JP5760778B2 - モータ駆動制御システム - Google Patents

Description

この発明は、モータ駆動制御システムに関し、より特定的には、交流電動機を駆動するためのモータ駆動制御システムに関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が一般的に採用される。インバータは、インバータ駆動回路によってスイッチング制御されており、たとえばパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

ＰＷＭ制御が適用される交流電動機の制御においては、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する。この電流フィードバックは、交流電動機に流れるモータ電流を検出する電流センサの検出値に基づいて行なわれる。

特開２０１０−８２２６１号公報（特許文献１）は、三相交流の電動機の相電流（モータ電流）を検出する相電流センサの異常を検知する電流センサ異常検知装置を開示する。この異常検知装置は、インバータの直流側電流を検出する直流側電流センサと、該直流側電流に基づき相電流を推定する相電流推定手段と、相電流センサにより検出された相電流の三相の総和が零であるか否かを判定する判定手段と、各相ごとに、相電流推定手段により推定された相電流の推定値と、相電流センサにより検出された相電流の検出値とが同一であるか否かを判定する相電流判定手段と、上記判定手段による判定結果において、相電流の三相の総和が零ではなく、かつ、相電流判定手段による判定結果において推定値と検出値とが異なる場合に、推定値と検出値とが異なると判定された相に係る相電流センサは異常であると判定する異常判定手段とを備える。

特開２０１０−８８２６１号公報 特開２００８−１６０９１５号公報 特開２００５−２７３７９号公報 特開２００８−３０７９０８号公報

上記公報に開示される電流センサ異常検知装置では、相電流推定手段は、インバータを構成する６つのスイッチング素子の各々のゲートに入力されるスイッチング指令であるゲート信号に応じた検出タイミングで直流側電流センサにより検出される直流側電流に基づいて、実際にインバータからモータに供給される各相電流を推定する。なお、ゲート信号は、ＰＷＭ信号生成部において、各相電圧指令と三角波などの搬送波とを比較した結果に基づいて生成される。ゲート信号は、各相ごとに対をなすスイッチング素子のオン／オフ状態の組み合わせに応じて、８通りのスイッチングパターンに応じた信号となる。相電流推定手段は、各スイッチングパターンにおいて直流側電流センサにより検出される直流側電流に基づいて、各相電流を推定する。

しかしながら、このような異常検知装置においては、ＰＷＭ信号生成部においてモータの動作状態（たとえば、回転速度）に応じて搬送波の周波数が高くなると、モータの電気角３６０°に含まれる搬送波の周期数が増加するため、各スイッチングパターンの時間幅が小さくなる。そのため、各スイッチング素子のスイッチングに、相電流推定手段における直流側電流センサの検出値のサンプリングを同期させることが困難となる。その結果、相電流センサの故障診断を正確に行なうことができないという問題が生じる。また、誤診断を避けるために、搬送波周波数が高いときには相電流センサの故障診断を行なわない構成とすると、故障診断を実行する機会が制限されてしまうため、相電流センサの信頼性を低下させる虞がある。

一方で、相電流センサの故障診断の機会を得るために搬送波周波数を低下させると、モータのトルク制御の制御性が低下する虞が生じる。また、インバータのスイッチングに伴なう電磁騒音の発生が懸念される。

それゆえ、この発明はかかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、モータ駆動制御システムにおいて、交流電動機の駆動制御に支障を来たすことなく、交流電動機に流れる電流を検出する電流センサの故障診断を高い信頼性をもって行なうことを可能とすることである。

この発明のある局面では、交流電動機を駆動するためのモータ駆動制御システムであって、複数のスイッチング素子を含んで構成され、直流電源から供給される直流電圧を交流電動機の駆動電圧に変換するためのインバータと、直流電源およびインバータの間を流れる母線電流を検出する母線電流検出部と、複数のスイッチング素子のオン・オフの組合せを示すスイッチングパターンと、母線電流検出部による母線電流の検出値とに基づいて、交流電動機の相電流を推定する相電流推定部と、交流電動機の相電流を検出する相電流検出部と、相電流推定部による相電流の推定値と、相電流検出部による相電流の検出値との比較結果に基づいて、相電流検出部の故障を診断するための故障診断部と、交流電動機を動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、複数のスイッチング素子のオン・オフを制御する制御部とを備える。制御部は、交流電動機の駆動に基づく暗騒音が発生しているときに故障診断部による故障診断の実行期間を設けるとともに、故障診断の実行期間中は、搬送波の周波数を一時的に低下させる。

