JP6464995B2 - 電圧センサ異常診断装置 - Google Patents

Description

本発明は、電圧センサ異常診断装置に関する。

従来、バッテリの直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータに供給するシステムにおいて、電圧センサの異常を診断する装置が知られている。
例えば特許文献１に開示された電圧センサの故障診断装置は、バッテリ電圧センサによって検出されるバッテリ電圧ＶＢｆと、インバータ電圧センサによって検出されるインバータ電圧ＶＩｆとの差の絶対値が所定値より大きいとき、いずれかの電圧センサに故障が発生していると判断する。
また、各相の相電流と相電圧との積の三相和である第１出力推定値と、モータのトルク及び回転数の積に基づいて算出した第２出力推定値とを比較し、出力推定値の差の絶対値が所定値より大きいとき、インバータ電圧センサに故障が発生していると判定する。

特許第４７９３０５８号公報

特許文献１の技術では、二つの出力推定値同士を比較しており、電圧値を直接評価していない。仮に、判定閾値を電圧値によらず一定に設定した場合、判定閾値以下で正常と判断される範囲の比率が電圧値によって変化することとなる。そのため、広い電圧領域で異常判定精度を一様に確保することが困難である。また、電圧値に応じて判定閾値を可変に設定しようとすると、演算負荷が増加する。

さらに、バッテリの出力電圧が直接インバータに入力されるシステムでは、配線損失を無視すればバッテリ電圧とインバータ入力電圧とはほぼ等しくなるため、バッテリ電圧センサとインバータ入力電圧センサとを両方設ける必要はない。しかし、特許文献１の技術では、インバータ電圧センサの異常検出のためだけにバッテリ電圧センサを設け、モータコントローラの電圧センサ診断部が車両コントローラからバッテリ電圧信号を取得する必要があった。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、インバータ入力電圧センサの異常を広い電圧領域で精度良く判定可能な電圧センサ異常診断装置を提供することにある。

本発明は、直流電源（１１）に接続されたインバータ（６０）が供給する交流電力により駆動される三相以上の多相の交流モータ（８０）の通電を制御するモータ制御装置（２０）に適用され、インバータに入力されるインバータ入力電圧（Ｖｉｎ）を検出する入力電圧センサ（５）の異常を診断する電圧センサ異常診断装置に係る。
ここで、モータ制御装置は、「電流フィードバック制御により演算された電圧指令に基づいて演算され、インバータを構成する複数の上下アームのスイッチング素子対をスイッチング周期において相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチング信号」により、インバータのスイッチング動作を操作するものである。

本発明の電圧センサ異常診断装置は、入力電圧推定値算出部（４５）と、異常判定部（４６）とを備える。
入力電圧推定値算出部は、制御電圧指令振幅（Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ）から理論電圧指令振幅（Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ）を差し引いた電圧指令振幅偏差（ΔＶａｍｐ）に変換係数を乗じて、入力電圧推定値（Ｖｉｎ＿ｅｓｔ）を算出する。
ここで、制御電圧指令振幅は、フィードバック制御により演算される制御電圧指令の振幅であり、スイッチング素子対のＯＮ期間同士の間に設けられるデッドタイム分の電圧補正量が補正されている。また、理論電圧指令振幅は、モータモデル式を用いて演算される理論電圧指令の振幅である。

異常判定部は、入力電圧センサによる検出値である入力電圧センサ値（Ｖｉｎ＿ｓｎｓ）と入力電圧推定値との差の絶対値が電圧閾値（Ｖｔｈ）より大きいとき、入力電圧センサが異常であると判定する。
本発明の一態様では、交流モータは三相交流モータであり、変換係数は、下式で算出される。ここで、変換係数をＫ、スイッチング周期をＴｓｗ、デッドタイムをＤＴとする。
Ｋ＝Ｔｓｗ／｛（√３）×ＤＴ｝
また、交流モータは三相交流モータであり、モータ制御装置は、三相軸をｄｑ軸に変換するベクトル制御を行うものであるとすると、モータモデル式として、ｄｑ軸電流値及び電気角速度に基づいてｄｑ軸電圧値を算出する電圧方程式が用いられる。

本発明では、入力電圧推定値を算出し、センサ値と直接比較することにより入力電圧センサの異常を判定する。そのため、入力電圧センサの仕様等に基づいて電圧閾値を容易に決定することができる。そして、その電圧閾値を基準として、入力電圧センサの異常判定精度を広い電圧領域で確保することができる。
また、本発明では、入力電圧センサ異常判定のためにバッテリ電圧信号を用いる必要がない。特に、バッテリの出力電圧が直接インバータに入力されるシステムでは、バッテリ電圧センサの設置、及び、バッテリ電圧信号の通信が不要となる。

さらに、本発明では、制御電圧指令振幅及び理論電圧指令振幅に基づいて入力電圧推定値を算出可能である。そのため、入力電圧センサが異常と判定されたときでも、入力電圧推定値を用いて交流モータの駆動を継続することができる。

