JP5230207B2 - 双方向電力変換器およびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、カ行方向および回生方向の双方向に電力変換可能な双方向電力変換器およびその制御方法に関するものである。

従来の電力変換器として、Ｎ台（Ｎは整数）のセルパワーモジュールを直列接続して構成された相を、中性点を中心にスター接続して三相配置することで、直列多重方式のマルチセルインバータを構成する電力補償装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この電力補償装置において、セルパワーモジュールは、発電電動機からの交流電力を直流電力に変換するコンバータと、平滑コンデンサを介してコンバータから放電された直流電力を交流電力に変換する単相インバータと、を備えている。

特開２００７−３７２９０号公報

ところで、従来の電力補償装置では、３Ｎ台（Ｎは整数）のセルパワーモジュールが用いられている。このとき、これらセルパワーモジュールには、それぞれ個体差があるため、例えば、それぞれのセルパワーモジュールに同じ電力を入力すると、それぞれのセルパワーモジュールの平滑コンデンサの電圧がバラついてしまう場合がある。これら平滑コンデンサの電圧がアンバランスとなってしまうと、各相の相電圧がアンバランスとなる虞があると共に、三相間の線間電圧がアンバランスとなってしまう虞がある。これにより、双方向電力変換器における制御安定性に悪影響を与えてしまう虞がある。

そこで、本発明は、複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧アンバランスを抑制することができる双方向電力変換器およびその制御方法を提供することを課題とする。

本発明の双方向電力変換器は、入力側から出力側へ向けてカ行方向に供給される電力を変換可能に構成されると共に、出力側から入力側へ向けて回生方向に供給される電力を変換可能な双方向電力変換器において、入力側に配設された入力側単相インバータと、出力側に配設された出力側単相インバータと、入力側単相インバータと出力側単相インバータとの間に介設されたコンデンサとを有するセルパワーモジュールを、複数直列接続して相を構成し、相を中性点を中心に三相配置とした双方向電力変換部と、三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御する相間バランス制御部と、各相の相電圧を維持しつつ、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧をそれぞれ可変制御する相内バランス制御部と、を備え、少なくとも相間バランス制御部または相内バランス制御部のいずれか一方を備えたことを特徴とする。

この場合、各コンデンサの電圧は、各セルパワーモジュールの入力側単相インバータまたは出力側単相インバータのいずれか一方が制御されることにより、可変されることが、好ましい。

これらの場合、相間バランス制御部は、三相の各相電圧のうち、１の相電圧の増加に伴って、他の２つの相電圧を均等に減少させる一方、１の相電圧の減少に伴って、他の２つの相電圧を均等に増加させることが、好ましい。

また、これらの場合、相内バランス制御部は、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧のうち、最大電圧となるコンデンサの電圧と、最小電圧となるコンデンサの電圧と、をそれぞれ可変制御することが、好ましい。

また、これらの場合、各セルパワーモジュールは、コンデンサに初期充電を行う初期充電部を更に有し、双方向電力変換部において変換される電力量が、予め設定された設定電力量よりも低い場合、各コンデンサの電圧は、初期充電部により充電されることで、増加方向に可変されることが、好ましい。

本発明の双方向電力変換器の制御方法は、入力側から出力側へ向けてカ行方向に供給される電力を変換可能に構成されると共に、出力側から入力側へ向けて回生方向に供給される電力を変換可能な双方向電力変換器の制御方法において、双方向電力変換器は、入力側に配設された入力側単相インバータと、出力側に配設された出力側単相インバータと、入力側単相インバータと出力側単相インバータとの間に介設されたコンデンサとを有するセルパワーモジュールを、複数直列接続して相を構成し、相を中性点を中心に三相配置とした双方向電力変換部を有しており、三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御する相間バランス制御工程と、各相の相電圧を維持しつつ、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧をそれぞれ可変制御する相内バランス制御工程と、を備え、少なくとも相間バランス制御工程または相内バランス制御工程のいずれか一方を備えたことを特徴とする。

請求項１の双方向電力変換器および請求項６の双方向電力変換器の制御方法によれば、相間バランス制御部および相間バランス制御工程は、三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御することができる。つまり、各コンデンサの電圧アンバランスを抑制するために、相間の平均コンデンサ電圧のバラツキ具合を考慮して、各相の相電圧を可変させることにより、各相の相電圧が不平衡となる場合はあるが、三相間の各線間電圧の平衡を保つことが可能となる。また、相内バランス制御部および相内バランス制御工程は、各相の相電圧を維持しつつ、各相内における複数のセルパワーモジュールの各出力電圧をそれぞれ可変制御することができる。つまり、各相内における各コンデンサの電圧アンバランスを抑制するために、各コンデンサの電圧のバラツキ具合を考慮して、各出力電圧を可変させることにより、各相内において各出力電圧はバラつく場合はあるが、各相の相電圧を維持することが可能となる。これにより、複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧アンバランスを抑制することができる。