好ましくは、制御部は、故障診断の実行期間中は、搬送波の周波数を、交流電動機の動作状態に応じた第１の値から、相電流推定部が母線電流検出部の検出値をサンプリングする周期に応じた第２の値に低下させる。

好ましくは、制御部は、故障診断部による診断の結果が確定されると、搬送波の周波数を、第２の値から第１の値に復帰させる。

好ましくは、制御部は、交流電動機の回転速度がしきい値よりも大きいという条件が成立するときに、故障診断の実行を許可するように構成される。しきい値は、交流電動機の駆動に基づく暗騒音が人に感知されやすくなるような交流電動機の回転速度に設定される。

この発明によれば、交流電動機の駆動制御に支障を来たすことなく、交流電動機に流れる電流を検出する電流センサの故障診断を高い信頼性をもって行なうことができる。

図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動制御システムを搭載した車両１０の全体ブロック図である。 本実施の形態におけるＥＣＵの制御構成を示す機能ブロック図である。 母線電流からモータ電流推定値への変換を説明する概念図である。 母線電流からモータ電流推定値への変換を説明する概念図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システムにおける電流センサの故障診断を実現するための制御処理手順を示したフローチャートである。 本実施の形態において適用されるキャリア周波数の決定に用いられるマップの一例を示した図である。 本発明の実施の形態による電流センサの故障診断処理におけるキャリア周波数の制御を実現するための制御処理手順を示したフローチャートである。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明が繰返さない。

図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動制御システム１００を搭載した車両１０の全体ブロック図である。

図１を参照して、車両１０は、モータ駆動制御システム１００と、交流電動機２００と、駆動輪２１０とを備える。モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０５と、コンデンサＣ１と、インバータ１４０と、制御装置（以下、ＥＣＵ（Electronic Control Unit）とも称する）３００とを含む。

交流電動機２００は、たとえば、ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する車両において、駆動輪２１０を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機２００は、エンジン（図示せず）によって駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、または電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機２００は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０５は、直流電源１１０と、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、コンデンサＣ２と、コンバータ１２０と、電圧センサ１５０，１７０と、電流センサ１６０とを含む。

直流電源１１０は、再放電可能な電力貯蔵要素であり、代表的には、ニッケル水素電池またはリチウムイオン電池等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。電圧センサ１５０は、直流電源１１０が出力する直流電圧ＶＢを検出する。電流センサ１６０は、直流電源１１０に入出力される直流電流ＩＢを検出する。そして、これらの検出値は、ＥＣＵ３００へ出力される。

システムリレーＳＲ１は、蓄電装置Ｂの正極端子と電力線ＰＬ１との間に接続される。システムリレーＳＲ２は、蓄電装置Ｂの負極端子と接地線ＮＬ１との間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、ＥＣＵ３００からの制御信号ＳＥ１により制御され、蓄電装置Ｂとコンバータ１２０との間での電力の供給と遮断とを切換える。

コンバータ１２０は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、電力線ＰＬ２と接地線ＮＬ１との間に直列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＥＣＵ３００からのスイッチング制御信号ＰＷＣによって制御される。

本実施の形態においては、スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタある
いは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続ノードと電力線ＰＬ１との間に接続される。

コンデンサＣ２は、電力線ＰＬ１および接地線ＮＬ１の間に接続され、電力線ＰＬ１と接地線ＮＬ１との間の電圧変動を低減する。電圧センサ１７０は、コンデンサＣ２の両端の電圧ＶＬを検出し、その検出値をＥＣＵ３００へ出力する。

コンバータ１２０は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２０は、昇圧動作時には、直流電源１１０から供給された直流電圧ＶＬを直流電圧ＶＨ（インバータ１４０への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）に昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線ＰＬ２へ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２０は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧ＶＬに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、接地線ＮＬ１へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作および降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶＬの比）は、上記スイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１をオンに、スイッチング素子Ｑ２をオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝ＶＬ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

コンデンサＣ１は、コンバータ１２０からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４０へ供給する。電圧センサ１３０は、コンデンサＣ１の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値をＥＣＵ３００へ出力する。