一実施形態の電圧センサ異常診断装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図。 一実施形態によるＭＧ制御装置の制御ブロック図。 デッドタイムによる電圧補正量を説明する図。 制御電圧指令振幅及び理論電圧指令振幅を説明するｄｑ軸電圧ベクトル図。 ＭＧ制御装置の制御演算フロー図。 電圧センサ異常発生時の挙動を説明するタイムチャート。 電圧センサ異常診断のフローチャート。

以下、電圧センサ異常診断装置の実施形態を図面に基づいて説明する。この実施形態の電圧センサ異常診断装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、インバータ入力電圧を検出する入力電圧センサの異常を診断する装置である。実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、特許請求の範囲に記載の「交流モータ」及び「モータ制御装置」に相当する。

（一実施形態）
［システム構成］
まず、ＭＧ駆動システム全体の構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。ハイブリッド自動車１００に搭載されたＭＧ駆動システム９０は、「直流電源」としてのバッテリ１１の直流電力をインバータ６０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給し、ＭＧ８０を駆動するシステムである。

バッテリ１１は、ニッケル水素電池、リチウムイオン電池等の充放電可能な二次電池である。なお、電池に代えて、電気二重層キャパシタ等を直流電源として用いてもよい。
電源リレー１２は、バッテリ１１からインバータ６０への電力供給を遮断可能である。言い換えれば、電源リレー１２の接続中に、インバータ６０の駆動が可能となる。
このシステムでは、バッテリ１１とインバータ６０との間に昇圧コンバータを備えておらず、バッテリ１１の出力電圧が直接インバータ６０に入力される。平滑コンデンサ１６は、インバータ６０の入力部に設けられ、インバータ入力電圧Ｖｉｎを平滑化する。
入力電圧センサ５は、インバータ入力電圧Ｖｉｎを検出する。入力電圧センサ５による検出値を、以下、「入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓ」と記す。

インバータ６０は、上下アームの６つのスイッチング素子６１〜６６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子６１と６４、６２と６５、６３と６６とからなる各相のスイッチング素子対は、スイッチング周期において相補的にＯＮ／ＯＦＦするように操作される。スイッチング素子６１〜６６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

インバータ６０は、ＭＧ制御装置２０からのスイッチング信号（図中「ＳＷ信号」）ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子６１〜６６が動作することで、直流電力を三相交流電力に変換する。そして、ＭＧ制御装置２０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。

ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０は、エンジン９１を備えたハイブリッド自動車１００に搭載される。ＭＧ８０は、駆動輪９５を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン９１や駆動輪９５から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。ＭＧ８０は、例えば変速機等のギア９３を介して車軸９４に接続されている。ＭＧ８０が発生したトルクは、ギア９３を介して車軸９４を回転させることにより駆動輪９５を駆動する。

ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち二相の巻線に接続される電流経路には、相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ７２、７３が設けられている。
回転角センサ８５は例えばレゾルバである。電気角演算部８６は、レゾルバ角θｍから電気角θｅを演算する。図１では、電気角演算部８６をＭＧ制御装置２０の外部に記載しているが、ＭＧ制御装置２０の内部で電気角θｅを演算してもよい。

車両制御回路１０（すなわち、ＨＶ−ＥＣＵ）は、アクセル信号、ブレーキ信号、シフト信号、車速信号等の信号や他のＥＣＵからの情報が入力され、取得した情報に基づいて車両の運転状態を総合的に判断し、車両の駆動を制御する。他のＥＣＵには、ＭＧ制御装置２０（すなわち、ＭＧ−ＥＣＵ）の他、バッテリ１１を制御するバッテリＥＣＵ、エンジン９１を制御するエンジンＥＣＵ等が含まれる。図１では、バッテリＥＣＵ、エンジンＥＣＵ等の図示を省略する。

各ＥＣＵは、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。各ＥＣＵは、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

ＭＧ制御装置２０は、車両制御回路１０から入力されたトルク指令ｔｒｑ^*に基づき、電流フィードバック制御により電圧指令を演算する。そして、電圧指令に基づくスイッチング信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬをインバータ６０に出力し、スイッチング素子６１〜６６の動作を操作することにより、ＭＧ８０の通電を制御する。これにより、ＭＧ８０は、トルク指令ｔｒｑ^*に応じたトルクを出力する。

ここで、ＭＧ制御装置２０による通電制御において変調率を算出するとき、入力電圧センサ５による入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓの情報が用いられる。仮に入力電圧センサ５が異常となり、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓが実値と乖離すると、ＭＧ８０の通電制御を正常に行うことができなくなる。
そこで、ＭＧ制御装置２０は、入力電圧センサ５の異常を診断する電圧センサ異常診断装置４０を含む。なお、本明細書で扱う電圧センサは入力電圧センサ５のみであるため、単に「電圧センサ異常診断装置」という。また、図中では「入力電圧センサ」を「Ｖｉｎセンサ」というようにも記載する。

