッ
プＳ１０１にて「ＮＯ」へ進み、何もしないでリターン
する。

【００５４】一方、Ｖｄｃ≧Ｖｄｃｍａｘであれば、ス
テップＳ１０１にて「ＹＥＳ」へ進み、電流指令値Ｉｐ
＊が零より大きいか否か（Ｉｐ＊＞０であるか否か）を
判断する（ステップＳ１０２）。ここで、Ｉｐ＊＞０で
なければ、ステップＳ１０２にて「ＮＯ」へ進み、何も
しないでリターンする。これに対して、Ｉｐ＊＞０であ
れば、ステップＳ１０２にて「ＹＥＳ」へ進み、積分項
Ｉｉｐ＊の値を、比例項Ｉｐｐ＊の値に変更する（Ｉｉ
ｐ＊＝Ｉｐｐ＊）処理を行う（ステップＳ１０３）。こ
れにより、電流指令値Ｉｐ＊が零に変更されるようにな
っている。上記ステップＳ１０３の処理の後は、リター
ンするように構成されている。

【００５５】そして、上記した構成によれば、ＰＷＭコ
ンバータ装置１９の起動時またはモータ７の負荷の大き
さが変動したときなどには、ＰＷＭコンバータ装置１９
からの直流出力電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊よりも大
きくなることがあり（図４及び図５参照）、このような
場合、補正回路３３が図７に示すように動作する。これ
により、ＰＷＭコンバータ装置１９からの直流出力電圧
Ｖｄｃは、上限電圧値Ｖｄｃｍａｘを越えることがなく
なり、図４及び図５中破線で示すように、下降して、指
令電圧Ｖｄｃ＊に速やかに収束するようになる。従っ
て、直流出力電圧Ｖｄｃのオーバーシュートを上限電圧
値Ｖｄｃｍａｘ程度、即ち、オーバーシュートを小さく
することができると共に、フィードバック制御の応答性
を早くすることができる。

【００５６】尚、上記第２の実施例においては、電圧制
御演算器３０によりＩＰ制御を実行するように構成した
ので、ＰＷＭコンバータ装置１９の起動時に、ＰＷＭコ
ンバータ装置１９からの直流出力電圧Ｖｄｃがオーバー
シュートすることはほとんどなくなる（オーバーシュー
トが極めて小さくなる）。

【００５７】また、上述した以外の第２の実施例の構成
は、第１の実施例と同じ構成となっている。従って、第
２の実施例においても、第１の実施例とほぼ同じ作用効
果を得ることができる。更に、第２の実施例において
も、第１の実施例と同様にして種々変形することができ
る。

【００５８】図８ないし図１０は本発明の第３の実施例
を示すものであり、第１の実施例と異なるところを説明
する。尚、第１の実施例と同じ部分には同じ符号を付し
ている。上記第３の実施例では、電圧制御演算器１４の
補正回路２３に次に述べる制御機能（図８のフローチャ
ート参照）を持たせ、ＰＷＭコンバータ装置１９から出
力される直流出力電圧Ｖｄｃにいわゆるアンダーシュー
トが発生した場合に、そのアンダーシュートを小さくす
るように構成している。

【００５９】まず、モータ７を回生運転したときに発生
する上記直流出力電圧Ｖｄｃのアンダーシュートについ
て、図９に従って説明する。モータ７を回生運転する
と、図９に示すように、回生電力により、直流出力電圧
Ｖｄｃが一旦上昇した後、下降し、指令電圧Ｖｄｃ＊よ
りもかなり小さくなる現象、即ち、アンダーシュートが
発生する（図９において実線Ｖ３の部分Ｖ３ａ参照）。
そして、この後は、直流出力電圧Ｖｄｃは再び上昇して
指令電圧Ｖｄｃ＊に収束するようにフィードバック制御
される構成となっている。

【００６０】これに対して、第３の実施例では、補正回
路２３内に、指令電圧Ｖｄｃ＊よりも少し低い下限電圧
Ｖｄｃｍｉｎを設定しておくと共に、補正回路２３によ
り図８のフローチャートで示す制御を実行するように構
成されている。即ち、まず図８のステップＳ２０１にお
いて、直流出力電圧Ｖｄｃが下限電圧値Ｖｄｃｍｉｎ以
下であるか否か（Ｖｄｃ≦Ｖｄｃｍｉｎであるか否か）
を判断する。ここで、Ｖｄｃ≦Ｖｄｃｍｉｎでなけれ
ば、ステップＳ２０１にて「ＮＯ」へ進み、何もしない
でリターンする。