電流センサ１８は、直流電圧発生部１０５とインバータ１４０との間を流れる直流電流（以下、「母線電流」と称す）Ｉｄｃを検出し、その検出した母線電流ＩｄｃをＥＣＵ３００へ出力する。なお、図１では、電流センサ１８を接地線ＮＬに設けているが、電流センサ１８を電力線ＰＬ２に設けてもよい。

インバータ１４０は、電力線ＰＬ２と接地線ＮＬ１との間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１４１と、Ｖ相上下アーム１４２と、Ｗ相上下アーム１４３とを含んで構成される。各相上下アームは、電力線ＰＬ２と接地線ＮＬ１との間に直列接続されたスイッチング素子を含む。たとえば、Ｕ相上下アーム１４１はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含み、Ｖ相上下アーム１４２はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含み、Ｗ相上下アーム１４３はスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、ＥＣＵ３００からの制御信号ＰＷＩによって制御される。

交流電動機２００は、代表的には３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相における３つのコイルの一方端が中性点に共通に接続される。さらに、各相コイルの他方端は、各相上下アーム１４１〜１４３におけるスイッチング素子の接続ノードに接続される。

インバータ１４０は、交流電動機２００のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、ＥＣＵ３００からの制御信号ＰＷＩに応答したスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、コンデンサＣ１から供給される直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機２００を駆動する。また、インバータ１４０は、交流電動機２００のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、制御信号ＰＷＩに応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機２００を駆動する。これにより、交流電動機２００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された車両の回生制動時には、交流電動機２００のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４０は、制御信号ＰＷＩに応答したスイッチング動作により、交流電動機２００が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧ＶＨ）を、コンデンサＣ１を介してコンバータ１２０へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、車両を運転するドライバによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４０は、交流電動機２００に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流をＥＣＵ３００へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４０は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５０は、交流電動機２００の回転角θを検出し、その検出した回転角θをＥＣＵ３００へ出力する。ＥＣＵ３００では、回転角θに基づき交流電動機２００の回転速度および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５０については、ＥＣＵ３００にてモータ電圧や電流から回転角θを直接演算することによって、配置を省略してもよい。

ＥＣＵ３００は、電子制御ユニット（制御装置）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理、および／または、専用の電子回路によるハードウェア処理によって、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、ＥＣＵ３００は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１５０，１７０によって検出された直流電圧ＶＢ，ＶＬ、電流センサ１６０によって検出された直流電流ＩＢ、電圧センサ１３０によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４０からのモータ電流（Ｖ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗ）、回転角センサ２５０からの回転角θ等に基づいて、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを交流電動機２００が出力するように、コンバータ１２０およびインバータ１４０の動作を制御する。すなわち、ＥＣＵ３００は、コンバータ１２０およびインバータ１４０を制御するための制御信号ＰＷＣ，ＰＷＩを生成して、コンバータ１２０およびインバータ１４０へ出力する。

コンバータ１２０の昇圧動作時には、ＥＣＵ３００は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するように制御信号ＰＷＣを生成する。

また、ＥＣＵ３００は、車両が回生制動モードに入ったことを示す回生信号ＲＧＥを外部制御装置から受けると、交流電動機２００で発電された交流電圧を直流電圧に変換するように制御信号ＰＷＩを生成してインバータ１４０へ出力する。これにより、インバータ１４０は、交流電動機２００で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２０へ供給する。そして、ＥＣＵ３００は、インバータ１４０から供給された直流電圧を降圧するように制御信号ＰＷＣを生成し、コンバータ１２０へ出力する。これにより、交流電動機２００が発電した交流電圧は、直流電圧に変換かつ降圧されて直流電源１１０に供給される。

本実施の形態に従うモータ駆動制御システム１００では、ＥＣＵ３００による交流電動機２００の制御に、ＰＷＭ制御を適用する。ＰＷＭ制御は、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定時間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。

このＰＷＭ制御では、モータ電流のフィードバック制御によってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相が制御される。したがって、モータ電流ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ２４０が故障することによって、電流センサ２４０の検出値において、実電流値に対するゲインにずれが生じる、あるいは、実電流値に対するオフセットが生じる異常が生じると、交流電動機２００の制御性が低下し、所望の出力を確保できなくなる虞がある。そこで、本実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、ＥＣＵ３００は、上記の交流電動機２００の制御と並行して、電流センサ２４０の故障診断を実行する。