電圧センサ異常診断装置４０は、ＭＧ８０の通電中、常に入力電圧センサ５の異常を診断する。
ところで、一般に電圧センサの異常には出力が０又は上限値に張り付く異常もあるが、張り付き異常は、周知技術により容易に判定可能である。一方、センサ値が実値に対し、例えば数〜数十％ずれるゲイン異常やオフセット異常の出力特性異常は判定が難しい。
そこで本実施形態では、張り付き異常は既に初期診断により除外されていることを前提とし、ゲイン異常やオフセット異常の出力特性異常を診断対象とする。

［ＭＧ制御装置及び電圧センサ異常診断装置の構成、作用］
一実施形態のＭＧ制御装置２０及び電圧センサ異常診断装置４０の構成を図２に示す。
ＭＧ制御装置２０は、一般的な電流フィードバック制御及びＰＷＭ制御の構成として、電流指令演算部２１、電流減算器２２、電圧指令演算部２３、２相３相変換部２５、ＰＷＭ信号生成部２６、及び、３相２相変換部３１を有する。
またＭＧ制御装置２０は、本実施形態に特有の構成として、理論電圧指令演算部２４、制御電圧指令振幅算出部２７及び理論電圧指令振幅算出部２８を有する。図２では、これら三つのブロックを電圧センサ異常診断装置４０の外に図示しているが、三つのブロックの一部又は全部が電圧センサ異常診断装置４０に含まれるものとしてもよい。

ＭＧ制御装置２０は、電流フィードバック制御及びＰＷＭ制御によりインバータ６０のスイッチング動作を操作するものである。また、電流フィードバック制御では回転座標系のｄｑ軸を用いたベクトル制御を行う。これらのモータ制御技術は周知であるため、詳細な説明を省略する。また、ｄｑ軸の電流及び電圧指令について、技術常識から判断可能な箇所では、適宜「ｄｑ軸」の記載を省略する。

先に一般的な電流フィードバック制御及びＰＷＭ制御の構成を説明する。
電流指令演算部２１は、車両制御回路１０から入力されたトルク指令ｔｒｑ^*に基づき、マップや数式を用いてｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算する。
電流減算器２２は、ｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、３相２相変換部３１からフィードバックされるｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑとの電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。

電圧指令演算部２３は、電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを０に収束させるように、ＰＩ演算によりｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を算出する。特に本実施形態では、後述の「理論電圧指令」と区別するため、電圧指令演算部２３が演算した電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を「制御電圧指令」という。
２相３相変換部２５は、電気角θｅに基づき、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を三相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に変換する。

ＰＷＭ信号生成部２６は、三相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*、及び入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓに基づいて、インバータ６０の各スイッチング素子６１〜６６を操作するスイッチング信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成する。この過程でＰＷＭ信号生成部２６は、変調率を算出し、更に、スイッチング周期に対するＯＮ時間比率を規定する指令Ｄｕｔｙを算出する。

一般にインバータ６０のスイッチング制御では、相補的にＯＮ／ＯＦＦする上下アームのスイッチング素子対が同時にＯＮし過電流が流れることを防止するため、スイッチング素子対のＯＮ期間同士の間にデッドタイムが設けられる。デッドタイムにはスイッチング素子対の両方がＯＦＦする。
図３に、入力電圧Ｖｉｎと、スイッチング周期Ｔｓｗにおける指令Ｄｕｔｙとの関係を示す。ＰＷＭ制御では、スイッチング周期Ｔｓｗは、ＰＷＭキャリア信号のキャリア周期に一致する。スイッチング周期Ｔｓｗ中にデッドタイムＤＴが存在することにより、実際のＯＮ時間は、指令Ｄｕｔｙに対応するＯＮ時間よりも短くなる。図３の斜線部分の面積は、デッドタイムＤＴと入力電圧Ｖｉｎとの積を示す。

フィードバック制御では、デッドタイムによって生じる電圧差分を補正するように指令Ｄｕｔｙが演算される。このデッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄは、式（１）で表される。なお、係数の（√３）は、交流の相が三相であることによるものである。
Ｖ＿ｄｅａｄ＝（√３）×（ＤＴ／Ｔｓｗ）×Ｖｉｎ ・・・（１）
本実施形態では、デッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄに着目して入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出し、入力電圧センサ５の異常判定を行う。その詳細については後述する。

３相２相変換部３１は、電流センサ７２、７３から相電流検出値が入力される。図２の例ではＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗの検出値が入力され、残るＵ相電流をキルヒホッフの法則により推定する。ただし、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定してもよい。
３相２相変換部３１は、電気角θｅに基づき、三相電流をｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに変換し、電流減算器２２にフィードバックする。

続いて、本実施形態に特有の構成について説明する。
理論電圧指令演算部２４は、「モータモデル式」としての電圧方程式を用いて、理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒを演算する。電圧方程式は式（２．１）、（２．２）で表され、ｄｑ軸電流値及び電気角速度に基づいてｄｑ軸電圧値を算出する式である。
Ｖｄ＝Ｒ×Ｉｄ＋Ｌｄ×（ｄ／ｄｔ）Ｉｄ−ω×Ｌｑ×Ｉｑ ・・・（２．１）
Ｖｑ＝Ｒ×Ｉｑ＋Ｌｑ×（ｄ／ｄｔ）Ｉｑ＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ＋ω×φ
・・・（２．２）