請求項２の双方向電力変換器によれば、各セルパワーモジュールの入力側単相インバータまたは出力側単相インバータのいずれか一方を制御して、各コンデンサの電圧を可変させることにより、コンデンサの電圧可変制御を簡易なものとすることができる。つまり、入力側単相インバータおよび出力側単相インバータの両方を制御する必要が無い。

請求項３の双方向電力変換器によれば、相間バランス制御部は、三相の各相電圧のうち、１の相電圧の増加に伴って、他の２つの相電圧を均等に減少させて可変することができ、また、１の相電圧の減少に伴って、他の２つの相電圧を均等に増加させて可変することができる。この可変制御によれば、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの可変制御パターンを合わせて、計６つの可変制御パターンに限定することができるため、相間バランス制御部による各相の相電圧の可変制御を簡易なものとすることができる。

請求項４の双方向電力変換器によれば、相内バランス制御部は、各相内における複数のセルパワーモジュールの各コンデンサの電圧のうち、最大電圧となるコンデンサと、最小電圧となるコンデンサとの２つのコンデンサの電圧を可変すれば良い。このため、各相内におけるセルパワーモジュールの台数が変化しても、これに影響されることなく、相内バランス制御部による可変制御を行うことができる。

請求項５の双方向電力変換器によれば、双方向電力変換部において変換される電力量が、予め設定された設定電力量よりも低い場合、すなわち、双方向電力変換器の待機時や、双方向電力変換器の低電力運転時等において、各コンデンサの電圧を初期充電部により増加させて可変することができる。つまり、双方向電力変換器の待機時や低電力運転時等において、入力側単相インバータまたは出力側単相インバータを制御して、各コンデンサの電圧を可変させることが困難である場合、上記の構成とすることで、双方向電力変換器の待機時や低電力運転時等であっても、コンデンサの電圧を可変させることが可能となる。

以下、添付した図面を参照して、本発明にかかる双方向電力変換器およびその制御方法について説明する。なお、以下の実施例によりこの発明が限定されるものではない。

本実施例にかかる双方向電力変換器は、いわゆる、直列多重方式のマルチセルインバータであり、この双方向電力変換器は、電源（入力側）から電動機（出力側）へ向かうカ行方向に供給される電力を変換すると共に、電動機（出力側）から電源（入力側）へ向かう回生方向に供給される電力を変換するものである。

ここで、図１は、本実施例にかかる双方向電力変換器の全体構成を示したブロック図であり、図２は、セルパワーモジュールの構成を示したブロック図である。また、図３は、セルパワーモジュールにおける電力制御の説明図であり、図４は、制御部の構成を示したブロック図である。さらに、図５は、相内電力制御におけるフローチャート図であり、図６は、有効電流成分指令の絶対値と演算係数との関係を示した図である。また、図７は、相間電力制御における６つの可変制御パターンを示した説明図であり、図８は、相間電力制御におけるフローチャート図である。図９は、各相直流電圧偏差に基づいて導出される領域を示した図であり、図１０は、補正後の相電圧の振幅と位相差を表した一例の図である。以下、図１を参照して、双方向電力変換器の構成について説明する。

図１に示すように、双方向電力変換器１は、電力の変換を行う双方向電力変換部４と、双方向電力変換部４を制御する制御部５と、を備えている。制御部５は、双方向電力変換部４の電源側において、三相交流電圧および電流を検出すると共に、双方向電力変換部４の電動機６側において、三相交流電流を検出している。

双方向電力変換部４は、例えば、位相差が１２０度となるＵ相Ｓ１、Ｖ相Ｓ２およびＷ相Ｓ３をＹ結線で接続したものである。Ｕ相Ｓ１、Ｖ相Ｓ２およびＷ相Ｓ３のそれぞれは、４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の出力側を直列に接続して構成されており、計１２のセルパワーモジュールが用いられている。そして、Ｕ相Ｓ１、Ｖ相Ｓ２およびＷ相Ｓ３のそれぞれの一端は中性点Ｎで接続されると共に、それぞれの他端は電動機６側に接続されている。一方、Ｕ相Ｓ１、Ｖ相Ｓ２およびＷ相Ｓ３における４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の入力側は、それぞれ絶縁トランス７を介して電源側に接続される。

