JP2010119268A - インバータの異常検出装置および異常検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】矩形波電圧の電圧位相に応じた駆動電流を交流モータに供給するインバータの異常を、矩形波制御装置で算出される矩形波電圧の電圧位相に基づいて検出する。
【解決手段】異常検出部は、矩形波電圧制御部で算出される矩形波電圧の電圧位相φｖとリミッタ位相φlimitとが一致したか否かを判断し（Ｓ３００）、電圧位相φｖとリミッタ位相φlimitとが一致した場合（Ｓ３００にてＹＥＳ）、異常カウンタを加算し（Ｓ３１０）、異常カウンタが予め定められた異常確定時間以上であると（Ｓ３２０にてＹＥＳ）、インバータのオープン故障が生じている異常状態と判断する（Ｓ３３０）。
【選択図】図９

Description

本発明は、インバータの異常を検出する技術に関し、特に、矩形波電圧に応じた駆動電流を交流モータに供給するインバータの異常を検出する技術に関する。

従来より、交流電源あるいは交流モータの制御システムの異常を検出する手法が多く開発されている。

たとえば、特開２００３−２３５１５４号公報（特許文献１）には、三相交流電源から直流電圧に変換するコンバータ装置において、三相交流電源の任意の２相の交流電源電圧位相差を算出し、この位相差が１２０゜から所定値以上離れると、三相交流電源の欠相と判断する装置が開示されている。

また、特開２００４−１５３９５７号公報（特許文献２）には、系統に誘導性インピーダンスを介して並列接続されたインバータと、このインバータの出力電流と基準電流の差に応じて電圧制御信号を生成し、この電圧制御信号に応じてインバータの出力電圧を制御する電圧制御回路とを有する電力変換装置において、系統の三相電圧をｄｑ軸に変換し、この変換により得られたｄ軸電圧の変化率を予定値と比較することで、系統の異常を判断する電力変換装置が開示されている。

ところで、従来より、交流モータの制御方式を、交流モータの運転領域に応じてパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式と矩形波電圧制御方式との間で切り換える技術が知られている。たとえば、特開２００８−１５４３９８号公報（特許文献３）に開示された制御装置は、交流モータの運転領域を、モータトルクおよびモータ回転速度に応じて、ＰＷＭ制御を行う領域Ａと、ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御のいずれでも可能な領域Ｂとに区分して、交流モータの運転領域が領域Ｂの時には矩形波電圧制御を選択している。
特開２００３−２３５１５４号公報 特開２００４−１５３９５７号公報 特開２００８−１５４３９８号公報

ところで、矩形波電圧制御中にインバータの各相アームのうちの一相がオープン故障（常時オフとなる故障）をした場合、故障した相のモータ電流の半波が流れなくなり、平均的にはオフセット電流が交流モータに流れることになる。このようなオープン故障を検出するハード回路を有さない駆動制御システムにおいては、オフセット電流が継続して交流モータに流れ、交流モータのロータに渦電流が発生してロータが過熱状態となり、交流モータの出力が低下するという二次的な故障が生じ得る。

しかしながら、矩形波電圧制御中に生じるインバータのオープン故障を専用のハード回路を用いることなく検出する技術は、上述の特開２００３−２３５１５４号公報、特開２００４−１５３９５７号公報、特開２００８−１５４３９８号公報のいずれにも開示されていない。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、矩形波電圧の電圧位相に応じた駆動電流を交流モータに供給するインバータの異常を、矩形波制御装置で算出された矩形波電圧の電圧位相に基づいて検出することができる制御装置および制御方法を提供することである。

第１の発明に係る制御装置は、矩形波制御装置で算出される矩形波電圧の電圧位相に応じた駆動電流を交流モータに供給するインバータの異常検出装置である。矩形波制御装置は、交流モータの出力トルクがトルク指令値よりも小さい場合に矩形波電圧の電圧位相を予め定められた上限位相以下の範囲で増加する。異常検出装置は、電圧位相と上限位相とが一致する状態が所定時間継続したか否かを判断し、一致する状態が所定時間継続したと判断した場合に、インバータが異常であることを検出する。