（制御装置の構成）
図２は、本実施の形態におけるＥＣＵ３００の制御構成を示す機能ブロック図である。図２で説明されるブロック図に記載された各機能ブロックは、ＥＣＵ３００によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図２を参照して、ＥＣＵ３００は、制御指令演算部３１０と、相電流演算部３２０と、相電流比較部３３０と、制御部３４０とを含む。

制御指令演算部３１０は、上位の制御装置（図示せず）からのトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、電流センサ２４０からのモータ電流ｉｖ，ｉｗと、回転角センサ２５０からの回転角θとを受ける。そして、制御指令演算部３１０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから算出されるｄ軸、ｑ軸の電流指令値と、モータ電流検出値をｄ軸、ｑ軸に変換した電流検出値とを用いて電流フィードバック制御を行ない、インバータ１４０に印加する電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を生成する。制御指令演算部３１０は、生成した電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を、交流電動機２００の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。そして、制御指令演算部３１０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、インバータ１４０を駆動する制御信号ＰＷＩを生成してインバータ１４０へ出力する。

さらに、制御指令演算部３１０は、生成した制御信号ＰＷＩにおけるデューティに関する情報Ｄｕｔｙを相電流演算部３２０へ出力する。このデューティに関する情報Ｄｕｔｙは、制御信号ＰＷＭＩに従って各相上下アーム１４１〜１４３におけるスイッチング素子をオン・オフ駆動するためのゲート信号Ｓ３〜Ｓ８の生成に用いられる。

相電流演算部３２０は、電流センサ１８０から母線電流Ｉｄｃを取得すると、母線電流Ｉｄｃと制御指令演算部３１０から与えられたデューティに関する情報Ｄｕｔｙとに基づいて、交流電動機２００に流れるモータ電流（Ｕ相電流ｉｕ，Ｖ相電流ｉｖ，Ｗ相電流ｉｗを推定する。具体的には、相電流演算部３２０は、インバータ１４０を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフの組合せを示すスイッチングパターンに基づいて、母線電流Ｉｄｃをモータ電流（相電流）に変換することにより、モータ電流推定値（Ｕ相電流推定値ｉｕ♯，Ｖ相電流推定値ｉｖ♯，Ｗ相電流推定値ｉｗ♯）を演算する。

図３および図４は、母線電流Ｉｄｃからモータ電流推定値ｉｕ♯，ｉｖ♯，ｉｗ♯への変換を説明する概念図である。

まず、図４を参照して、インバータ１４０においては、６個のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフの組合せは８パターン存在する。図４では、各相上下アーム１４１〜１４３において、オン状態となるスイッチング素子が示されている。

図４に示される８つのスイッチングパターンのうち、上アームの３つのスイッチング素子が互いに同じスイッチング状態（すべてオンまたはオフ）となり、かつ、下アームの３つのスイッチング素子も互いに同じスイッチング状態となるスイッチングパターン（図４では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ５，Ｑ７がオン状態となるスイッチングパターン、およびスイッチング素子Ｑ４，Ｑ６，Ｑがオン状態となるスイッチングパターン）は、相間電圧が零となり、そのような電圧状態は零ベクトルと称される。この２つのスイッチングパターンでは、モータ電流は零となる。そして、上記２つのスイッチングパターンを除いた６つのスイッチングパターンは、６０°ずつ位相が異なる６つの瞬時空間電圧ベクトルとなる。

インバータ１４０の直流側には、各スイッチングパターンに応じて断続的に各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが発生する。電流センサ１８０により検出される母線電流Ｉｄｃは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのいずれか１つ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのいずれか１つの符号が反転したもの、あるいは、零となる。

たとえば図３に示すように、電力線ＰＬ２にはスイッチング素子Ｑ３がオンして接続され、接地線ＮＬ２にはスイッチング素子Ｑ６，Ｑ８がオンして接続されるスイッチングパターンでは、母線電流Ｉｄｃは、Ｕ相上下アーム１４１の上アーム（スイッチング素子Ｑ３）から交流電動機２００のＵ相コイルへ流れる。すなわち、母線電流Ｉｄｃは、Ｕ相電流ｉｕに等しく、この電流がＶ相電流ｉｖとＷ相電流ｉｗとに分割される。このようにして、図４においては、６つのスイッチングパターンの各々について、母線電流Ｉｄｃから各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのいずれか１つ、あるいは、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのいずれか１つの符号が反転したものが取得される。