図２に示すように、各セルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４は、電源側に配設された電源側単相インバータ１０と、電動機６側に配設された電動機側単相インバータ１１と、電源側単相インバータ１０と電動機側単相インバータ１１との間に介設された直流中間コンデンサ１２と、直流中間コンデンサ１２に初期充電を行う初期充電回路１３と、を有し、これらはセルコントローラ１４により制御されている。そして、セルコントローラ１４は制御部５に接続されている。

電源側から電動機６側へ向けてカ行方向に交流電力が供給されると、電源側単相インバータ１０は、電源側から入力された交流電力を直流電力に変換して直流中間コンデンサ１２に出力する。直流中間コンデンサ１２に入力された直流電力は、直流中間コンデンサ１２を介して、電動機側単相インバータ１１に入力する。そして、電動機側単相インバータ１１は、直流中間コンデンサ１２を介して供給された直流電力を交流電力に変換して電動機６側へ出力する。一方、電動機６側から電源側へ向けて回生方向に交流電力が供給されると、電動機側単相インバータ１１は、電動機側から入力された交流電力を直流電力に変換して直流中間コンデンサ１２に出力する。直流中間コンデンサ１２に入力された直流電力は、直流中間コンデンサ１２を介して、電源側単相インバータ１０に入力する。そして、電源側単相インバータ１０は、直流中間コンデンサ１２を介して供給された直流電力を交流電力に変換して電源側へ出力する。つまり、電源側単相インバータ１０および電動機側単相インバータ１１は、コンバータとしての機能も有している。

電動機側単相インバータ１１は、直流中間コンデンサ１２側にコレクタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔｂ１と、直流中間コンデンサ１２側にエミッタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔａ２，Ｔｂ２と、直流中間コンデンサ１２側にカソードが接続されたダイオードＤａ１，Ｄｂ１と、直流中間コンデンサ１２側にアノードが接続されたダイオードＤａ２，Ｄｂ２と、を備える。そして、この電動機側単相インバータ１１において、ＩＧＢＴ素子Ｔａ１のエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｔａ２のコレクタと、ダイオードＤａ１のアノードおよびダイオードＤａ２のカソードと、が接続されて一方の出力端子Ｏ１となると共に、ＩＧＢＴ素子Ｔｂ１のエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｔｂ２のコレクタと、ダイオードＤｂ１のアノードおよびダイオードＤｂ２のカソードと、が接続されて他方の出力端子Ｏ２となる。

電源側単相インバータ１０も、電動機側単相インバータ１１と同様に構成されており、直流中間コンデンサ１２側にコレクタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔｂ１と、直流中間コンデンサ１２側にエミッタが接続されたＩＧＢＴ素子Ｔａ２，Ｔｂ２と、直流中間コンデンサ１２側にカソードが接続されたダイオードＤａ１，Ｄｂ１と、直流中間コンデンサ１２側にアノードが接続されたダイオードＤａ２，Ｄｂ２と、を備える。そして、この電源側単相インバータ１０において、ＩＧＢＴ素子Ｔａ１のエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｔａ２のコレクタと、ダイオードＤａ１のアノードおよびダイオードＤａ２のカソードと、が接続されて一方の入力端子Ｉ１となると共に、ＩＧＢＴ素子Ｔｂ１のエミッタおよびＩＧＢＴ素子Ｔｂ２のコレクタと、ダイオードＤｂ１のアノードおよびダイオードＤｂ２のカソードと、が接続されて他方の入力端子Ｉ２となる。そして、図１に示したように、電源側単相インバータ１０の各入力端子Ｉ１，Ｉ２は、絶縁トランス７を介して電源側に接続される。

電源側単相インバータ１０および電動機側単相インバータ１１の各ダイオードＤａ１，Ｄａ２，Ｄｂ１，Ｄｂ２は、還流ダイオードとして用いられており、また、各ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２は、スイッチング素子として用いられている。このとき、各ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２は、セルコントローラ１４に接続されており、セルコントローラ１４は、各ＩＧＢＴ素子Ｔａ１，Ｔａ２，Ｔｂ１，Ｔｂ２のゲートに駆動信号を与えることにより、電源側単相インバータ１０および電動機側単相インバータ１１を制御することが可能となる。また、セルコントローラ１４は、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を検出しており、検出した直流電圧は制御部５に送られる。セルコントローラ１４は、制御部５からの指令により、電源側単相インバータ１０および電動機側単相インバータ１１を制御する。