第２の発明に係る制御装置においては、トルク指令値は、所定の上限トルク値以下に制限される。交流モータの出力トルクは、電圧位相が所定の位相よりも小さい小位相領域では電圧位相の増加に伴なって増加し、電圧位相が所定の位相のときに最大トルクとなる特性を有する。上限位相は、交流モータの出力トルクが最大トルクとなる所定の位相に設定される。上限トルク値は、最大トルクよりも小さい値に設定される。

第３の発明に係る制御装置においては、インバータは、交流モータの各相にそれぞれ対応する複数のアームを備え、複数のアームの各々は、直列に接続された２つのスイッチング素子を含む。異常検出装置は、一致する状態が所定時間継続した場合に、複数のアームのうちのいずれか１つのアームに含まれる一方のスイッチング素子が常時オフ状態となるオープン故障であることを検出する。

第４の発明に係る制御装置においては、矩形波制御装置は、交流モータの出力トルクがトルク指令値よりも小さい場合、上限位相以下の範囲で電圧位相の増加を継続する。交流モータの出力トルクは、オープン故障が生じた場合に、トルク指令値よりも継続的に低くなる特性を有する。

第５の発明に係る制御装置においては、異常検出装置は、電圧位相と上限位相とが一致しない場合、インバータが正常であることを検出する。

第６の発明に係る制御装置においては、矩形波制御装置で算出される矩形波電圧の電圧位相に応じた駆動電流を交流モータに供給するインバータの異常検出装置が行なう異常検出方法である。矩形波制御装置は、交流モータの出力トルクがトルク指令値よりも小さい場合に矩形波電圧の電圧位相を予め定められた上限位相以下の範囲で増加する。異常検出方法は、電圧位相と上限位相とが一致する状態が所定時間継続したか否かを判断するステップと、一致する状態が所定時間継続したと判断された場合に、インバータが異常であると検出するステップとを含む。

本発明によれば、矩形波制御装置で算出される矩形波電圧の電圧位相に基づいて、矩形波電圧制御中に生じるインバータの異常を検出することができる。

以下において、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さない。

図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。
図１を参照して、このモータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１とを備える。

交流モータＭ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、充電可能に構成された直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、たとえばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池を含んで構成される。あるいは、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により直流電源Ｂを構成してもよい。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。電圧センサ１０は、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および正極線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子および負極線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサＣ１は、正極線６および負極線５の間に接続される。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、正極線７および負極線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと正極線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、正極線７および負極線５の間に接続される。

インバータ１４は、正極線７および負極線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。各相アームは、正極線７および負極線５の間に直列接続されたスイッチング素子を含む。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間の代わりに、逆並列ダイオードＤ２のオン期間に合わせてスイッチング素子Ｑ２のみをオンさせる期間を設けても良い。この場合には、原則としてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は相補的にオン・オフを繰返す。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧を検出し、その検出値ＶＨを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答して、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作を行なう。インバータ１４には平滑コンデンサＣ０から直流電圧ＶＨが供給される。

インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。

また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。

このような制御により、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧ＶＨに変換し、その変換した直流電圧ＶＨ（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ２５）は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）を算出する。

制御装置３０は、外部に設けられた電子制御ユニット（上位ＥＣＵ：図示せず）から入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、レゾルバ２５からの回転角θに基づいて、交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。

昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。

図２は、モータ駆動システム１００で用いられる制御方式を説明する図である。図２に示すように、モータ駆動システム１００では、インバータ１４における電圧変換について３つの制御モードを切換えて使用する。具体的には、３つの制御モードは、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の各制御モードである。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御方式として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の０．６１倍程度までしか高めることができない。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ＰＷＭデューティを最大値に維持した場合に相当する、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータ印加する。これにより、変調率は０．７８程度まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅を縮小するようにを歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることによって、変調率を０．６１〜０．７８程度の範囲まで高めることができる。本実施の形態では、通常のＰＷＭ制御方式である正弦波ＰＷＭ制御および、過変調ＰＷＭ制御の両者をＰＷＭ制御方式に分類する。

交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、その必要電圧が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧には限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御方式が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに制御される。

その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）に達すると、システム電圧ＶＨを維持した上で矩形波電圧制御方式が適用される。矩形波電圧制御時には、基本波成分の振幅が固定されるため、演算によって求められるトルク推定値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。

図３は、制御方式の選択手法を説明するフローチャートである。図３のフローチャートに示されるように、図示しない上位ＥＣＵによって、アクセル開度等に従う車両要求出力に基づき交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが算出される（ステップＳ１００）のを受けて、制御装置３０は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数からモータ必要電圧（誘起電圧）を算出し（ステップＳ１１０）、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）との関係に従って、矩形波電圧制御方式およびＰＷＭ制御方式（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）のいずれを適用してモータ制御を行なうかを決定する（ステップＳ１２０）。ＰＷＭ制御方式の適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。上記制御フローに従って、交流モータＭ１の運転条件に従って、図２に示した複数の制御方式のうちから適正な制御方式が選択される。

図４は、制御方式と交流モータＭ１の出力トルクとの関係を示す図である。図４に示されるように、交流モータＭ１の回転数が低回転数域Ａ１に含まれる場合にはＰＷＭ制御が適用される。ＰＷＭ制御が適用される場合、交流モータＭ１の出力トルク（トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ）の制御範囲は、図４に示す上限トルクラインＬ１で制限される。

一方、交流モータＭ１の回転数が高回転数域Ａ２に含まれる場合には、矩形波電圧制御が適用される。矩形波電圧制御が適用される場合、交流モータＭ１の出力トルク（トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ）の制御範囲は、図４に示す上限トルクラインＬ２まで拡大される。これにより、交流モータＭ１の出力向上が実現される。

図５は、制御装置３０によって実行されるＰＷＭ制御の制御ブロック図である。図５に示されるように、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０と、制御モード判定部２７０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、レゾルバ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

制御モード判定部２７０は、図３に示したフローチャートに従ってＰＷＭ制御方式（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）が選択されたときに、以下に示す変調率演算に従って、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方を選択する。

制御モード判定部２７０は、ＰＩ演算部２４０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて、下記（１），（２）式に従って線間電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。

Ｖａｍｐ＝｜Ｖｄ♯｜・ｃｏｓφ＋｜Ｖｑ♯｜・ｓｉｎφ …（１）
ｔａｎφ＝Ｖｑ♯／Ｖｄ♯ …（２）
さらに、制御モード判定部２７０は、システム電圧ＶＨに対する上記演算による線間電圧振幅Ｖａｍｐの比である変調率Ｋｍｄを、すなわち下記（３）式に従って演算する。

Ｋｍｄ＝Ｖａｍｐ／ＶＨ♯…（３）
制御モード判定部２７０は、上記の演算により求められた変調率Ｋｍｄに従って、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の一方を選択する。なお、上述のように、制御モード判定部２７０による制御方式の選択はＰＷＭ信号生成部２６０における搬送波の切換えに反映される。すなわち、過変調ＰＷＭ制御方式時には、ＰＷＭ信号生成部２６０におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御方式時の一般的なものから切換えられる。

あるいは、式（３）により求められた変調率ＫｍｄがＰＷＭ制御方式により実現可能な範囲を超えている場合には、制御モード判定部２７０は、矩形波電圧制御方式への変更を促す出力を上位ＥＣＵ（図示せず）に対して送出してもよい。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、電流指令生成部２１０に入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