ただし、
Ｒ：巻線抵抗
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス
ω：電気角速度（又は回転数）
φ：逆起電圧定数

記号ωの本来の意味は、回転数算出部８７にて電気角θｅを時間微分して算出される電気角速度である。ただし本明細書では、「電気角速度ω［ｒａｄ／ｓ］を換算した回転数［１／ｓ］」の意味で、「回転数ω」ともいう。なお、図２では、電気角演算部８６と同様に回転数算出部８７をＭＧ制御装置２０の外に記載しているが、ＭＧ制御装置２０内で回転数ωを算出してもよい。
また、ＭＧ８０の機器定数である巻線抵抗Ｒ、ｄｑ軸インダクタンスＬｄ、Ｌｑ及び逆起電圧定数φは、固定値としてもよいし、計算で算出してもよい。また、実際の特性に近い値や実測値をマップ化しておき、トルク指令ｔｒｑ^*又はｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に基づいて演算してもよい。

式（２．１）、（２．２）にて、過渡特性を表す時間微分（ｄ／ｄｔ）項を無視し、ｄｑ軸電流としてｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を用いた式（３．１）、（３．２）により演算されるｄｑ軸電圧指令を「理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒ」という。
Ｖｄ＿ｔｈｒ＝Ｒ×Ｉｄ^*−ω×Ｌｑ×Ｉｑ^* ・・・（３．１）
Ｖｑ＿ｔｈｒ＝Ｒ×Ｉｑ^*＋ω×Ｌｄ×Ｉｄ^*＋ω×φ ・・・（３．２）

理論電圧指令演算部２４で演算された理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒは、理論電圧指令振幅算出部２８に取得される。
また、図２に破線で示すように、理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒをフィードフォワード項（図中「ＦＦ項」として、電圧指令演算部２３により演算されるフィードバック項に加算してもよい。言い換えれば、ＭＧ制御装置２０において応答性向上のためにフィードフォワード項を用いる構成では、理論電圧指令振幅算出部２８は、フィードフォワード項の値を用いて理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを算出することができる。

制御電圧指令振幅算出部２７は、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*に基づき、式（４．１）により、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌを算出する。
Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ＝√（Ｖｄ^*2＋Ｖｑ^*2） ・・・（４．１）
理論電圧指令振幅算出部２８は、理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒに基づき、式（４．２）により、理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを算出する。
Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ＝√（Ｖｄ＿ｔｈｒ²＋Ｖｑ＿ｔｈｒ²） ・・・（４．２）

図４のｄｑ軸電圧ベクトル図に、理論電圧指令ベクトルを太実線矢印で、制御電圧指令ベクトルをブロック矢印で示す。
理論電圧指令ベクトルは、式（３．１）、（３．２）の各項に対応する逆起電圧ベクトル（ω×φ）、巻線抵抗電圧（Ｒ×Ｉ）、同期インダクタンス電圧（ω×Ｌ×Ｉ）の合成ベクトルとして表され、ベクトルの大きさが理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒである。なお、ベクトルの位相Ｖψをｑ軸基準で示しているが、ｄ軸基準で位相を定義してもよい。
制御電圧指令ベクトルは、理論電圧指令ベクトルと位相が同じであり、振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌが理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒよりもわずかに大きい。

以下、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌから理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを差し引いた差分を「電圧指令振幅偏差ΔＶａｍｐ」と記す。入力電圧センサ５が正常であり、フィードバック制御が適正に実施されている前提では、電圧指令振幅偏差ΔＶａｍｐが生じる要因は、デッドタイムＤＴによって生じる電圧差のみであると考えられる。したがって、式（５）に示すように、電圧指令振幅偏差ΔＶａｍｐはデッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄと等しくなる。
ΔＶａｍｐ＝Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ−Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ＝Ｖ＿ｄｅａｄ ・・・（５）

次に、電圧センサ異常診断装置４０の構成について説明する。
電圧センサ異常診断装置４０は、入力電圧推定値算出部４５及び異常判定部４６を有する。図中、「入力電圧推定値」を「Ｖｉｎ推定値」と記載する。
入力電圧推定値算出部４５は、制御電圧指令振幅算出部２７から制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌを取得し、理論電圧指令振幅算出部２８から理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを取得する。また、入力電圧推定値算出部４５は、ＰＷＭ信号生成部２６からスイッチング周期Ｔｓｗ及びデッドタイムＤＴを取得する。

上述の式（１）に式（５）を代入して変形すると、式（６．１）が得られる。

なお、式（６．１）は、スイッチング周期Ｔｓｗ及びデッドタイムＤＴによって決まる変換係数Ｋを用いて、式（６．２）、（６．３）のように表すこともできる。
Ｖｉｎ＿ｅｓｔ＝Ｋ×ΔＶａｍｐ ・・・（６．２）
Ｋ＝Ｔｓｗ／｛（√３）×ＤＴ｝ ・・・（６．３）
入力電圧推定値算出部４５は、式（６．１）により、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌから理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを差し引いた電圧指令振幅偏差ΔＶａｍｐに変換係数Ｋを乗じて入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出する。