再び図２を参照して、相電流演算部３２０は、電流センサ１８０から母線電流Ｉｄｃの検出値を受け、制御指令演算部３１０からＤｕｔｙ情報を受けると、図４に示されるスイッチングパターンと母線電流Ｉｄｃとの相関関係を参照することにより、母線電流Ｉｄｃに基づいて相電流を推定する。相電流演算部３２０は、母線電流Ｉｄｃから推定された相電流の推定値（モータ電流推定値ｉｕ♯，ｉｖ♯，ｉｗ♯）を相電流比較部３３０へ出力する。

相電流比較部３３０は、モータ電流推定値ｉｕ♯，ｉｖ♯，ｉｗ♯と、電流センサ２４０によるモータ電流の検出値ｉｖ，ｉｗとを比較し、その比較結果に基づいて電流センサ２４０の故障を診断する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和が零であるため、電流センサ２４０により検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗからＵ相電流ｉｕを算出することができる。

たとえば図３に示したように、インバータ１４０のＵ相上下アーム１４１の上アームから交流電動機２００のＵ相コイルへ電流が流れるスイッチングパターンの場合には、相電流演算部３２０によるＵ相電流推定値ｉｕ♯と、電流センサ２４０によるＵ相電流ｉｕの検出値とを比較し、その比較結果が所定範囲を超えるときには、電流センサ２４０の故障と判定する。電流センサ２４０の故障と判定されると、相電流比較部３３０は、故障検出カウンタの加算を行なう。故障検出カウンタは、ＥＣＵ３００が内蔵しているカウンタであり、電流センサ２４０の故障と判定された回数を計測するために用いられる。上述した故障診断によって電流センサ２４０の故障と判定されると、カウント値に１が加算される。

相電流比較部３３０は、故障検出カウンタのカウント値が判定値に達したか否かを判定する。カウント値が判定値に達すると、相電流比較部３３０は、電流センサ２４０が故障である旨の診断を確定して、故障検出フラグをオンする。

このように、相電流比較部３３０は、電流センサ２４０の故障と判定された回数が判定値に達したときに電流センサ２４０の故障とする診断結果を確定する。これにより、ノイズ等の影響により電流センサ１８０，２４０の検出値が一時的に変動するなど、偶発的な要因によって電流センサ２４０の故障と誤診断されてしまうのを防止することができる。その結果、信頼性の高い故障診断を行なうことができる。

なお、本実施の形態では、電流センサ２４０の故障と判定された回数が判定値を超えたときに電流センサ２４０が故障である旨の診断結果を確定する構成としたが、電流センサ２４０の故障である旨の判定が継続してなされた場合にはじめて故障とする診断結果を確定する構成としてもよい。

図５は、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００における電流センサ２４０の故障診断を実現するための制御処理手順を示したフローチャートである。

図５を参照して、相電流演算部３２０は、ステップＳ０１により、電流センサ１８０による母線電流Ｉｄｃの検出値を取得する。さらにステップＳ０２では、相電流演算部３２０は、制御指令演算部３１０からデューティに関する情報Ｄｕｔｙを取得する。

ステップＳ０３では、相電流演算部３２０は、図４に示されるスイッチングパターンと母線電流Ｉｄｃとの相関関係を参照することにより、母線電流Ｉｄｃに基づいて相電流を推定する。相電流演算部３２０は、母線電流Ｉｄｃから推定された相電流の推定値（モータ電流推定値ｉｕ♯，ｉｖ♯，ｉｗ♯を相電流比較部３３０へ出力する。

ステップＳ０４では、電流センサ２４０は、モータ電流ｉｖ，ｉｗを検出し、その検出値を相電流比較部３３０へ出力する。

ステップＳ０５において、相電流比較部３３０は、モータ電流推定値ｉｕ♯，ｉｖ♯，ｉｗ♯と、電流センサ２４０によるモータ電流の検出値ｉｖ，ｉｗとを比較する。相電流比較部３３０は、ステップＳ０６において、比較結果としてモータ電流推定値とモータ電流の検出値との偏差を算出すると、その算出した偏差が所定範囲内であるか否かを判定する。そして、当該偏差が所定範囲内である場合には（ステップＳ０６においてＹＥＳ）、相電流比較部３３０は、電流センサ２４０が正常であると判定する。そして、処理がステップＳ１１に進められて、相電流比較部３３０は、故障検出フラグをオフする。