このように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）へモータ電流を制御する閉ループが構成されることにより、交流モータＭ１の出力トルクはトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従って制御される。

図６は、制御装置３０によって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。図６を参照して、矩形波電圧制御部４００は、ＰＷＭ制御方式時と同様の座標変換部２２０と、トルク推定部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、位相リミッタ４３２と、矩形波発生部４４０と、信号発生部４５０とを含む。

座標変換部２２０は、ＰＷＭ制御方式時と同様に、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流をｄ軸電流Ｉｔおよびｑ軸電流Ｉｑに座標変換する。

トルク推定部４２０は、座標変換部２２０によって求められたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸Ｉｑを用いて、交流モータＭ１の出力トルクを推定する。トルク推定部４２０は、たとえば、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを引数としてトルク推定値Ｔｒｑを出力するトルク算出マップにより構成される。

ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク推定値Ｔｒｑの偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｒｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φを設定する。

図７は、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時の矩形波電圧の位相φの設定手法を説明するフローチャートである。図７に示されるように、ＰＩ演算部４３０は、偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）が正であるか否か（トルク不足であるか否か）を判断し（Ｓ２００）、偏差ΔＴｒｑが正であると矩形波電圧の電圧位相φを進め（Ｓ２１０）、そうでないと矩形波電圧の電圧位相φを遅らせる（Ｓ２２０）。このように、矩形波電圧制御では、矩形波電圧の電圧位相φを操作することによってトルク推定値Ｔｒｑをトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに追従させる。

図６に戻って、位相リミッタ４３２は、ＰＩ演算部４３０の出力する位相φに所定の制限をかけた電圧位相φｖを矩形波発生部４４０に出力する。

図８は、矩形波電圧の電圧位相φに対する交流モータＭ１の出力トルク特性を示す図である。図８に示されるように、電圧位相φが所定の位相φｍのときに出力トルクは最大トルクとなる。電圧位相φがφｍよりも小さい領域（小位相領域）では、電圧位相φの増加（進角）に伴なって出力トルクは増加する。一方、電圧位相φがφｍよりも大きい領域（大位相領域）では、小位相領域とは逆に、電圧位相φの増加に伴なって出力トルクは減少する。

位相リミッタ４３２は、電圧位相φを上述の小位相領域で制御するために、リミッタ位相φｌｉｍｉｔを位相φｍの近傍に設定し、位相リミッタ４３２から矩形波発生部４４０に出力される電圧位相φｖは、リミッタ位相φｌｉｍｉｔ以下に制限する。

図６に戻って、矩形波発生部４４０は、電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

上述のように、矩形波電圧制御では、矩形波電圧の電圧位相φｖをリミッタ位相φｌｉｍｉｔ以下の範囲内で制御することによって、トルク推定値Ｔｒｑをトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに追従させるトルクフィードバック制御が行なわれるが、前述の図４に示した矩形波電圧制御時の上限トルクラインＬ２は、図８に示す交流モータＭ１の最大トルクよりも小さい値に設定されている。すなわち、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは最大トルクよりも小さい値で制限される。

そのため、システム正常時には、図８に示すように、電圧位相φは、リミッタ位相φｌｉｍｉｔよりも所定値だけ小さい値以下の範囲で制御され、一時的にリミッタ位相φｌｉｍｉｔに達することはあっても、リミッタ位相φｌｉｍｉｔに長い時間維持されることはない。

ところが、矩形波電圧制御中にインバータ１４の各相アーム１５〜１７のうちの一相がオープン故障（スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のいずれかが常時オフとなる故障）をした場合、故障した相のモータ電流の半波が流れなくなり、平均的にはオフセット電流が交流モータＭ１に流れることになる。このオフセット電流の影響で交流モータＭ１のロータに渦電流が発生してロータが発熱するため、ロータの磁力が減少し交流モータＭ１の出力が低下するという二次的な故障が生じる。