異常判定部４６は、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓ、及び入力電圧推定値算出部４５が算出した入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを取得する。そして、「入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとの差の絶対値」が電圧閾値Ｖｔｈより大きいとき、入力電圧センサ５が異常であると判定する。
また、入力電圧センサ５の異常判定が確定したとき、異常判定部４６は、破線で示すように入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔをＰＷＭ信号生成部２６に出力してもよい。

続いて、ＭＧ制御装置２０の制御演算フローを図５に示す。図２では各ブロックの機能を個別に説明したが、図５では、特にフィードバック変数の影響に注意しながら、一連の制御演算の流れを説明する。破線枠内がＭＧ制御装置２０に相当する。
ＭＧ制御では、まず、外部からのトルク指令ｔｒｑ^*に基づいて演算された電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対し相電流Ｉｖ、Ｉｗがフィードバックされ、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*が演算される。傍系では、電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に対し及び回転数ωに基づき、理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒが演算される。

直系では、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌを入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓで除することにより変調率が算出される。この箇所を「＃１」とする。
また、少し戻り、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の変化に伴い、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌは、正の相関で変化する。この箇所を「＃２」とする。
＃１及び＃２は、後述の説明にて参照される箇所である。

一方、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*、及び電気角θｅに基づき、三相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*が演算される。この三相電圧指令のブロックには、電圧位相Ｖψの情報が含まれるものと解釈する。変調率に三相電圧指令を乗ずることにより、指令Ｄｕｔｙが算出される。
枠外の右側は、指令Ｄｕｔｙに基づくインバータ６０の実際の駆動による出力を示す。インバータ６０に実際に入力される入力電圧実値Ｖｉｎ＿ａｃｔと指令Ｄｕｔｙとの積が相電圧Ｖｕｖｗとして出力される。

ここで、本実施形態による制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ及び理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒの技術的思想について整理する。
制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌとは、ＭＧ制御においてフィードバック制御により生成される制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*の振幅に相当する。入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓが用いられることなく、デッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄが自動的に補正された電圧値となる。

理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒとは、モータモデル式である電圧方程式に基づいて生成される理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒの振幅に相当する。入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓは用いられず、また、デッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄは考慮されない。

なお、回転数ω及びトルク指令ｔｒｑ^*に応じて、デッドタイム補正量Ｖ＿ｄｅａｄを見込んだ制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌを予め実測やシミュレーションにより求めておき、マップ等で用意しておく構成も考えられる。その構成では、入力電圧推定値算出部４５は、マップ等により取得した制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ及び理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒに基づいて、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出すればよい。

次に図６のタイムチャートを参照し、電圧センサ異常診断の例を説明する。
図６の縦軸は、上から順に、トルク指令ｔｒｑ^*、入力電圧Ｖｉｎのセンサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓ、実値Ｖｉｎ＿ａｃｔ及び推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔ、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ及び理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ、並びに異常信号を示す。
トルク指令ｔｒｑ^*は、この異常診断期間におけるＭＧ要求出力が漸増していることを示している。

デッドタイムＤＴが存在する前提では、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌは理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒより大きくなる。そして、式（６．１）により、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌから理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを差し引いた電圧指令振幅偏差ΔＶａｍｐに比例した入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔが算出される。
入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔに対し電圧閾値Ｖｔｈをオフセットした範囲を図中に細い二点鎖線で示す。入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとセンサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓとの差の絶対値が電圧閾値Ｖｔｈ以下である状態を入力電圧センサ５の正常範囲と考える。

タイムチャートの初期、入力電圧センサ５は正常であり、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓ、実値Ｖｉｎ＿ａｃｔ及び推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔは一致して上昇している。制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌと理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒとは、一定の比率を維持しつつ、わずかに上昇している。
その後、時点ｔ＿ｏｃｃに異常が発生する。ここでは、センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓが実値Ｖｉｎ＿ａｃｔより大きくなる異常が発生した場合を想定する。

異常発生時ｔ＿ｏｃｃ以後、入力電圧実値Ｖｉｎ＿ａｃｔの上昇率に対し、センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓの上昇率が大きくなる。
図５の＃１に参照されるように、分母となるセンサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓが大きくなると、指令Ｄｕｔｙは小さくなる。指令Ｄｕｔｙが絞られるため、ＭＧ８０へ電流が流れなくなる。すると、電流フィードバック制御により、次回の演算時ｔ＿ｆｂに、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*が大きくなるように演算される。

図５の＃２に参照されるように、制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*が大きくなると制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌが大きくなり、上昇率が増加する。一方、フィードバックに依らない理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒの上昇率は変化しない。したがって、フィードバック演算時ｔ＿ｆｂ以後、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌと理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒとは次第に乖離する。