ここで、図３を参照して、各セルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４における電力制御について説明する。セルコントローラ１４は、電源側単相インバータ１０または電動機側単相インバータ１１のいずれか一方を制御して、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を一定に維持させることで、電源側単相インバータ１０に流れる電源側電力Ｐ１と、電動機側単相インバータ１１に流れる電動機側電力Ｐ２と、が同じ電力となるようにバランスさせている。

例えば、電源側から電動機６側ヘ向けてカ行方向に電力が供給された状態で、電動機側単相インバータ１１を制御して、電源側電力Ｐ１と電動機側電力Ｐ２とをバランスさせる場合、設定目標値に対し、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が減少してしまうときと、増加してしまうときとがある。

図３（ａ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が設定目標値に対し減少してしまう場合、出力される電動機側電力Ｐ２が、入力される電源側電力Ｐ１に比して大きくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を増加させる必要がある。直流中間コンデンサ１２の直流電圧を増加させるには、図３（ｂ）に示すように、電動機側電力Ｐ２が電源側電力Ｐ１に比して小さくなるように（Ｐ１＞Ｐ２）、電動機側単相インバータ１１を制御すればよい。すると、図３（ｃ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧は設定目標値に戻る。

一方、図３（ｄ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が設定目標値に対し増加してしまう場合、出力される電動機側電力Ｐ２が、入力される電源側電力Ｐ１に比して小さくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を減少させる必要がある。直流中間コンデンサ１２の直流電圧を減少させるには、図３（ｅ）に示すように、電動機側電力Ｐ２が電源側電力Ｐ１に比して大きくなるように（Ｐ１＜Ｐ２）、電動機側単相インバータ１１を制御すればよい。すると、図３（ｆ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧は設定目標値に戻る。

なお、上記では電動機側単相インバータ１１を制御することにより、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値としているが、電源側単相インバータ１０を制御することにより、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値とすることも可能である。以下、図３（ｇ）以降を参照して説明する。

図３（ｇ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が設定目標値に対し減少してしまう場合、出力される電動機側電力Ｐ２が、入力される電源側電力Ｐ１に比して大きくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を増加させる必要がある。直流中間コンデンサ１２の直流電圧を増加させるには、図３（ｈ）に示すように、電源側電力Ｐ１が電動機側電力Ｐ２に比して大きくなるように（Ｐ１＞Ｐ２）、電源側単相インバータ１０を制御すればよい。すると、図３（ｉ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧は設定目標値に戻る。

一方、図３（ｊ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が設定目標値に対し増加してしまう場合、出力される電動機側電力Ｐ２が、入力される電源側電力Ｐ１に比して小さくなっている状態と考えられる。このため、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を設定目標値に戻すには、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を減少させる必要がある。直流中間コンデンサ１２の直流電圧を減少させるには、図３（ｋ）に示すように、電源側電力Ｐ１が電動機側電力Ｐ２に比して小さくなるように（Ｐ１＜Ｐ２）、電源側単相インバータ１０を制御すればよい。すると、図３（ｌ）に示すように、直流中間コンデンサ１２の直流電圧は設定目標値に戻る。

以上の説明では、電源側から電動機６側ヘ向けてカ行方向に電力が供給される場合における各セルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の電力制御について説明したが、電動機６側から電源側ヘ向けて回生方向に電力が供給される場合における各セルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の電力制御についても同様であるため、説明を省略する。つまり、カ行時において、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を制御する場合、電源側単相インバータ１０を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンと、電動機側単相インバータ１１を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンとがある。また、回生時において、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を制御する場合も、電源側単相インバータ１０を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンと、電動機側単相インバータ１１を制御して直流電圧をコントロールする制御パターンとがある。

再度、図２を参照するに、初期充電回路１３は、直流中間コンデンサ１２へ初期充電を行うものであり、補助電源側に接続された補助インバータ２０と、補助インバータ２０に接続されたコイル２１と、コイル２１に接続された絶縁トランス２２と、絶縁トランス２２に接続されたダイオードからなる整流器２３と、を有している。そして、整流器２３のカソードは、直流中間コンデンサ１２と電源側単相インバータ１０のＩＧＢＴ素子Ｔｂ１との間に接続され、整流器２３のアノードは、直流中間コンデンサ１２と電源側単相インバータ１０のＩＧＢＴ素子Ｔｂ２との間に接続されている。なお、初期充電回路１３には、直流中間コンデンサ１２に蓄電された電力を放電する放電回路２４が設けられており、放電回路２４により直流中間コンデンサ１２に蓄電された電力を放電することにより、双方向電力変換器１のメンテナンス時における安全性を確保している。