一方、偏差が所定範囲を超える場合（ステップＳ０６においてＮＯ）には、相電流比較部３３０は、電流センサ２４０の故障と判定する。そして、処理がステップＳ０７に進められて、相電流比較部３３０は、故障検出カウンタの加算を行なう。

ステップＳ０８では、相電流比較部３３０は、故障検出カウンタのカウント値が判定値に達したか否かを判定する。カウント値が判定値に達していない場合（ステップＳ０８においてＮＯ）には、制御はメインルーチンに戻される。

一方、カウント値が判定値に達すると（ステップＳ０８においてＹＥＳ）、相電流比較部３３０は、ステップＳ０９により電流センサ２４０が故障である旨の診断を確定する。そして、処理をステップＳ１０に進めて、相電流比較部３３０は、故障検出フラグをオンする。

以上に説明したように、母線電流Ｉｄｃを検出可能な電流センサ１８０の検出値に基づいて交流電動機２００に流れる電流（モータ電流）が推定され、その推定された電流と電流センサ２４０の検出値との比較結果に基づいて、電流センサ２４０の故障が診断される。これにより、モータ電流センサを増設することなく、電流センサ２４０の故障を診断することができる。したがって、低コストで電流センサ２４０の故障を診断することができる。

その一方で、ＰＷＭ制御において、交流電動機２００の動作状態（たとえば、回転速度）に応じて搬送波周波数（以下、「キャリア周波数」と称する）が高くなると、交流電動機２００の電気角３６０°に含まれる搬送波の周期数が増加するため、各スイッチングパターンの時間幅が小さくなる。そのため、各スイッチング素子のスイッチングに、相電流演算部３２０における電流センサ１８０の検出値Ｉｄｃのサンプリングを同期させることが困難となり、電流センサ２４０の故障診断を正確に行なうことができないという問題が生じる。

ここで、各スイッチング素子のスイッチングと、電流センサ１８０の検出値Ｉｄｃのサンプリングとの同期可能な周波数までキャリア周波数を低下させると、正確な故障診断が可能となる一方で、交流電動機２００のトルク制御性を低下させる虞が生じる。また、キャリア周波数を可聴周波数帯域まで低下させることによって、インバータ１４０のスイッチングに伴なう電磁騒音がユーザに感知され易くなることが懸念される。

そこで、本実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、制御部３４０は、交流電動機２００の駆動に基づく暗騒音が発生しているときに限定して、電流センサ２４０の故障診断の実行期間を設ける。そして、この故障診断の実行期間中においては、キャリア周波数をＰＷＭ制御で用いる周波数よりも低い周波数に一時的に低下させる。

すなわち、本実施の形態では、暗騒音が発生している状態においてキャリア周波数を一時的に下げることによって、故障診断を実行する機会を作る。そして、電流センサ２４０が故障である旨の診断結果が確定するのに要する最小限の時間を待って、キャリア周波数を通常のＰＷＭ制御で用いるキャリア周波数に復帰させる。

このような構成とすることにより、暗騒音が発生している状態では、スイッチングに伴なう電磁騒音がさほど問題とされないため、キャリア周波数を低下させて電流センサ２４０の故障診断を行なうことにより、正確に故障診断を行なうことが可能となる。また、故障診断を開始してから故障診断結果が確定するまでの必要最低限の時間に限定して、キャリア周波数を一時的に低下させることによって、キャリア周波数の低下に起因してＰＷＭ制御での制御性が損なわれるのを防止できる。

この結果、ＰＷＭ制御でのキャリア周波数に制限されることなく、電流センサ２４０の故障診断を行なう機会を増やすことができるため、電流センサ２４０の信頼性を向上でき、高信頼性のモータ駆動制御を行なうことが可能となる。