それにより入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔが上昇するが、その上昇量はセンサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓの上昇量に比べて小さい。その結果、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとの乖離が拡大する。その後、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとの差の絶対値が電圧閾値Ｖｔｈを上回った時点ｔ＿ｊで、異常判定される。そして、異常と判定される状態が確定時間Ｔｆｉｘ継続した時点ｔ＿ｄｇにて、入力電圧センサ５の異常判定が確定し、異常信号が生成される。

一方、センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓが実値Ｖｉｎ＿ａｃｔより小さくなる異常が発生した場合、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓの低下量が推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔの低下量に比べて大きくなる。そして、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとの差の絶対値が電圧閾値Ｖｔｈを上回った時点ｔ＿ｊで、同様に異常判定される。

次に図７のフローチャートを参照し、電圧センサ異常診断装置４０が実行する異常診断処理について説明する。この異常診断処理は、ＭＧ制御装置２０の動作中、繰り返し実行される。フローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。
以下のステップのうち、Ｓ２３〜Ｓ２８については、各実行主体を特定する。Ｓ２１、Ｓ２２については、電圧センサ異常診断装置４０全体を実行主体とする。またＳ２９は、特別にＭＧ制御装置２０を実行主体とする。

Ｓ２１では、電圧センサ異常診断装置４０は、電源リレー１２が接続中であるか否か判断し、ＮＯの場合、処理を終了する。
Ｓ２２では、電圧センサ異常診断装置４０は、現在のシステム状態が安定領域にあるか否か判断する。

「安定領域」とは、ＭＧ８０の駆動条件の変化率が所定範囲内である領域、すなわち、急な変化が生じていない領域をいう。変化率を監視する駆動条件として、典型的には制御電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*、もしくは制御電圧指令ベクトルの振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ及び位相Ｖψ、又は電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*が挙げられる。或いは、ＭＧ回転数やトルクの変化率を監視してもよい。さらに、ＭＧ制御モードが過変調ＰＷＭ制御又は矩形波制御モードのときを除外し、正弦波ＰＷＭ制御のときのみを安定領域としてもよい。
安定領域として設定する変化率の範囲や監視期間は、各パラメータの誤差範囲や制御装置の分解能等に応じて適宜設定してよい。

Ｓ２２でＹＥＳの場合、次ステップに進む。ＮＯの場合、安定領域となるまでＳ２２の判断を繰り返す。
入力電圧推定値算出部４５は、Ｓ２３及びＳ２４で、制御電圧指令振幅算出部２７から制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌを取得し、理論電圧指令振幅算出部２８から理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを取得する。また、入力電圧推定値算出部４５は、Ｓ２５で、ＰＷＭ信号生成部２６からスイッチング周期Ｔｓｗ及びデッドタイムＤＴを取得する。Ｓ２３、Ｓ２４、Ｓ２５は順不同とする。

Ｓ２６では、入力電圧推定値算出部４５は、取得情報を用いて、式（６．１）により、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを算出する。
Ｓ２７では、異常判定部４６は、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓ及び入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを取得し、それらの差の絶対値が電圧閾値Ｖｔｈより大きいとき、入力電圧センサ５が異常であると判定する。そして、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとの差の絶対値が電圧閾値Ｖｔｈより大きい異常状態が所定の確定時間以上にわたって継続したか否か判断する。Ｓ２７でＹＥＳの場合、Ｓ２８で、異常判定部４６は入力電圧センサ５の異常を確定する。

一方、Ｓ２７でＮＯの場合、一時的な外乱等によって入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓと推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔとが乖離し、異常と判定された可能性が高い。したがって、異常判定部４６は、異常判定を確定せず、処理を終了する。
なお、異常状態が連続して確定時間に達した場合のみ異常を確定するか、或いは、異常状態が中断しても、ある期間中の累積時間が確定時間に達した場合にも異常を確定するか等の詳細なロジックは、適宜設定してよい。

また、入力電圧センサ５の異常が確定すると、異常判定部４６は、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔをＰＷＭ信号生成部２６に出力する。
Ｓ２９では、ＭＧ制御装置２０は、入力電圧センサ値Ｖｉｎ＿ｓｎｓに代えて、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを用いて、ＭＧ８０の駆動を継続することができる。例えばハイブリッド自動車では、退避走行を継続することができる。
なお、他の実施形態においてモータ駆動を継続するニーズが低いシステムに適用される場合等には、入力電圧センサ５の異常が確定されたとき、モータ駆動を停止してもよい。

本実施形態の効果について説明する。
（１）特許文献１（特許第４７９３０５８号公報）に開示された従来技術では、各相の相電流と相電圧との積の三相和である第１出力推定値と、モータのトルク及び回転数の積に基づいて算出した第２出力推定値とを比較し、インバータ入力電圧センサの異常を判定する。この判定方法では、電圧値を直接評価していないため、広い電圧領域で異常判定精度を一様に確保することが困難である。

それに対し、本実施形態では、制御電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ及び理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒに基づいて、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを直接算出し、センサ値Ｖｉｎ＿ａｃｔと比較することにより、入力電圧センサ５の異常を判定する。したがって、入力電圧センサ５の異常判定精度を広い電圧領域で確保することができる。