ところで、本実施例にかかる双方向電力変換器１では、複数（本実施例では１２）のセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４が用いられている。これらセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４には、それぞれ個体差があるため、例えば、それぞれのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４に同じ電力を入力すると、それぞれのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４における直流中間コンデンサ１２の直流電圧が、バラついてしまう場合がある。

各直流中間コンデンサ１２の直流電圧にバラつきが生じてしまうと、Ｕ相Ｓ１、Ｖ相Ｓ２およびＷ相Ｓ３の相電圧がバラついてしまう虞があると共に、三相間の各線間電圧もバラついてしまう虞がある。これにより、双方向電力変換器１における制御安定性に悪影響を与えてしまう虞がある。このため、本実施例にかかる双方向電力変換器１では、複数のセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４における各直流中間コンデンサ１２の直流電圧がバラついてしまっても、三相間の各線間電圧の平衡を保つことが可能な構成となっている。以下、図４を参照して、本実施例の発明部分である双方向電力変換器１の制御部５について説明する。なお、各相の相電圧は、各相の４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４における各単相インバータ出力電圧を足し合わせたものである。

図４に示すように、双方向電力変換器１の制御部５は、三相間の各線間電圧をバランスさせた状態で各相の相電圧をそれぞれ可変制御（相間電力制御）する相間バランス制御部３０と、各相の相電圧を維持した状態で各相内における４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の各単相インバータ出力電圧をそれぞれ可変制御（相内電力制御）する相内バランス制御部３１と、を有している。なお、相間バランス制御部３０による相間電力制御と、相内バランス制御部３１による相内電力制御とは、それぞれ並行して行われている。また、相内バランス制御部３１および相間バランス制御部３０は、相間電力制御および相内電力制御を行う際に用いられる有効電流成分指令を検出している。

相内バランス制御部３１は、Ｕ相内バランス制御部３１ａ、Ｖ相内バランス制御部３１ｂおよびＷ相内バランス制御部３１ｃで構成され、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、各相内における４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の各セルコントローラ１４に接続されている。そして、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、各セルコントローラ１４により検出した各直流中間コンデンサ１２の直流電圧を取得し、取得した４つの直流電圧に基づいて、各単相インバータ出力電圧をそれぞれ可変制御している。

ここで、図５および図６を参照して、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃによる一連の相内電力制御（相内バランス制御工程）について説明する。先ず、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、各セルコントローラ１４により検出した各直流中間コンデンサ１２の直流電圧の電圧値を取得すると共に、取得した４つの直流電圧を大きい順にソートする（Ｓ１）。このとき、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、直流電圧値の大きい順から、セルＡ直流電圧（最大電圧値）、セルＢ直流電圧、セルＣ直流電圧、セルＤ直流電圧（最小電圧値）とする。

この後、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、ソートした４つの直流電圧値のうち、セルＡ直流電圧とセルＤ直流電圧とから、「２点間平均直流電圧＝（セルＡ直流電圧＋セルＤ直流電圧）／２」の式により、２点間平均直流電圧を算出する（Ｓ２）。続いて、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、算出した２点間平均直流電圧に基づいて、「２点間偏差＝（セルＡ直流電圧―セルＤ直流電圧）／２点間平均直流電圧／２」の式により、２点間偏差を算出する（Ｓ３）。次に、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、算出した２点間偏差が、予め設定された最小偏差より大きいか否かを判別する（Ｓ４）。算出した２点間偏差が最小偏差より小さいと判別された場合、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、偏差が小さいとして補正量をゼロとする（Ｓ１０）ことにより、相内電力制御を実施しない。一方、算出した２点間偏差が最小偏差より大きいと判別された場合、次のステップであるＳ５に移行する。

Ｓ５において、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、取得した有効電流成分指令および図６に示す関数マップに基づいて、有効電流成分指令の絶対値に対応する演算係数をマップ引きする。なお、この演算係数を用いることで、有効電力が大きい場合には、ゲインを減少させることができ、有効電力が小さい場合には、ゲインを増加させることができる。

この後、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、設定した演算係数、算出した２点間偏差、設定された最小偏差および調整ゲインに基づいて、「補正値＝演算係数×（２点間偏差―最小偏差）×調整ゲイン」の式により、補正値を算出する（Ｓ６）。このとき、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、算出した補正値が、予め設定された最大補正値以上であるか否かを判別する（Ｓ７）。算出した補正値が最大補正値より大きいと判別された場合、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、補正値を最大補正値に設定する（Ｓ９）。一方、算出した補正値が最大補正値以下である場合、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、算出した補正値をそのまま使用する。そして、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、算出した補正値を、例えば電動機側単相インバータ１１にて補正制御する場合、下記する表１に代入することで、各セルの補正量が導出される（Ｓ８）。