本実施の形態は、図６に示したように、インバータ１４のオープン故障に伴なう交流モータＭ１の二次的な故障を未然に防止するために、インバータ１４のオープン故障を検出する異常検出部４６０を設けた点に特徴を有する。

異常検出部４６０は、電圧位相φｖとリミッタ位相φｌｉｍｉｔとの関係を監視することによってインバータ１４のオープン故障を検出する。

図９は、異常検出部４６０による異常検出手法を説明するフローチャートである。図９に示されるように、異常検出部４６０は、電圧位相φｖとリミッタ位相φｌｉｍｉｔとが一致したか否かを判断する（Ｓ３００）。異常検出部４６０は、電圧位相φｖとリミッタ位相φｌｉｍｉｔとが一致した場合（Ｓ３００にてＹＥＳ）、異常カウンタを加算し（Ｓ３１０）、異常カウンタが予め定められた異常確定時間以上であると（Ｓ３２０にてＹＥＳ）、オープン故障が生じている異常状態と判断する（Ｓ３３０）。なお、異常カウンタが異常確定時間に達していない場合は（Ｓ３２０にてＮＯ）、処理が再びＳ３００に戻される。

一方、異常検出部４６０は、電圧位相φｖとリミッタ位相φｌｉｍｉｔとが一致しない場合（Ｓ３００にてＮＯ）は、オープン故障が生じていない正常状態と判断する（Ｓ３４０）。なお、この際、異常カウンタはリセットされる。

図１０は、矩形波電圧制御中にインバータ１４のＵ相の上アーム（スイッチング素子Ｑ３）がオープン故障した場合のＵ相電流ｉｕ、トルク推定値Ｔｒｑ、および電圧位相φｖのタイミングチャートである。

Ｕ相の上アームがオープン故障する時刻ｔ１までの正常状態では、Ｕ相電流ｉｕが正常に流れているので、トルク推定値Ｔｒｑがほぼトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに一致し、電圧位相φｖは、リミッタ位相φｌｉｍｉｔよりも所定だけ小さい値で制御される。

時刻ｔ１にてＵ相の上アームがオープン故障すると、図１０に示すようにＵ相電流ｉｕの上側半分の電流が流れなくなり、平均的にオフセット電流が交流モータＭ１に流れることになる。この影響で、トルク推定値Ｔｒｑがトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍよりも低いトルク不足状態（偏差ΔＴｒｑ＞０）が継続すると（Ｓ２００にてＹＥＳ）。トルク推定値Ｔｒｑをトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに追従させるために、矩形波電圧の電圧位相φを進める処理が継続される（Ｓ２１０）。

この影響で、時刻ｔ２にて電圧位相φｖがリミッタ位相φｌｉｍｉｔに達すると（Ｓ３００にてＹＥＳ）、異常カウンタの加算処理が行なわれ（Ｓ３１０）、時刻ｔ３にて異常カウンタが異常確定時間に達すると（Ｓ３２０にてＹＥＳ）、オープン故障が生じている異常状態と判断される（Ｓ３３０）。

以上のように、本実施の形態においては、矩形波電圧の電圧位相φｖとリミッタ位相φｌｉｍｉｔとの関係を監視することによってインバータのオープン故障を検出する。そのため、オープン故障を検出するハード回路を別途設けることなく、インバータのオープン故障を検出することができる。そのため、インバータのオープン故障に伴なうモータの二次的な故障を未然に防止することができる。

なお、本実施の形態においては、位相リミッタ４３２による制限後の電圧位相φｖとリミッタ位相φｌｉｍｉｔとが一致している時間に基づいてオープン故障を検出したが、たとえば位相リミッタ４３２による制限前の電圧位相φがリミッタ位相φｌｉｍｉｔを超えている時間に基づいてオープン故障を検出するようにしてもよい。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