特に、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるＭＧ８０の駆動システムでは、車両の運転状況によりＭＧ８０の要求出力が大きく変化する中で良好なドライバビリティを実現するために、特に高精度の制御が要求される。よって、本実施形態を用いて入力電圧センサ５の異常を適確に診断することが有効である。

（２）特許文献１の従来技術では、バッテリ電圧センサ及びインバータ入力電圧センサのセンサ値を比較することにより、いずれかの電圧センサが異常であることを判定する。
それに対し、本実施形態では、入力電圧センサの異常判定のためにバッテリ電圧信号を用いる必要がない。したがって、バッテリ１１の出力電圧が直接インバータ６０に入力されるシステムにおいて、バッテリ電圧センサの設定、及び、バッテリ電圧信号の通信が不要となる。

（３）図７のフローチャートのＳ２９で、入力電圧センサ５が異常と判定されたとき、ＭＧ制御装置２０は、入力電圧推定値Ｖｉｎ＿ｅｓｔを用いて、ＭＧ８０の駆動を継続することができる。したがって、入力電圧センサ５の異常発生により、ＭＧ８０の駆動が直ちに不能となる状況を適切に回避することができる。

（４）図７のフローチャートのＳ２２で、異常診断処理を安定領域でのみ実施することにより、外乱やセンサ誤差の影響を排除し、異常判定を精度良く実施することができる。その結果、誤判定を防止することができる。また、異常判定を確定するための確定時間を短縮することができる。

（その他の実施形態）
（１）図１には、一つのＭＧを備えたシステム構成を例示しているが、本発明は、二つ以上のＭＧを備えたシステムにも同様に適用可能である。具体的には、主に発電機として機能するＭＧ１、及び、主に電動機として機能するＭＧ２を備えたシリーズパラレル方式のハイブリッド自動車等に適用することができる。その場合、ＭＧ１、ＭＧ２をそれぞれ駆動する二つのインバータが並列に設けられており、インバータ入力電圧Ｖｉｎは、二つのインバータに共通に入力される。したがって、いずれか一方のＭＧの通電を制御する回路に電圧センサ異常診断装置を設けることにより、異常診断が可能である。

（２）本発明の電圧センサ異常診断装置は、バッテリの出力電圧が直接インバータに入力されるシステムに限らず、例えば、バッテリとインバータとの間に昇圧コンバータを備えるシステムにおいて、昇圧後電圧を検出する入力電圧センサに適用されてもよい。
その場合、昇圧制御のためにバッテリ電圧情報が必要となるため、基本的にバッテリ電圧センサを無くすことはできない。ただし、インバータ入力電圧センサの異常判定精度を広い電圧領域で確保する効果については、上記実施形態と同様に得られる。

（３）本発明が適用されるモータ駆動システムにおいて駆動される交流モータは、上記実施形態のＭＧのように発電機としての機能を併せ持つものでなくてもよい。また、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。多相交流モータの相の数は、四相以上であってもよい。
さらに、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、一般機械用等、どのような用途のモータ駆動システムに適用されてもよい。

（４）上記実施形態では、理論電圧指令振幅算出部２７は、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ及び回転数ωから電圧方程式を用いて演算される理論電圧指令Ｖｄ＿ｔｈｒ、Ｖｑ＿ｔｈｒに基づき、理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを算出する。その他、理論電圧指令振幅算出部２７は、電圧方程式以外のモータモデル式として、式（７）の三相モデル式を用いて演算される三相電圧指令に基づき、理論電圧指令振幅Ｖａｍｐ＿ｔｈｒを算出してもよい。なお、電圧方程式や三相モデル式は、マップを参照することにより計算してもよい。

ただし、
ｐ：微分演算子
Ｒ：巻線抵抗
Ｌ：自己インダクタンス
Ｍ：相互インダクタンス
ω：電気角速度（又は回転数）
φ：逆起電圧定数
なお、Ｌ、Ｍの添え字は、相、又は相間を示す。

（５）インバータ６０を駆動するスイッチング信号は、指令Ｄｕｔｙとキャリア信号との比較により生成されるＰＷＭパルス信号に限らず、上下アームのスイッチング素子対をスイッチング周期Ｔｓｗにおいて相補的にＯＮ／ＯＦＦさせる信号であればよい。例えば、予め設定された複数のパルスパターンの中から変調率に応じて選択された最適パターンを、電気角周期に同期したスイッチング信号として用いてもよい。パルスパターンを用いる場合もデッドタイムが設けられる点はＰＷＭ信号と同様であり、上記実施形態による電圧センサ異常診断を適用することができる。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１１・・・バッテリ（直流電源）、
２０・・・ＭＧ制御装置（モータ制御装置）、
４０・・・電圧センサ異常診断装置、
４５・・・入力電圧推定値算出部、
４６・・・異常判定部、
５ ・・・入力電圧センサ、
６０・・・インバータ
８０・・・ＭＧ（交流モータ）。

Claims (7)