【００６１】一方、Ｖｄｃ≦Ｖｄｃｍｉｎであれば、ス
テップＳ２０１にて「ＹＥＳ」へ進み、電流指令値Ｉｐ
＊が零より大きいか否か（Ｉｐ＊＜０であるか否か）を
判断する（ステップＳ２０２）。ここで、Ｉｐ＊＜０で
なければ、ステップＳ２０２にて「ＮＯ」へ進み、何も
しないでリターンする。これに対して、Ｉｐ＊＜０であ
れば、ステップＳ２０２にて「ＹＥＳ」へ進み、電流指
令値Ｉｐ＊が零になるように積分項Ｉｉｐ＊の値を変更
する（ステップＳ２０３）。具体的には、積分項Ｉｉｐ
＊の値を、比例項Ｉｐｐ＊の値に負を付けた値に変更す
る（Ｉｉｐ＊＝−Ｉｐｐ＊）処理を行う。これにより、
電流指令値Ｉｐ＊が零に変更される。上記ステップＳ２
０３の処理の後は、リターンするように構成されてい
る。

【００６２】これにより、ＰＷＭコンバータ装置１９か
らの直流出力電圧Ｖｄｃは、下限電圧値Ｖｄｃｍｉｎよ
りも小さくなることがなくなり、図９中破線で示すよう
に、上昇して、指令電圧Ｖｄｃ＊に速やかに収束するよ
うになる。従って、直流出力電圧Ｖｄｃのアンダーシュ
ートを下限電圧値Ｖｄｃｍｉｎ程度、即ち、アンダーシ
ュートを小さくすることができ、フィードバック制御の
応答性を早くすることができる。

【００６３】また、直流出力電圧Ｖｄｃのアンダーシュ
ートが発生する場合として、例えば直流出力電圧Ｖｄｃ
（指令電圧Ｖｄｃ＊）を下げる場合がある。この場合、
図１０に示すように、指令電圧Ｖｄｃ＊を第２の指令電
圧Ｖｄｃ１＊に低下させると、直流出力電圧Ｖｄｃは指
令電圧Ｖｄｃ１＊よりもかなり小さくなる現象、即ち、
アンダーシュートが発生する（図１０において実線Ｖ４
の部分Ｖ４ａ参照）。そしてこの後は、直流出力電圧Ｖ
ｄｃは再び上昇して第２の指令電圧Ｖｄｃ１＊に収束す
るようにフィードバック制御される構成となっている。

【００６４】これに対して、上記第３の実施例では、補
正回路２３内に、下げた指令電圧Ｖｄｃ１＊よりも少し
低い電圧の第２の下限電圧Ｖｄｃｍｉｎ１を設定してお
くと共に、補正回路２３により図８のフローチャートで
示す制御とほぼ同じ制御を実行するように構成されてい
る。この場合、図８に記載された下限電圧Ｖｄｃｍｉｎ
を上記第２の下限電圧Ｖｄｃｍｉｎ１に置き換えて制御
を実行するように構成されている。

【００６５】これにより、電流指令値Ｉｐ＊が零に変更
されるから、直流出力電圧Ｖｄｃは、第２の下限電圧値
Ｖｄｃｍｉｎ１りも小さくなることがなくなり、図１０
中破線で示すように、上昇して、第２の指令電圧Ｖｄｃ
１＊に速やかに収束するようになる。従って、直流出力
電圧Ｖｄｃのアンダーシュートを第２の下限電圧値Ｖｄ
ｃｍｉｎ１程度、即ち、アンダーシュートを小さくする
ことができ、フィードバック制御の応答性を早くするこ
とができる。

【００６６】尚、上記第３の実施例では、補正回路２３
に、オーバーシュートを小さくする機能と、アンダーシ
ュートを小さくする機能とを持たせるように構成した
が、これに代えて、アンダーシュートを小さくする機能
だけを持たせるように構成しても良い。

【００６７】また、第２の実施例の電圧制御演算器３０
の補正回路３３に、上述した第３の実施例のアンダーシ
ュートを小さくする機能（図８のフローチャート参照）
と同じ機能を持たせるように構成しても良い。更に、こ
の構成の場合、オーバーシュートを小さくする機能を持
たせることを止めて、アンダーシュートを小さくする機
能だけを持たせるように構成しても良い。

【００６８】

【発明の効果】本発明は以上の説明から明らかなよう
に、指令電圧及び直流出力電圧に基づいて電流指令値の
比例項及び積分項を演算すると共にこれら比例項及び積
分項に基づいて電流指令値を演算する演算手段と、直流
出力電圧が上限電圧値に達したときに電流指令値が零に
なるように電流指令値の積分項の値を補正する補正手段
とを備える構成としたので、ＰＷＭコンバータ装置から
出力される直流出力電圧の変動を小さくすることができ
ると共に、フィードバック制御を速やかに実行すること
ができるという優れた効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示す電圧制御演算器及
びその周辺のブロック図