モータ駆動システムの全体構成図である。 モータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。 制御方式の選択手法を説明するフローチャートである。 制御方式と交流モータの出力トルクとの関係を示す図である。 制御装置によって実行されるＰＷＭ制御の制御ブロック図である。 制御装置によって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。 矩形波電圧の位相の設定手法を説明するフローチャートである。 矩形波電圧の位相に対する交流モータの出力トルク特性を示す図である。 異常検出手法を説明するフローチャートである。 矩形波電圧制御中にインバータのＵ相の上アームが故障した場合のＵ相電流、トルク推定値、および電圧位相のタイミングチャートである。

符号の説明

５ 負極線、６ 正極線、７ 正極線、１０＃ 直流電圧発生部、１０ 電圧センサ、１３ 電圧センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２４ 電流センサ、２５ レゾルバ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動システム、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０，４３０ ＰＩ演算部、２６０ ＰＷＭ信号生成部、２７０
制御モード判定部、４００ 矩形波電圧制御部、４２０ トルク推定部、４３２ 位相リミッタ、４４０ 矩形波発生部、４５０ 信号発生部、４６０ 異常検出部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (6)

1. 矩形波制御装置で算出される矩形波電圧の電圧位相に応じた駆動電流を交流モータに供給するインバータの異常検出装置であって、
   前記矩形波制御装置は、前記交流モータの出力トルクがトルク指令値よりも小さい場合に前記矩形波電圧の電圧位相を予め定められた上限位相以下の範囲で増加し、
   前記異常検出装置は、前記電圧位相と前記上限位相とが一致する状態が所定時間継続したか否かを判断し、前記一致する状態が所定時間継続したと判断した場合に、前記インバータが異常であることを検出する、インバータの異常検出装置。
2. 前記トルク指令値は、所定の上限トルク値以下に制限され、
   前記交流モータの出力トルクは、前記電圧位相が所定の位相よりも小さい小位相領域では前記電圧位相の増加に伴なって増加し、前記電圧位相が前記所定の位相のときに最大トルクとなる特性を有し、
   前記上限位相は、前記交流モータの出力トルクが最大トルクとなる前記所定の位相に設定され、
   前記上限トルク値は、前記最大トルクよりも小さい値に設定される、請求項１に記載のインバータの異常検出装置。
3. 前記インバータは、前記交流モータの各相にそれぞれ対応する複数のアームを備え、前記複数のアームの各々は、直列に接続された２つのスイッチング素子を含み、
   前記異常検出装置は、前記一致する状態が所定時間継続した場合に、前記複数のアームのうちのいずれか１つのアームに含まれる一方のスイッチング素子が常時オフ状態となるオープン故障であることを検出する、請求項１または２に記載のインバータの異常検出装置。
4. 前記矩形波制御装置は、前記交流モータの出力トルクが前記トルク指令値よりも小さい場合、前記上限位相以下の範囲で前記電圧位相の増加を継続し、
   前記交流モータの出力トルクは、前記オープン故障が生じた場合に、前記トルク指令値よりも継続的に低くなる特性を有する、請求項１〜３のいずれかに記載のインバータの異常検出装置。
5. 前記異常検出装置は、前記電圧位相と前記上限位相とが一致しない場合、前記インバータが正常であることを検出する、請求項１〜４のいずれかに記載のインバータの異常検出装置。
6. 矩形波制御装置で算出される矩形波電圧の電圧位相に応じた駆動電流を交流モータに供給するインバータの異常検出装置が行なう異常検出方法であって、前記矩形波制御装置は、前記交流モータの出力トルクがトルク指令値よりも小さい場合に前記矩形波電圧の電圧位相を予め定められた上限位相以下の範囲で増加し、
   前記異常検出方法は、
   前記電圧位相と前記上限位相とが一致する状態が所定時間継続したか否かを判断するステップと、
   前記一致する状態が所定時間継続したと判断された場合に、前記インバータが異常であると検出するステップとを含む、インバータの異常検出方法。

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