そして、各相内バランス制御部３１ａ，３１ｂ，３１ｃは、導出した４つの補正量（うち２つは補正量ゼロ）を、４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の各セルコントローラ１４にそれぞれ入力することにより、単相インバータ出力電圧を補正することができる。このとき、上記したように電源側単相インバータ１０または電動機側単相インバータ１１を制御するが、双方向電力変換器１において変換する電力量が低い場合、例えば、双方向電力変換器１の待機時や低電力運転時等においては、電源側単相インバータ１０または電動機側単相インバータ１１により制御することは困難であるため、初期充電回路１３により直流中間コンデンサ１２の電圧を増加させることで、直流中間コンデンサ１２の直流電圧を可変制御する。このように、相内バランス制御部３１により相内電力制御を行うことで、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が最大となるセルパワーモジュールが、直流中間コンデンサ１２の直流電圧が最小となるセルパワーモジュールを補うことができ、また、各相の相電圧を維持することができる。

相間バランス制御部３０は、上記したように三相間の各線間電圧を平衡に保ちつつ、各相の相電圧をそれぞれ可変制御している。具体的に、図７に示すように、相間バランス制御部３０は、三相の各相電圧のうち、１の相電圧の増加に伴って、他の２つの相電圧を均等に減少させて可変することができ、また、１の相電圧の減少に伴って、他の２つの相電圧を均等に増加させて可変することができる。この可変制御によれば、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のそれぞれの可変制御パターンを合わせて、計６つの可変制御パターンとすることができる。そして、相間バランス制御部３０は、この６つの可変制御パターンのうち、１の可変制御パターンを選択し、選択した可変制御パターンに基づいて、各相の相電圧をそれぞれ可変制御する。

ここで、図８ないし図１０を参照して、相間バランス制御部３０による一連の相間電力制御（相間バランス制御工程）について説明する。まず、相間バランス制御部３０は、各相内バランス制御部３１を介して入力された各相の４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４における直流中間コンデンサ１２の直流電圧に基づいて、相平均直流電圧を算出する（Ｓ１１）。例えば、Ｕ相におけるＵ相平均直流電圧を算出する場合、相間バランス制御部３０は、「Ｕ相平均直流電圧＝（セルＵ１直流電圧＋セルＵ２直流電圧＋セルＵ３直流電圧＋セルＵ４直流電圧）／４」の式により、Ｕ相平均直流電圧を算出する。同様に、相間バランス制御部３０は、Ｖ相平均直流電圧およびＷ相平均直流電圧も算出する（Ｓ１１）。

次に、相間バランス制御部３０は、算出したＵ相平均直流電圧、Ｖ相平均直流電圧およびＷ相平均直流電圧に基づいて、各相直流電圧偏差を算出する。このとき、相間バランス制御部３０は、算出したＵ相平均直流電圧、Ｖ相平均直流電圧およびＷ相平均直流電圧のうち、最小のものを最小直流電圧として設定する。そして、例えば、Ｕ相におけるＵ相直流電圧偏差を算出する場合、相間バランス制御部は、「Ｕ相直流電圧偏差＝Ｕ相平均直流電圧―最小直流電圧」の式に基づいて、Ｕ相直流電圧偏差を算出する。同様に、相間バランス制御部３０は、Ｖ相直流電圧偏差およびＷ相直流電圧偏差も算出する（Ｓ１２）。このとき、最小直流電圧は、Ｕ相平均直流電圧、Ｖ相平均直流電圧およびＷ相平均直流電圧の中から設定しているため、Ｕ相直流電圧偏差、Ｖ相直流電圧偏差およびＷ相直流電圧偏差の中の少なくとも１つはゼロとなる。

続いて、相間バランス制御部３０は、算出したＵ相直流電圧偏差、Ｖ相直流電圧偏差およびＷ相直流電圧偏差に基づいて、「偏差振幅＝√（Ｕ相直流電圧偏差^２＋Ｖ相直流電圧偏差^２＋Ｗ相直流電圧偏差^２）」の式により、偏差振幅を算出する（Ｓ１３）。次に、相間バランス制御部３０は、算出した偏差振幅が、予め設定された最小偏差振幅より大きいか否かを判別する（Ｓ１４）。算出した偏差振幅が最小偏差振幅より小さいと判別された場合、相間バランス制御部は、偏差が小さいと判断して補正量をゼロとする（Ｓ２１）ことにより、相間電力制御を実施しない。

一方、算出した偏差振幅が最小偏差振幅より大きいと判別された場合、相間バランス制御部は、各相直流電圧偏差に基づいて、図９に示す６つの領域の中から、１の領域を導出する（Ｓ１５）。