【図２】ＰＷＭコンバータ装置及びインバータ装置全体
の電気的構成図

【図３】フローチャート

【図４】モータ起動時の電圧の変化を示す図

【図５】負荷に流れる電流がＰＷＭコンバータ装置の電
流制限値以上になったときの電圧の変化を示す図

【図６】本発明の第２の実施例を示す図１相当図

【図７】図３相当図

【図８】本発明の第３の実施例を示す図３相当図

【図９】モータ回生運転時の電圧の変化を示す図

【図１０】ＰＷＭコンバータ装置の直流出力電圧を下げ
た場合の電圧の変化を示す図

【符号の説明】

１は３相交流電源、２ａ、２ｂ、２ｃはリアクトル、３
はコンバータ回路、３ａはスイッチングトランジスタ、
４は平滑コンデンサ、６はインバータ回路、６ａはスイ
ッチングトランジスタ、７はモータ、９は電圧検出器、
１２はコンバータ制御回路（コンバータ制御手段）、１
３は加減算器、１４は電圧制御演算器、１５ａ、１５
ｂ、１５ｃは乗算器、１６ａ、１６ｂ、１６ｃは加減算
器、１７ａ、１７ｂ、１７ｃは電流制御演算器、１８は
ＰＷＭベースドライブ回路、１９はＰＷＭコンバータ装
置、２０は比例演算回路（比例演算手段）、２１は積分
演算回路（積分演算手段）、２２は加算回路（加算手
段）、２３は補正回路（補正手段）、２４はインバータ
制御回路、２９はインバータ装置、３０は電圧制御演算
器、３１は加減算器、３２は加減算器（減算手段）、３
３は補正回路（補正手段）を示す。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電力を入力して直流電力を出力する
   ＰＷＭコンバータ装置と、このＰＷＭコンバータ装置に
   設けられ前記ＰＷＭコンバータ装置から出力される直流
   出力電圧が指令電圧にほぼ等しくなるようにフィードバ
   ック制御するコンバータ制御手段とを備えて成る電力変
   換装置において、 前記コンバータ制御手段は、前記指令電圧及び前記直流
   出力電圧に基づいて電流指令値の比例項及び積分項を演
   算すると共に、これら比例項及び積分項に基づいて電流
   指令値を演算する演算手段と、 前記直流出力電圧が上限電圧値に達したときに前記電流
   指令値が零になるように前記電流指令値の積分項の値を
   補正する補正手段とを備えて構成されていることを特徴
   とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 交流電力を入力して直流電力を出力する
   ＰＷＭコンバータ装置と、このＰＷＭコンバータ装置に
   設けられ前記ＰＷＭコンバータ装置から出力される直流
   出力電圧が指令電圧にほぼ等しくなるようにフィードバ
   ック制御するコンバータ制御手段とを備えて成る電力変
   換装置において、 前記コンバータ制御手段は、前記指令電圧と前記直流出
   力電圧との差に比例ゲインを乗じて電流指令値の比例項
   を演算する比例演算手段と、 前記指令電圧と前記直流出力電圧との差を積分すると共
   にこの積分値に積分ゲインを乗じて電流指令値の積分項
   を演算する積分演算手段と、 前記電流指令値の比例項と前記電流指令値の積分項を加
   算して電流指令値を出力する加算手段と、 前記直流出力電圧が上限電圧値に達したときに前記電流
   指令値が零になるように前記電流指令値の積分項の値を
   補正する補正手段とを備えて構成されていることを特徴
   とする電力変換装置。
3. 【請求項３】 交流電力を入力して直流電力を出力する
   ＰＷＭコンバータ装置と、このＰＷＭコンバータ装置に
   設けられ前記ＰＷＭコンバータ装置から出力される直流
   出力電圧が指令電圧にほぼ等しくなるようにフィードバ
   ック制御するコンバータ制御手段とを備えて成る電力変
   換装置において、 前記コンバータ制御手段は、前記指令電圧と前記直流出
   力電圧との差を積分すると共にこの積分値に積分ゲイン
   を乗じて電流指令値の積分項を演算する積分演算手段
   と、 前記直流出力電圧に比例ゲインを乗じて電流指令値の比
   例項を演算する比例演算手段と、 前記電流指令値の積分項から前記電流指令値の比例項を
   減算して電流指令値を出力する減算手段と、 前記直流出力電圧が上限電圧値に達したときに前記電流
   指令値が零になるように前記電流指令値の積分項の値を
   補正する補正手段とを備えていることを特徴とする電力
   変換装置。
4. 【請求項４】 前記補正手段は、前記直流出力電圧が下
   限電圧値に達したときに前記電流指令値が零になるよう
   に前記電流指令値の積分項の値を補正するように構成さ
   れていることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか
   に記載の電力変換装置。