図６は、実施の形態において適用されるキャリア周波数の決定に用いられるマップの一例を示した図である。

図６を参照して、横軸にモータ回転速度、縦軸にトルクが示されている。図６では回転速度に応じてキャリア周波数を切替える。たとえば、領域Ｂ１に示すように、しきい値Ｎ１よりも回転速度が低い領域ではキャリア周波数ｆはｆ１である。また、回転速度がしきい値Ｎ１以上しきい値Ｎ２以下となる領域Ｂ２ではキャリア周波数ｆはｆ２である。しきい値Ｎ２よりも回転速度が高い領域Ｂ３ではキャリア周波数ｆはｆ３である。このように、破線の枠で囲まれた領域ごとにキャリア周波数が予め定められている。キャリア周波数は、ＰＷＭ制御の制御性、インバータ発熱、車内で生じる騒音などの観点から、交流電動機２００の動作状態（トルクや回転速度）に応じて予め定められている。

制御部３４０は、上記のように、交流電動機２００の駆動に基づく暗騒音が発生しているときに限定して、電流センサ２４０の故障診断の実行期間を設ける。具体的には、交流電動機２００を駆動力源とした車両の走行中は、インバータのスイッチングに伴なう電磁騒音が耳障りとなる可能性が低いため、走行中に電流センサ２４０の故障診断の実行期間を設ける。たとえば、図６に示すように、交流電動機２００の回転速度がしきい値Ｎｔｈよりも大きいという条件が成立したときに、制御部３４０は故障診断の実行を許可することとする。このしきい値Ｎｔｈは、交流電動機２００の駆動に基づく暗騒音が人に感知されやすくなるような交流電動機の回転速度に設定される。なお、回転速度の代わりに、車速を用いてもよい。

図６において回転速度（または車速）がしきい値Ｎｔｈよりも大きい領域では、交流電動機２００の駆動に基づく暗騒音が大きい動作状態であるため、多少の電磁騒音の増加は許容される可能性が高い。そこで、制御部３４０は、キャリア周波数を、予め定められた周波数から電流センサ２４０の故障診断に適した周波数に一時的に低下させる。そして、故障診断結果が確定すると、キャリア周波数を元の周波数に復帰させる。

図７は、本発明の実施の形態による電流センサ２４０の故障診断処理におけるキャリア周波数の制御を実現するための制御処理手順を示したフローチャートである。

図７を参照して、制御部３４０は、ステップＳ２０により、電流センサ２４０の故障診断の実行タイミングであるか否かを判定する。故障診断の実行タイミングは、たとえば、１トリップ（ここでは、車両の起動から停止までの期間を意味するものとする）において、一定時間ごとまたは所定の条件が成立するごとに故障診断が実行されるように、定められている。

故障診断の実行タイミングでないと判定されると（ステップＳ２０においてＮＯ）、制御はメインルーチンに戻される。一方、故障診断の実行タイミングであると判定されると（ステップＳ２０においてＹＥＳ）、ステップＳ２１において、制御部３４０は、故障検出フラグを初期化（オフ状態）する。

ステップＳ２２において、制御部３４０は、交流電動機２００の駆動に基づく暗騒音が発生しているか否かを判定する。具体的には、制御部３４０は、交流電動機２００の回転速度がしきい値Ｎｔｈよりも大きいか否かを判定する。交流電動機２００の回転速度がしきい値Ｎｔｈ以下であると判定されると（ステップＳ２２においてＮＯ）、制御部３４０は、電流センサ２４０の故障診断の実行を禁止する。したがって、制御部３４０は、ステップＳ２４により、キャリア周波数を、ＰＷＭ制御に用いている周波数に維持する。

これに対して、交流電動機２００の回転速度がしきい値Ｎｔｈよりも大きいと判定されると（ステップＳ２２においてＹＥＳ）、制御部３４０は、電流センサ２４０の故障診断の実行を許可する。したがって、制御部３４０は、ステップ２３において、キャリア周波数を、ＰＷＭ制御での周波数から故障診断に適した周波数に低下させる。これにより、制御指令演算部３１０では、キャリア周波数が変更後の周波数に切替えられる。

制御部３４０は、ステップＳ２５では、電流センサ２４０の故障診断が確定したか否かを判定する。制御部３４０は、電流センサ２４０が故障である旨の診断結果が確定したことにより故障検出フラグがオンされたとき、あるいは、故障検出フラグがオフ状態に維持されることにより電流センサ２４０が正常である旨の診断結果が確定したときには、電流センサ２４０の故障診断が確定したと判定する。故障診断が終了したと判定されると（ステップＳ２５においてＹＥＳ）、制御部３４０は、ステップＳ２６により、キャリア周波数を元のＰＷＭ制御での周波数に復帰させる。