1. 直流電源（１１）に接続されたインバータ（６０）が供給する交流電力により駆動される三相以上の多相の交流モータ（８０）の通電を制御するモータ制御装置（２０）に適用され、前記インバータに入力されるインバータ入力電圧（Ｖｉｎ）を検出する入力電圧センサ（５）の異常を診断する電圧センサ異常診断装置であって、
   前記モータ制御装置は、電流フィードバック制御により演算された電圧指令に基づいて演算され、前記インバータを構成する複数の上下アームのスイッチング素子対をスイッチング周期において相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチング信号により、前記インバータのスイッチング動作を操作するものであり、
   フィードバック制御により演算される制御電圧指令の振幅であり、前記スイッチング素子対のＯＮ期間同士の間に設けられるデッドタイム分の電圧補正量が補正された制御電圧指令振幅（Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ）から、モータモデル式を用いて演算される理論電圧指令の振幅である理論電圧指令振幅（Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ）を差し引いた電圧指令振幅偏差（ΔＶａｍｐ）に変換係数を乗じて、入力電圧推定値（Ｖｉｎ＿ｅｓｔ）を算出する入力電圧推定値算出部（４５）と、
   前記入力電圧センサによる検出値である入力電圧センサ値（Ｖｉｎ＿ｓｎｓ）と前記入力電圧推定値との差の絶対値が電圧閾値（Ｖｔｈ）より大きいとき、前記入力電圧センサが異常であると判定する異常判定部（４６）と、
   を備え、
   前記交流モータは三相交流モータであり、
   前記変換係数をＫ、スイッチング周期をＴｓｗ、デッドタイムをＤＴとすると、
   前記変換係数は、下式で算出される電圧センサ異常診断装置。
   Ｋ＝Ｔｓｗ／｛（√３）×ＤＴ｝
2. 直流電源（１１）に接続されたインバータ（６０）が供給する交流電力により駆動される三相以上の多相の交流モータ（８０）の通電を制御するモータ制御装置（２０）に適用され、前記インバータに入力されるインバータ入力電圧（Ｖｉｎ）を検出する入力電圧センサ（５）の異常を診断する電圧センサ異常診断装置であって、
   前記モータ制御装置は、電流フィードバック制御により演算された電圧指令に基づいて演算され、前記インバータを構成する複数の上下アームのスイッチング素子対をスイッチング周期において相補的にＯＮ／ＯＦＦするスイッチング信号により、前記インバータのスイッチング動作を操作するものであり、
   フィードバック制御により演算される制御電圧指令の振幅であり、前記スイッチング素子対のＯＮ期間同士の間に設けられるデッドタイム分の電圧補正量が補正された制御電圧指令振幅（Ｖａｍｐ＿ｃｔｒｌ）から、モータモデル式を用いて演算される理論電圧指令の振幅である理論電圧指令振幅（Ｖａｍｐ＿ｔｈｒ）を差し引いた電圧指令振幅偏差（ΔＶａｍｐ）に変換係数を乗じて、入力電圧推定値（Ｖｉｎ＿ｅｓｔ）を算出する入力電圧推定値算出部（４５）と、
   前記入力電圧センサによる検出値である入力電圧センサ値（Ｖｉｎ＿ｓｎｓ）と前記入力電圧推定値との差の絶対値が電圧閾値（Ｖｔｈ）より大きいとき、前記入力電圧センサが異常であると判定する異常判定部（４６）と、
   を備え、
   前記交流モータの駆動条件の変化率が所定範囲内の領域である安定領域において、前記入力電圧センサの異常診断を実施する電圧センサ異常診断装置。
3. 前記安定領域は、電圧指令又は電流指令の変化率が所定範囲内の領域である請求項２に記載の電圧センサ異常診断装置。
4. 前記交流モータは三相交流モータであり、
   前記変換係数をＫ、スイッチング周期をＴｓｗ、デッドタイムをＤＴとすると、
   前記変換係数は、下式で算出される請求項２または３に記載の電圧センサ異常診断装置。
   Ｋ＝Ｔｓｗ／｛（√３）×ＤＴ｝
5. 前記交流モータは三相交流モータであり、
   前記モータ制御装置は、三相軸をｄｑ軸に変換するベクトル制御を行うものであり、
   前記モータモデル式は、ｄｑ軸電流値及び電気角速度に基づいてｄｑ軸電圧値を算出する電圧方程式である請求項１〜４のいずれか一項に記載の電圧センサ異常診断装置。
6. 前記モータ制御装置は、ｄｑ軸電流指令値をｄｑ軸電流値とする電圧方程式を用いて、ｄｑ軸電圧指令のフィードフォワード項を演算するものであり、
   前記理論電圧指令振幅は、前記フィードフォワード項の値を用いて算出される請求項５に記載の電圧センサ異常診断装置。
7. 前記モータ制御装置は、ＰＷＭ制御により前記インバータのスイッチング動作を操作するものであり、
   前記スイッチング周期は、ＰＷＭキャリア信号のキャリア周期に一致する請求項１〜６のいずれか一項に記載の電圧センサ異常診断装置。

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