ここで、各相直流電圧偏差に基づいて、領域を導出する領域導出方法について具体的に説明する。例えば、Ｓ１２において算出したＵ相直流電圧偏差がゼロの場合、導出される領域は、Ｖ相直流電圧偏差のベクトルとＷ相直流電圧偏差のベクトルとを合成した合成ベクトルが臨む可能性のある、領域ＰＶ、領域ＮＵおよび領域ＰＷの３つに絞られる。この場合において、Ｖ相直流電圧偏差が、２倍のＷ相直流電圧偏差以上（つまり、「Ｖ相直流電圧偏差≧２×Ｗ相直流電圧偏差」）であれば、相間バランス制御部３０は領域ＰＶを導出する。一方、Ｗ相直流電圧偏差が、２倍のＶ相直流電圧偏差以上（つまり、「Ｗ相直流電圧偏差≧２×Ｖ相直流電圧偏差」）であれば、相間バランス制御部３０は領域ＰＷを導出する。さらに、Ｖ相直流電圧偏差が、２倍のＷ相直流電圧偏差以上でなく、且つＷ相直流電圧偏差が、２倍のＶ相直流電圧偏差以上でもない場合、相間バランス制御部３０は領域ＮＵを導出する。同様に、Ｓ１２において算出したＶ相直流電圧偏差がゼロの場合、相間バランス制御部３０は、上記の領域導出方法により、領域ＰＷ、領域ＮＶおよび領域ＰＵの中から領域を導出する。また、Ｓ１２において算出したＷ相直流電圧偏差がゼロの場合、相間バランス制御部３０は、上記の領域導出方法により、領域ＰＵ、領域ＮＷおよび領域ＰＶの中から領域を導出する。

Ｓ１５において、領域を導出すると、続いて、相間バランス制御部３０は、図６に示す関数に基づいて、有効電流成分指令の絶対値に対応する演算係数を設定する（Ｓ１６）。この後、相間バランス制御部３０は、設定した演算係数、算出した偏差振幅、設定された最小偏差振幅および調整ゲインとに基づいて、「補正値＝演算係数×（偏差振幅―最小偏差振幅）×調整ゲイン」の式により、補正値を算出する（Ｓ１７）。このとき、相間バランス制御部３０は、算出した補正値が、予め設定された最大補正値以上であるか否かを判別する（Ｓ１８）。算出した補正値が最大補正値より大きいと判別された場合、相間バランス制御部３０は、補正値を最大補正値に設定する（Ｓ２０）。一方、算出した補正値が最大補正値以下である場合、相間バランス制御部３０は、算出した補正値をそのまま使用する。そして、相間バランス制御部３０は、算出した補正値を、例えば電動機側単相インバータ１１にて補正制御する場合、Ｓ１５において導出した領域に対応させて、下記する表２に代入することで、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相のいずれか一相における補正後の相電圧αが導出される（Ｓ１９）。

そして、相間バランス制御部３０は、導出した補正後の相電圧αを、下記する数１に代入して、他の二相における補正後の相電圧βおよび位相差θ_βを導出する。これにより、相間バランス制御部３０は、導出した補正後のＵ相電圧、Ｖ相電圧およびＷ相電圧に基づいて、各相電圧を可変制御することにより、各相電圧は不平衡となってしまうが、三相間の各線間電圧をバランスさせることができる。なお、図１０は、補正後の相電圧の振幅と位相差を表した一例の図である。

以上の構成によれば、相間バランス制御部３０は、各直流中間コンデンサ１２の直流電圧アンバランスを抑制するために、各相の相電圧をそれぞれ可変制御することにより、三相間の各線間電圧の平衡を保つことができる。また、相内バランス制御部３１は、各直流中間コンデンサ１２の直流電圧アンバランスを抑制するために、各単相インバータの出力電圧をそれぞれ可変制御することにより、各相の相電圧を維持することができる。これにより、制御安定性の悪化を抑制することができる。

また、各セルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の電源側単相インバータ１０または電動機側単相インバータ１１のいずれか一方を制御して、直流中間コンデンサ１２の直流電圧アンバランスを抑制することにより、制御を簡易なものとすることができる。

さらに、相間バランス制御部３０は、６つの可変制御パターンにより相間電力制御を行うことができるため、相間バランス制御部３０による各相の相電圧の可変制御を簡易なものとすることができる。

また、相内バランス制御部３１は、各相内における４つのセルパワーモジュールＵ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４の各直流中間コンデンサ１２の直流電圧のうち、最大電圧となるコンデンサと、最小電圧となるコンデンサとの２つのコンデンサの電圧を可変すれば良い。このため、各相内におけるセルパワーモジュールの台数が変化しても、これに影響されることなく、相内バランス制御部３１による可変制御を行うことができる。