以上説明したように、この発明の実施の形態によれば、交流電動機２００の駆動に基づく暗騒音が発生しているときに限定して、電流センサ２４０の故障診断の実行期間を設けるとともに、故障診断の実行期間中においては、キャリア周波数を一時的に低下させる。これにより、車室内の騒音を増加させることなく、かつ、ＰＷＭ制御での制御性を損なうことなく、正確な故障診断を行なうことができる。この結果、ＰＷＭ制御でのキャリア周波数に制限されることなく、電流センサ２４０の故障診断を行なう機会を増やすことができるため、電流センサ２４０の信頼性を向上でき、高信頼性のモータ駆動制御を行なうことが可能となる。

なお、この発明は、複数の交流電動機が設けられるモータ駆動制御システムにも適用可能である。具体的には、直流電圧発生部１０５に対してインバータ１４０と並列に他のインバータが接続されるとともに、そのインバータによって他の交流電動機が駆動されるように構成されたモータ駆動制御システムにおいても、この発明は適用可能である。このようなシステムにおいては、各インバータに対応付けて電流センサ１８０を設けるとともに、各電流センサ１８０による母線電流Ｉｄｃの検出値と各インバータのスイッチングパターンとに基づいてモータ電流推定値を算出する。そして、そのモータ電流推定値と各モータ電流センサ２４０の検出値との比較結果に基づいて、各電流センサの故障を診断する。なお、各交流電動機を独立に駆動することができる場合には、インバータごとに母線電流を検出する電流センサを設ける構成に代えて、複数のインバータで１個の電流センサを共有し、電流センサの故障診断の実行タイミングを複数の交流電動機の間で切替える構成することも可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 車両、１８ 電流センサ、１００ モータ駆動制御システム、１０５ 直流電圧発生部、１１０ 直流電源、１２０ コンバータ、１３０，１５０，１７０ 電圧センサ、１４０ インバータ、１４１ Ｕ相上下アーム、１４２ Ｖ相上下アーム、１４３ Ｗ相上下アーム、１６０，１８０，２４０ 電流センサ、２００ 交流電動機、２１０ 駆動輪、２５０ 回転角センサ、３００ ＥＣＵ、３１０ 制御指令演算部、３２０ 相電流演算部、３３０ 相電流比較部、３４０ 制御部、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｌ１ リアクトル、ＮＬ１ 接地線、ＰＬ１，ＰＬ２ 電力線、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (3)

1. 交流電動機を駆動するためのモータ駆動制御システムであって、
   複数のスイッチング素子を含んで構成され、直流電源から供給される直流電圧を前記交流電動機の駆動電圧に変換するためのインバータと、
   前記直流電源および前記インバータの間を流れる母線電流を検出する母線電流検出部と、
   前記複数のスイッチング素子のオン・オフの組合せを示すスイッチングパターンと、前記母線電流検出部による母線電流の検出値とに基づいて、前記交流電動機の相電流を推定する相電流推定部と、
   前記交流電動機の相電流を検出する相電流検出部と、
   前記相電流推定部による相電流の推定値と、前記相電流検出部による相電流の検出値との比較結果に基づいて、前記相電流検出部の故障を診断するための故障診断部と、
   前記交流電動機を動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記複数のスイッチング素子のオン・オフを制御する制御部とを備え、
   前記制御部は、前記交流電動機の駆動に基づく暗騒音が発生しているときに前記故障診断部による故障診断の実行期間を設けるとともに、前記故障診断の実行期間中は、前記搬送波の周波数を、前記交流電動機の動作状態に応じた第１の値から、前記相電流推定部が前記母線電流検出部の検出値をサンプリングする周期に応じた第２の値に低下させる、モータ駆動制御システム。
2. 前記制御部は、前記故障診断部による診断の結果が確定されると、前記搬送波の周波数を、前記第２の値から前記第１の値に復帰させる、請求項１に記載のモータ駆動制御システム。
3. 前記制御部は、前記交流電動機の回転速度がしきい値よりも大きいという条件が成立するときに、前記故障診断の実行を許可するように構成され、
   前記しきい値は、前記交流電動機の駆動に基づく暗騒音が人に感知されやすくなるような前記交流電動機の回転速度に設定される、請求項１または２に記載のモータ駆動制御システム。

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