なお、本実施例では、制御部５に、相間バランス制御部３０および相内バランス制御部３１を備えた構成としたが、少なくともいずれか一方を備えた構成であってもよい。

本実施例にかかる双方向電力変換器の全体構成を示したブロック図である。 セルパワーモジュールの構成を示したブロック図である。 セルパワーモジュールにおける電力制御の説明図である。 制御部の構成を示したブロック図である。 相内電力制御におけるフローチャートである。 有効電流成分指令の絶対値と演算係数との関係を示した図である。 相間電力制御における６つの可変制御パターンを示した説明図である。 相間電力制御におけるフローチャートである。 各相直流電圧偏差に基づいて導出される領域を示した図である。 補正後の相電圧の振幅と位相差を表した一例の図である。

符号の説明

１ 双方向電力変換器
４ 双方向電力変換部
５ 制御部
６ 電動機
１０ 電源側単相インバータ
１１ 電動機側単相インバータ
１２ 直流中間コンデンサ
１３ 初期充電回路
１４ セルコントローラ
３０ 相間バランス制御部
３１ 相内バランス制御部
Ｓ１ Ｕ相
Ｓ２ Ｖ相
Ｓ３ Ｗ相
Ｕ１〜Ｕ４，Ｖ１〜Ｖ４，Ｗ１〜Ｗ４ 各相の４つのセルパワーモジュール

Claims (6)

1. 入力側から出力側へ向けてカ行方向に供給される電力を変換可能に構成されると共に、出力側から入力側へ向けて回生方向に供給される電力を変換可能な双方向電力変換器において、
   入力側に配設された入力側単相インバータと、出力側に配設された出力側単相インバータと、前記入力側単相インバータと前記出力側単相インバータとの間に介設されたコンデンサとを有するセルパワーモジュールを、複数直列接続して相を構成し、前記相を中性点を中心に三相配置とした双方向電力変換部と、
   前記三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、前記各相の相電圧をそれぞれ可変制御する相間バランス制御部と、を備え、
   前記相間バランス制御部は、三相の各相電圧のうち、１の相電圧の増加に伴って、他の２つの相電圧を均等に減少させる一方、１の相電圧の減少に伴って、他の２つの相電圧を均等に増加させることを特徴とする双方向電力変換器。
2. 前記各相の相電圧を維持しつつ、前記各相内における前記複数のセルパワーモジュールの前記各コンデンサの電圧をそれぞれ可変制御する相内バランス制御部をさらに備えたことを特徴とする請求項１に記載の双方向電力変換器。
3. 前記各コンデンサの電圧は、前記各セルパワーモジュールの前記入力側単相インバータまたは前記出力側単相インバータのいずれか一方が制御されることにより、可変されることを特徴とする請求項１または２に記載の双方向電力変換器。
4. 前記相内バランス制御部は、前記各相内における前記複数のセルパワーモジュールの前記各コンデンサの電圧のうち、最大電圧となるコンデンサの電圧と、最小電圧となるコンデンサの電圧と、をそれぞれ可変制御することを特徴とする請求項２に記載の双方向電力変換器。
5. 前記各セルパワーモジュールは、前記コンデンサに初期充電を行う初期充電部を更に有し、
   前記双方向電力変換部において変換される電力量が、予め設定された設定電力量よりも低い場合、前記各コンデンサの電圧は、前記初期充電部により充電されることで、増加方向に可変されることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の双方向電力変換器。
6. 入力側から出力側へ向けてカ行方向に供給される電力を変換可能に構成されると共に、出力側から入力側へ向けて回生方向に供給される電力を変換可能な双方向電力変換器の制御方法において、
   前記双方向電力変換器は、
   入力側に配設された入力側単相インバータと、出力側に配設された出力側単相インバータと、前記入力側単相インバータと前記出力側単相インバータとの間に介設されたコンデンサとを有するセルパワーモジュールを、複数直列接続して相を構成し、前記相を中性点を中心に三相配置とした双方向電力変換部を有しており、
   前記三相間の各線間電圧の平衡を保ちつつ、前記各相の相電圧をそれぞれ可変制御する相間バランス制御工程を備え、
   前記相間バランス制御工程では、三相の各相電圧のうち、１の相電圧の増加に伴って、他の２つの相電圧を均等に減少させる一方、１の相電圧の減少に伴って、他の２つの相電圧を均等に増加させることを特徴とする双方向電力変換器の制御方法。

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